Projeto e implementação de um conversor CC-CC isolado com elevado ganho estático e rendimento para aplicação em microinversores fotovoltaicos

UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

MESTRADO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

Cassiano Ferro Moraes

Projeto e implementação de um conversor CC-CC isolado com

elevado ganho estático e rendimento para aplicação em

microinversores fotovoltaicos

DISSERTAÇÃO DE MESTRADO

Pato Branco 2020

CASSIANO FERRO MORAES

PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM CONVERSOR

CC-CC ISOLADO COM ELEVADO GANHO ESTÁTICO E

RENDIMENTO PARA APLICAÇÃO EM

MICROINVERSORES FOTOVOLTAICOS

Dissertação apresentada ao Programa de PósGraduação em Engenharia Elétrica -PPGEE, da Universidade Tecnológica Fe-deral do Paraná - UTFPR, Campus Pato Branco, como requisito parcial para obten-ção do título de Mestre em Engenharia. Orientador: Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein

PATO BRANCO 2020

M827p Moraes, CassianoFerro.

Projeto e implementação de um conversor CC-CC isolado com elevado ganho estático e redimento para aplicação em microinversores fotovoltaicos / Cassiano Ferro Moraes. -- 2020.

127 f. : il. ; 30 cm

Orientador: Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein

Dissertação (Mestrado) - Universidade Tecnológica Federal do Paraná. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. Pato Branco, PR, 2020.

Inclui bibliografia.

1. Conversores de corrente elétrica. 2. Circuitos de comutação. 3. Geração de energia fotovoltaica. I. Stein, Carlos Marcelo de Oliveira, orient. II. Universidade Tecnológica Federal do Paraná. Programa de Pós- Graduação em Engenharia Elétrica. III. Título.

CDD 22. ed. 621.3

Ficha Catalográfica elaborada por Suélem Belmudes Cardoso CRB9/1630 Biblioteca da UTFPR Campus Pato Branco

Ministério da Educação

Universidade Tecnológica Federal do Paraná

Câmpus Pato Branco

Diretoria de Pesquisa e Pós-Graduação

Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ

PR

Título da Dissertação n.° 078

“Projeto e Implementação de um Conversor CC-CC Isolado com Elevado Ganho Estático e Rendimento para Aplicação em Microinversores

Fotovoltaicos” por

Cassiano Ferro Moraes

Dissertação apresentada às quatorze horas do dia dezessete do mês de fevereiro de dois mil e vinte, como requisito parcial para obtenção do título de MESTRE EM ENGENHARIA ELÉTRICA. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Câmpus Pato Branco. O candidato foi arguido pela Banca Examinadora composta pelos professores abaixo assinados. Após deliberação, a Banca Examinadora considerou o trabalho APROVADO.

Banca examinadora:

Prof. Dr. Carlos Marcelo de Oliveira Stein (Orientador)

UTFPR/PB

Prof. Dr. Marcello Mezaroba (Participação à Distância)

UDESC – Joinville - SC

Prof. Dr. Jean Patric da Costa UTFPR/PB

Homologado por:

Prof. Dr. Gustavo Weber Denardin

Coordenador do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica - PPGEE/UTFPR

A versão devidamente assinada deste termo, encontra-se em arquivo na Coordenação do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica (PPGEE) - UTFPR – Câmpus Pato Branco

AGRADECIMENTOS

O desenvolvimento desse trabalho não seria possível sem o suporte de algumas pessoas, que proporcionaram a evolução do trabalho até o momento. Agradeço a:

Ao meu orientador, professor Carlos Marcelo de Oliveira Stein, por estar pre-sente desde o início da orientação contribuindo com valorosos conhecimentos para solução dos problemas encontrados no decorrer desse trabalho, bem como pela amizade construída no decorrer desses anos.

Agradeço também os demais professores do PPGEE, especialmente os pro-fessores Rafael Cardoso, Jean Patric da Costa e Emerson Carati, pelos conhecimentos prossionais e técnicos agregados em conjunto ao projeto de pesquisa e desenvolvimento PD 2866-0468/2017. Também, agradeço à COPEL pelo suporte nanceiro provido por meio da bolsa de estudos.

Aos colegas do PPGEE, pelos momentos de descontração e discussões técnicas realizadas ao longo desse trajeto.

À minha família, por todo apoio, carinho e conança que sempre depositaram em mim.

A Deus, por me iluminar nessa caminhada e, principalmente, por me dar saúde para desenvolver meu trabalho.

RESUMO

MORAES, Cassiano Ferro. PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM CONVERSOR CC-CC ISOLADO COM ELEVADO GANHO ESTÁTICO E RENDIMENTO PARA APLICAÇÃO EM MICROINVERSORES FOTOVOLTAICOS. 127 f. Dissertação - Pro-grama de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Pato Branco - PR, 2020.

A geração fotovoltaica tem tido um crescimento signicativo em âmbito mundial, devido principalmente à redução dos preços dos módulos e também na fabricação dos inverso-res. Dentre as congurações de inversores fotovoltaicos, os sistemas com microinversores apresentam vantagens para instalações de menor potência, geralmente envolvendo aplica-ções com um ou dois módulos. Na implementação dessa topologia, a qual geralmente é constituída por dois estágios de conversão, é necessário utilizar conversores CC-CC com elevado ganho de tensão e alto rendimento, o que não é trivial de se obter na prática. Den-tre as topologias de conversores isolados, o conversor meia-ponte alimentado em corrente apresenta vantagens para aplicações envolvendo microinversores fotovoltaicos, tais como: elevado ganho estático através da relação de transformação, baixa ondulação na corrente de entrada e inexistência de desbalanço de uxo no transformador, além de que a isolação galvânica reduz riscos de choque elétrico e problemas com a corrente de fuga dos módulos. Entretanto, assim como os demais conversores isolados, essa topologia apresenta proble-mas vinculados à energia acumulada na indutância de dispersão do transformador de alta frequência, se tendo sobretensões intensas na desativação das chaves do conversor. Es-ses picos de tensão geram maior estresse, perdas de potência, demandam semicondutores com maior tensão de ruptura e afetam a conabilidade de operação do conversor. Desse modo, esse trabalho tem como objetivo o projeto e implementação de um conversor meia-ponte alimentado em corrente com a inclusão de um circuito auxilar para grampeamento ativo dessas sobretensões. Com a célula para grampeamento ativo apresentada, pode-se utilizar semicondutores com menores níveis de ruptura, que geralmente possuem menor resistência de condução, sendo possível obter um elevado rendimento, o que é primordial para um sistema com microinversores fotovoltaicos. Além disso, o circuito auxiliar pro-porciona redução das perdas por comutação nos semicondutores do conversor meia-ponte, reduzindo estresse e sendo possível aumentar a frequência de chaveamento. O funciona-mento do conversor, bem como a metodologia de projeto são descritas. Na sequência é realizado o projeto e simulação do conversor para uma potência de entrada igual 350 W. Após o dimensionamento do conversor foram realizados testes experimentais com o pro-tótipo implementado, sendo vericado uma operação coerente com os resultados obtidos em simulação. Um valor de rendimento de 95,8 % foi obtido para o ponto de operação projetado.

ABSTRACT

MORAES, Cassiano Ferro. DESIGN AND IMPLEMENTATION OF A HIGH VOLTAGE RATIO AND HIGH-EFFICIENCY ISOLATED DC-DC CONVERTER FOR PHOTO-VOLTAIC MICROINVERTERS APPLICATIONS. 127 f. Master's Dissertation - Post-graduate Program in Electrical Engineering, Universidade Tecnológica Federal do Paraná, Pato Branco - PR, 2020.

The photovoltaic generation has grown signicantly worldwide, mainly due to the reduc-tion in module prices and also in the manufacture of inverters. Among the congurareduc-tions of photovoltaic inverters, the microinverter topology features some advantages for lower power applications, usually involving one or two modules. This topology generally con-sists of two conversion stages, and in the rst one, a high voltage gain and high-eciency DC-DC converter is demanded, which is not easy to implement. Compared to other isolated converters, the current-fed half-bridge topology presents some advantages for photovoltaic microinverters applications, such as high static gain through the transformer ratio, low input current ripple, and no unbalance in the transformer ow. In addition, the galvanic isolation reduces shock hazards and problems regarding the module's leakage current. However, similar to other isolated converters, this topology has problems related to the energy stored in the high-frequency transformer leakage inductance, which causes overvoltages across the switches when these are turned o. These voltage spikes generate higher stress, power losses, requiring semiconductors that features high breakdown voltage and also aect the reliability of the converter. Thus, this work presents the design and implementation of a current-fed half-bridge converter with the inclusion of an auxiliary circuit for active-clamping. With this circuit, it is possible to employ semiconductors with lower breakdown levels, which usually have lower conduction resistance, providing a high-eciency to the converter, which is essential for photovoltaic microinverters applica-tions. In addition, the auxiliary circuit reduces the switching losses, and also stress on the semiconductors, providing the increase of the switching frequency. The converter's ope-ration, as well as the design methodology, are described. Then, the design and simulation of the proposed converter for an input power equal to 350 W are presented. After the implementation, experimental tests were performed with the prototype, and a consistent operation was veried considering the results obtained in simulation. An eciency equals 95.8%was achieved for the designed operating point.

LISTA DE FIGURAS

Figura 1: Preço médio em e/kWp para sistemas com potência entre 10 kWp e 100 kWp na Alemanha e percentual deo custo dos módulos e

demais componentes do sistemas em relação ao preço médio. . . . 20

Figura 2: Capacidade instalada de geração fotovoltaica anualmente entre 2000 e 2018 no mundo. . . 21

Figura 3: Eciência dos módulos fotovoltaicos de silício poli e monocristalino entre 2006 e 2018. . . 22

Figura 4: Sistema PV centralizado. . . 23

Figura 5: Sistema PV string. . . 24

Figura 6: Sistema PV multi-string. . . 24

Figura 7: Sistema PV com microinversor. . . 25

Figura 8: Representação de uma célula fotovoltaica. . . 31

Figura 9: Modelo da célula fotovoltaica com um diodo. . . 31

Figura 10: Curvas do painel para irradiação variável (a) I × V (b) P × V . . . 32

Figura 11: Curvas do painel para temperatura variável (a) I × V (b) P × V . . 33

Figura 12: Diagrama de conexão de um microinversor fotovoltaico à rede elé-trica. . . 34

Figura 13: Conversor boost entrelaçado. . . 35

Figura 14: Conversor meia-ponte alimentado em tensão. . . 36

Figura 15: Conversor ponte-completa alimentado em tensão. . . 37

Figura 16: Conversor push-pull alimentado em corrente. . . 38

Figura 17: Conversor ponte-completa alimentado em corrente. . . 38

Figura 18: Conversor meia-ponte alimentado em corrente com dobrador de tensão na saída. . . 39

Figura 19: Conversor meia-ponte alimentado em corrente com circuito para

grampeamento ativo apresentado em Teston (2016). . . 41

Figura 20: Modelo do diodo. . . 42

Figura 21: Curva IF versus VF para o diodo APT10SCD65K. . . 42

Figura 22: Corrente do diodo durante a recuperação reversa. . . 43

Figura 23: Capacitâncias parasitas no MOSFET. . . 45

Figura 24: Comportamento da tensão no gate, tensão e corrente no dreno do semicondutor e perdas durante as transições de acionamento e desativação do MOSFET, desprezando a recuperação reversa do diodo anti-paralelo. . . 45

Figura 25: Comportamento das capacitâncias intrínsecas do MOSFET IPP110N20N3 em função da tensão VDS. . . 46

Figura 26: Tipos de comutação (a) Dissipativa (b) Comutação suave. . . 49

Figura 27: Formas de onda da tensão de saída e tensão e corrente na chave S1. 52 Figura 28: Primeira etapa do conversor CFHB convencional. . . 53

Figura 29: Segunda etapa do conversor CFHB convencional. . . 53

Figura 30: Quarta etapa do conversor CFHB convencional. . . 54

Figura 31: Conversor meia-ponte alimentado em corrente com o circuito au-xiliar para grampeamento ativo . . . 54

Figura 32: Circuito do conversor para o estado inicial de atuação do circuito auxiliar. . . 56

Figura 33: Circuito equivalente da primeira etapa. . . 56

Figura 34: Circuito equivalente para ressonância da primeira etapa. . . 56

Figura 35: Plano de fase da a primeira etapa. . . 58

Figura 36: Formas de onda para metade do período de chaveamento (comu-tação completa de S1 e D1). . . 59

Figura 37: Circuito equivalente da segunda etapa. . . 60

Figura 38: Plano de fase até a segunda etapa. . . 61

Figura 39: Circuito equivalente da terceira etapa. . . 61

Figura 41: Plano de fase até a terceira etapa. . . 62

Figura 42: Circuito equivalente da quarta etapa. . . 63

Figura 43: Plano de fase até a quarta etapa. . . 64

Figura 44: Circuito equivalente da quinta etapa. . . 64

Figura 45: Circuito equivalente para a ressonância da quinta etapa. . . 64

Figura 46: Plano de fase para iLr a partir da quinta etapa. . . 66

Figura 47: Plano de fase para iLlk. . . 66

Figura 48: Circuito equivalente da sexta etapa. . . 67

Figura 49: Circuito equivalente da sétima etapa. . . 67

Figura 50: Circuito equivalente da oitava etapa. . . 68

Figura 51: Curvas de ganho estático pra o conversor com e sem a célula de grampeamento ativo proposta. . . 70

Figura 52: Representação da defasagem do sinal de comando de Saem relação às chaves principais. . . 72

Figura 53: Tensao do módulo fotovoltaico sem capacitor de entrada. . . 75

Figura 54: Corrente do módulo fotovoltaico sem capacitor de entrada. . . 76

Figura 55: Corrente no capacitor de entrada. . . 76

Figura 56: Curvas I-V para diferentes valores de irradiação e temperatura. . . 77

Figura 57: Formas de onda da tensão e da corrente na chave auxiliar. . . 87

Figura 58: Modelo térmico para um semicondutor considerando a dissipação por convecção natural. . . 88

Figura 59: Modelo térmico equivalente para um componente. . . 88

Figura 60: Modelo térmico equivalente para vários componentes no mesmo dissipador. . . 90

Figura 61: Dissipador de calor HSE-B20254-035H-01. . . 91

Figura 62: Diagrama do driver UCC5390. . . 92

Figura 63: Formas de onda extraídas da simulação realizada no PSIM para Vin=38,1 V, D=0,55, Vo=400 V e Pin=350 W. . . 95

Figura 64: Vista superior da versão nal do protótipo implementado (111,3 mm x 97,7 mm). . . 96 Figura 65: Sinais de comando nas chaves do conversor. . . 98 Figura 66: Formas de onda da tensão de entrada, corrente de entrada, corrente

em L1 e corrente em L2 para a potência nominal. . . 98

Figura 67: Formas de onda da tensão de entrada e da ondulação desta tensão. 99 Figura 68: Formas de onda na carga e nos capacitores do reticador. . . 99 Figura 69: Detalhe das formas de onda na carga e nos capacitores do reticador.100 Figura 70: Formas de onda da tensão e corrente na chave S1 e no primário

para a potência nominal. . . 100 Figura 71: Detalhe do ZCS na chave S1 durante o turn-o. . . 101

Figura 72: Formas de onda da tensão e corrente no diodo reticador e da tensão de saída para potência nominal. . . 102 Figura 73: Formas de onda no reticador (a) Detalhe do ZCS no diodo D1

durante o turn-on e (b) Detalhe do ZCS no diodo D1 durante o

turn-o. . . 102 Figura 74: Formas de onda no circuito auxiliar (a) Tensão e corrente na chave

auxiliar e tensão no capacitor ressonante (b) Detalhe do ZCS para a chave auxiliar. . . 103 Figura 75: Rendimento do conversor para o ponto de operação projetado. . . 103 Figura 76: Curva de rendimento do conversor para diferentes tensões de entrada.104 Figura 77: Temperatura nos semicondutores (a) Temperatura em S1, (b)

tem-peratura em D1 e temperatura em Sa, Da1 e Da2. . . 105 Figura 78: Caminho da ressonância no secundário para o CFHB. . . 106 Figura 79: Formas de onda com detalhe das ressonâncias para CjD = 40 pF

(a) Corrente em S1 e (b) corrente e tensão em D1. . . 108

Figura 80: Formas de onda com detalhe das ressonâncias para CjD = 10 pF (a) Corrente em S1 e (b) corrente e tensão em D1. . . 108

Figura 82: Formas de onda da chave auxiliar considerando diferentes semi-condutores (a) IPP110N20N3 (Coss = 401) e (b) IPP320N20N3 (Coss= 135pF). . . 109 Figura 83: Núcleo e carretel do tipo E . . . 119 Figura 84: Diagrama do conversor proposto com o estágio inversor. . . 126 Figura 85: Tensão no ponto de conexão com a rede Vrede e tensão no

barra-mento CC (saída do conversor proposto) . . . 127 Figura 86: Formas de onda na chave principal S1 e na chave auxiliar com a

LISTA DE TABELAS

1 Parâmetros de tensão, potência e ganho estático em função do número de

módulos . . . 34

2 Características do módulo MAXPOWER CS6U-350P . . . 77

3 Parâmetros de projeto . . . 78

4 Cálculo teórico dos esforços nos semicondutores . . . 81

5 Parâmetros para cálculo das perdas por comutação considerando o MOS-FET IPP110N20NG3 . . . 84

6 Comparativo entre o cálculo teórico (I) e os resultados de simulação (II) dos esforços nos semicondutores . . . 96

7 Detalhes dos componentes escolhidos/implementados para o conversor . . . 97

LISTA DE SÍMBOLOS

Rs Resistência série de um módulo fotovoltaico

Rp Resistência paralela de um módulo fotovoltaico

iDcel Corrente no diodo Shockley do módulo fotovoltaico

icel0 Corrente reversa de saturação do diodo do módulo em Ampères

q Carga de um elétron (1,60217646.10−19 C) vterm Tensão de saída da célula em Volts

a Constante de idealidade do diodo

kb Constante de Boltzmann (1,3806503.10−23 J_K)

T Temperatura da junção p-n em Kelvin

iideal Corrente de saída para uma célula fotovoltaica ideal

icel Corrente gerada pela célula fotovoltaica

iterm Corrente terminal de uma célula fotovoltaica não-ideal

Ncel Número de células associadas em série

ipv Corrente de um módulo fotovoltaico

i0 Soma das correntes de saturação dos diodos das células fotovoltaicas

Isc Corrente de curto-circuito de um módulo fotovoltaico

Voc Tensão de circuito aberto de um módulo fotovoltaico

VD0 Fonte de tensão constante do modelo do diodo

RD Resistência de condução do modelo do diodo

IF Corrente média conduzida do diodo

Tj Temperatura da junção semicondutora

Tsw Período de comutação

PcondD Perda por condução no diodo

IF ef Corrente ecaz no diodo

PswD Perdas de comutação no diodo

Qrr Carga de recuperação reversa

VDrr Tensão no diodo durante a recuperação reversa

fsw Frequência de comutação

VDSon Tensão em RDSon

ID Corrente no dreno do MOSFET

IDef Corrente ecaz no dreno do MOSFET PcondM Perdas por condução no MOSFET

CDS Capacitância intrínseca dreno-source

CGD Capacitância intrínseca gate-dreno

CGS Capacitância intrínseca gate-source

Vplateau Tensão de Plateau do MOSFET

Vdriver Tensão do driver

VGS Tensão gate-source

VDS Tensão dreno-source

ID Corrente no dreno

VGS(th) Tensão de threshold do gate

Ciss Capacitância de entrada do MOSFET

IDSon Corrente no dreno do MOSFET após a ativação

tri Tempo de subida da corrente no MOSFET

VDD Tensão dreno-source do MOSFET antes da desativação

Crss Capacitância de transferência reversa do MOSFET

tf v Tempo de descida da tensão no MOSFET

CGD2 Capacitância gate-dreno para a faixa VDD/2 ≤ VDS≤ VDD

CGD1 Capacitância gate-dreno para a faixa VDSon ≤ VDS≤ VDD/2

IGon Corrente no gate do MOSFET durante o tempo de descida da tensão RG Resistência do gate

PswM on Perdas por comutação no turn-on

tri Tempo de subida da corrente no MOSFET

IGof f Corrente no gate do MOSFET durante o tempo de subida da tensão

trv Tempo de subida da tensão dreno-source do MOSFET

PswM of f Perdas por comutação no turn-o

tf i Tempo de descida da corrente no MOSFET

PM Perdas totais no MOSFET

S1 Chave principal S1

S2 Chave principal S2

D Razão cíclica

L2 Indutor principal L1

C1 Capacitor C1 do reticador dobrador de tensão

C2 Capacitor C2 do reticador dobrador de tensão

D1 Diodo D1 do reticador dobrador de tensão

D2 Diodo D2 do reticador dobrador de tensão

Cr Capacitor ressonante do circuito auxiliar

Lr Capacitor ressonante do circuito auxiliar

Sa Chave auxiliar

Da1 Diodo Da1 do circuito auxiliar

Da2 Diodo Da2 do circuito auxiliar

Vclamp Tensão de grampeamento

Vin Tensão de entrada

Vo Tensão de saída

ω1 Frequência de ressonância entre Lr e Cr

Z1 Impedância de ressonância entre Lr e Cr

k Constante usada para projeto do circuito auxiliar IL Corrente nos indutores L1 e L2

Po Potência de saída

fswa Frequência de chaveamento do circuito auxiliar

n Relação de transformação

Llk Indutância de dispersão do transformador

Z2 Impedância de ressonância entre Llk e Cr

ω2 Frequência de ressonância entre Llk e Cr

M Ganho estático

Tshif t Defasagem no tempo do comando da chave auxiliar em relação às principais

Imed,x Corrente média no componente x

Ief,x Corrente ecaz no componente x

Imax,x Corrente máxima no componente x

Vmax,x Tensão máxima no componente x

∆IL Ondulação de corrente nos indutores L1 e L2

∆Vo Ondulação de tensão na saída

Cpv Capacitor de entrada do conversor

iCpv Corrente no capacitor Cpv

∆Vpv Ondulação de tensão no módulo fotovoltaico ∆Q Variação de carga no capacitor Cpv

Pmax Potência máxima do módulo fotovoltaico

Vmpp Tensão no ponto de máxima potência do módulo fotovoltaico

Impp Tensão no ponto de máxima potência do módulo fotovoltaico

βVoc Coeciente de temperatura do módulo para Voc αIsc Coeciente de temperatura para Isc

RL1 Resistência de L1

RL2 Resistência de L2

Pcobre,x Perdas no cobre do elemento magnético x ∆B Variação da indução magnética

Kh Coeciente de perdas por histerese

Kf Coeciente de perdas por correntes parasitas

Ve Volume do núcleo

Pnúcleo,x Perdas no núcleo do elemento magnético x

Ptot,x Perdas totais no componente x

Rprim Perdas no enrolamento primário do transformador

Rsec Perdas no enrolamento secudário do transformador

Iefprim Corrente ecaz no primário do transformador Iefsec Corrente ecaz no secundário do transformador Pcond,x Perdas por condução no semicondutor x

Psw,_S1 Perdas por comutação no semicondutor x

RC1 Resistência série do capacitor C1

RC2 Resistência série do capacitor C2

PC1 Perdas totais no capacitor C1

PC2 Perdas totais no capacitor C2

PLr Perdas no indutor Lr

RCr Resistência série do capacitor Cr PCr Perdas no capacitor Cr

η Rendimento

Tjmax Temperatura de junção máxima permitida no semicondutor

Tj,x Temperatura na junção do semicondutor x

SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO . . . 20 1.1 MOTIVAÇÃO . . . 25 1.2 OBJETIVOS . . . 27 1.2.1 Objetivo Geral . . . 27 1.2.2 Objetivos Especícos . . . 27 1.3 CONTRIBUIÇÕES . . . 27 1.4 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO . . . 28 2 REVISÃO DA LITERATURA . . . 30

2.1 PRINCÍPIOS DOS SISTEMAS FOTOVOLTAICOS . . . 30

2.2 CONVERSORES CC-CC APLICADOS A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS . . 33

2.2.1 Conversores CC-CC alimentados em tensão . . . 35

2.2.2 Conversores CC-CC alimentados em corrente . . . 37

2.3 PERDAS EM SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA . . . 41

2.3.1 Perdas em diodos . . . 41

2.3.2 Perdas em MOSFETs . . . 44

2.4 TÉCNICAS DE COMUTAÇÃO SUAVE . . . 48

2.5 CONSIDERAÇÕES FINAIS DO CAPÍTULO . . . 50

3 CONVERSOR CC-CC COM GRAMPEAMENTO ATIVO . . . 51

3.1 ANÁLISE E ETAPAS DE OPERAÇÃO DO CONVERSOR PROPOSTO . . . . 55

3.2 MODELO EM REGIME PERMANENTE . . . 68

3.3 PROJETO DO CONVERSOR DE POTÊNCIA . . . 70

3.3.1 Metodologia de Projeto do Circuito Auxiliar . . . 70

3.3.1.1 Esforços na chave auxiliar . . . 72

3.3.1.2 Esforços nos diodos auxiliares . . . 73

3.3.2.1 Esforços nas chaves principais . . . 74

3.3.2.2 Esforços nos diodos do reticador dobrador de tensão . . . 74

3.3.2.3 Projeto do capacitor de entrada . . . 75

3.3.3 Projeto do Conversor . . . 77

3.3.3.1 Projeto do Circuito Auxiliar . . . 79

3.3.3.2 Projeto do Circuito Principal . . . 79

3.3.3.3 Cálculo dos Esforços e Escolha dos Semicondutores . . . 81

3.4 ESTIMATIVA DE RENDIMENTO . . . 82

3.4.1 Perdas nos Indutores L1 e L2. . . 82

3.4.2 Perdas no Transformador . . . 83

3.4.3 Perdas nas Chaves S1 e S2 . . . 83

3.4.4 Perdas dos Diodos D1 e D2 . . . 85

3.4.5 Perda nos capacitores C1 e C2 . . . 85

3.4.6 Perdas no Indutor Lr. . . 85

3.4.7 Perdas no Capacitor Cr. . . 86

3.4.8 Perdas na Chave Sa . . . 86

3.4.9 Perdas nos Diodos Da1 e Da2 . . . 86

3.4.10 Rendimento Estimado . . . 87

3.5 PROJETO DE DISSIPAÇÃO DE CALOR . . . 87

3.5.1 Cálculo térmico para as chaves principais . . . 90

3.5.2 Cálculo térmico para os diodos reticadores . . . 91

3.5.3 Cálculo térmico para a chave auxiliar . . . 91

3.5.4 Cálculo térmico para os diodos auxiliares . . . 92

3.6 PROJETO DOS CIRCUITOS DE ACIONAMENTO . . . 92

3.7 SIMULAÇÃO DO CONVERSOR CONSIDERANDO COMPONENTES IDE-AIS . . . 93

3.8 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 96

3.8.1 Ressonâncias presentes nas formas de onda . . . 106

3.8.1.1 Ressonâncias devido a capacitância de junção dos diodos reticadores . . . . 106

3.8.1.2 Ressonâncias devido à capacitância de saída da chave auxiliar . . . 108

3.9 CONSIDERAÇÕES FINAIS DO CAPÍTULO . . . 109

4 CONCLUSÕES . . . .111

5 PUBLICAÇÕES . . . .113

REFERÊNCIAS . . . .118

ANEXO A - PROJETO DOS INDUTORES L1 E L2. . . .119

ANEXO B - PROJETO DO TRANSFORMADOR . . . .123

ANEXO C - SIMULAÇÃO CONSIDERANDO A INTEGRAÇÃO COM UM INVERSOR MONOFÁSICO CONECTADO À REDE . . . .126

20

1 INTRODUÇÃO

A crescente demanda energética, bem como a ampliação das políticas socioam-bientais para redução dos impactos gerados pelo uso expressivo de combustíveis fósseis, têm motivado a pesquisa e expansão do uso de energias renováveis em âmbito mundial. Dentro desse contexto, a geração fotovoltaica (PV) tem apresentado um grande cresci-mento nas últimas décadas.

A evolução das tecnologias para fabricação das células, módulos e os demais componentes do sistema com maior eciência e vida útil, tem aumentado a viabilidade do uso de sistemas fotovoltaicos em geração distribuída. O gráco apresentado na Figura 1 relaciona o preço médio da instalação de sistemas fotovoltaicos na Alemanha, bem como o percentual de custo dos módulos e do resto do sistema (inversor, proteções, condutores, etc.) para sistemas com potência entre 10 kWp (kilowatt-pico) e 100 kWp instalados no telhado das residências. Nota-se que com o passar dos anos o valor dos módulos em relação ao custo total da instalação tem reduzido, o que é benéco para a descentralização da geração de energia e também para a conabilidade do sistema elétrico (Liang, 2017; KOURO et al., 2014). 29% 26% _26% 36% 37% 46% 48% 51% 52% _{52% 53%} 54% 55% 71% _{74% 74%} 64% _63% 54% _52% 49% 48% 48% 47% 46% 45% 0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500 5000 2006 2007 2008 2009 2010 2011 2012 2013 2014 2015 2016 2017 2018 P RE ÇO MÉ D IO ( €/KWP)

Módulo Resto do sistema

Figura 1: Preço médio em e/kWp para sistemas com potência entre 10 kWp e 100 kWp na Alemanha e percentual deo custo dos módulos e demais componentes do sistemas em

relação ao preço médio.

1 INTRODUÇÃO 21

Aliado à redução do preço para aquisição desses sistemas e, também, a in-centivos governamentais em alguns países, vem o contínuo crescimento da utilização de sistemas fotovoltaicos mundialmente. Na Figura 2 é apresentada a evolução da capaci-dade instalada de geração fotovoltaica anualmente entre os anos de 2000 e 2018 em âmbito mundial (Olivares et al., 2014; Liserre et al., 2010; Kouro et al., 2015).

0 20 40 60 80 100 120 102.4 2000 2001 2002 2003 2004 2005 2006 2007 2008 2009 2010 2011 2012 2013 2014 2015 2016 2017 2018 MEA CHINA AMERICA APAC EUROPA Capacidade Instal ada (GW)

Figura 2: Capacidade instalada de geração fotovoltaica anualmente entre 2000 e 2018 no mundo.

Fonte: Adaptado de (SolarPower Europe, 2019)

Nos últimos anos, devido à pesquisa e a evolução da tecnologia para fabrica-ção de células, tem-se no mercado módulos com maior eciência e, também, com maior densidade de potência. Na Figura 3 é apresentado um gráco do aumento da eciência dos módulos entre 2006 e 2018. Com o aumento da eciência das células, módulos com maior potência (na faixa de 350 até 400 W) têm sido fabricados, podendo reduzir área ocupada pelo arranjo.

Os sistemas fotovoltaicos são divididos basicamente em três tipos:

1) Sistemas ilhados (o-grid): não possuem conexão com a rede elétrica e fazem uso de armazenadores de energia (banco de baterias e supercapacitores);

2) Conectados à rede (grid-tied): podem alimentar carga e também inserir parcial ou integramente a potência gerada pelos módulos na rede elétrica;

1 INTRODUÇÃO 22 Predictions for the PV industry in 2019

|9 10% 11% 12% 13% 14% 15% 16% 17% 18% 19% 2006 2007 2008 2009 2010 2011 2012 2013 2014 2015 2016 2017 2018 Monocristalino Policristalino E fici ênci a dos mó dulos de s ilício

Figura 3: Eciência dos módulos fotovoltaicos de silício poli e monocristalino entre 2006 e 2018.

Fonte: Adaptado de (Fraunhofer ISE, 2019)

armazenamento de energia para suprir as cargas em momentos de falha no sistema elétrico.

Os sistemas ilhados são geralmente aplicados em situações em que é inviável a instalação de uma rede de distribuição de energia elétrica para atender cargas especícas, como por exemplo: sistemas de contagem de veículos e monitoramento de rodovias, resi-dências em regiões remotas, sistemas de bombeamento de águas uviais, sistemas de tele-comunicação em áreas isoladas, entre outras (LUQUE; HEGEDUS, 2011; BELLINASO, 2017).

Nos sistemas fotovoltaicos conectados à rede, a potência gerada pelos módulos é processada diretamente por conversores que controlam a tensão ou corrente dos módulos para a operação no ponto de máxima potência (MPP, do inglês Maximum Power Point). Além disso, esse conversores adequam o nível de tensão para o barramento do inversor, o qual controla a injeção de potência na rede com parâmetros coerentes com os estabelecidos por normativas (Carrasco et al., 2006; Koad et al., 2017).

A geração fotovoltaica conectada à rede possui diversas vantagens as quais promovem a atratividade da aplicação desses sistemas, entre essas: a possibilidade de instalação do gerador diretamente na estrutura da unidade consumidora, a conabilidade na operação, além de não prejudicar o meio ambiente (TESTON, 2016; FINAMOR, 2016; BELLINASO, 2017).

Com o estabelecimento de normativas que regulamentam a conexão dos siste-mas conectados à rede, tem-se observado um aumento na atratividade e incentivos para investimentos nessa forma de geração. No Brasil, o estímulo para a expansão da geração renovável conectada à rede iniciou com a implantação da Resolução Normativa ANEEL

1 INTRODUÇÃO 23

nº 482/2012, a qual foi posteriormente revisada e alterada para Resolução Normativa nº 687/2015. Essa resolução dene como microgeração distribuída as centrais de geração com potência instalada de até 75 kW e minigeração distribuída as quais possuem entre 75 kW e 5 MW (3 MW no caso de fontes hidráulicas). Nesse documento são apresentados os critérios de conexão, prazos para documentação e averiguação do projeto elétrico, o acordo entre o consumidor e a concessionária, bem como o estabelecimento do Sistema de Compensação de Energia Elétrica (ANEEL, 2015).

O tamanho e a capacidade de geração dos sistemas fotovoltaicos conectados à rede varia de sistemas constituídos por um único painel, geralmente com potência na faixa de 250 W a 400 W, até sistemas com milhares de painéis, na ordem de megawatts (MW), como é o caso de usinas fotovoltaicas (Kouro et al., 2015). O tipo de conguração do inversor fotovoltaico varia conforme a instalação e dimensão do arranjo. As topologias básicas são: inversor centralizado, inversor string, inversor multi-string e microinversor.

Nos inversores centralizados, o processamento da energia gerada por vários módulos fotovoltaicos é realizado por um único conversor. Nesse caso, uma grande quan-tidade de painéis são associados em série para se obter uma elevada tensão contínua, não sendo necessário amplicar o nível da tensão contínua gerada. Essa topologia pode ser observada na Figura 4. Apesar de se ter apenas um estágio de conversão de energia, essa conguração não apresenta uma eciência elevada no rastreamento do ponto de má-xima potência (Maximum Power Point Tracking (MPPT)) quando comparada à outras topologias, pelo fato dos módulos estarem em condições mais diferentes de irradiação e temperatura (Kjaer et al., 2005; Kouro et al., 2015).

CC-CA Rede

Arranjo PV

Figura 4: Sistema PV centralizado.

Quando a energia a ser processada é gerada por um único arranjo, são utiliza-dos inversores tipo string, os quais podem ou não ter dois estágios de conversão (CC-CC e CC-CA), conforme a necessidade de elevar a tensão gerada para que essa seja maior que o valor de pico da rede elétrica na qual será realizada a conexão. Essa topologia,

apre-1 INTRODUÇÃO 24

sentada na Figura 5 é popularmente aplicada em sistemas de pequena até média escala, geralmente residências com instalações integradas ao telhado.

Arranjo

PV CC-CA Rede

Figura 5: Sistema PV string.

Para dar maior exibilidade e possibilitar maior extração de potência, a to-pologia multi-string vem sendo empregada na maior parte das aplicações conectadas à rede, principalmente em geração distribuída. Entretanto, essa topologia também é uti-lizada para sistemas de maior escala. Nesse caso, as strings são compostas por uma menor quantidade de painéis e, com isso, o MPPT possui maior eciência em situações de sombreamento parcial e se tem menores perdas devido à diferenças construtivas entre os módulos. Essa topologia é apresentada na Figura 6 (Kjaer et al., 2005; Carrasco et al., 2006; Kouro et al., 2015).

Arranjo

PV CC-CC CC-CA Rede

Figura 6: Sistema PV multi-string.

Para aplicações de baixa potência, os microinversores fotovoltaicos têm apre-sentado um crescimento signicativo, devido às vantagens que essa conguração possui. Como pode ser observado na Figura 7, essa topologia é aplicada a cada módulo fotovol-taico. Desse modo, a implementação do MPPT é realizada individualmente, se tendo uma extração de potência gerada mais efetiva que as demais topologias de inversores. Além disso, se tem menores perdas por incompatibilidade entre os módulos e, ainda, oferece

1.1 Motivação 25

maior exibilidade para aumentar a potência de uma instalação, devido a conguração modular dessa topologia. Entretanto, como os módulos fotovoltaicos geram um nível de tensão baixo, um elevado ganho de tensão no estágio CC-CC é necessário para realizar a interface dos microinversores com a rede elétrica (Rodriguez; Amaratunga, 2008; Meneses et al., 2013; Kouro et al., 2015; MACEDO, 2017; KNABBEN, 2017; ANDRADE, 2018).

Módulo

PV CC-CC CC-CA Rede

Microinversor Figura 7: Sistema PV com microinversor.

Tendo em vista as vantagens e a expansão das aplicações envolvendo microin-versores fotovoltaicos conectados à rede, esse trabalho tem o objetivo de analisar, projetar e implementar um conversor CC-CC isolado, com elevado ganho estático e rendimento para aplicação em microinversores fotovoltaicos conectados à rede monofásica ou bifásica de energia.

1.1 MOTIVAÇÃO

Apesar dos microinversores apresentarem rendimento mais baixo e possuírem maior custo para uma elevada quantidade de painéis, esta topologia ainda apresenta al-gumas vantagens interessantes em relação às demais topologias de inversores fotovoltaicos conectados à rede, tais como:

ˆ Maior eciência no rastreamento do ponto de máxima potência, por geralmente ser aplicado a apenas um ou dois módulos;

ˆ Inexistência de perdas vinculadas a sombreamento parcial e incompatibilidade entre módulos;

ˆ Possibilidade de instalação do sistema fotovoltaico o conforme a necessidade e poder de compra do usuário;

ˆ Facilidade de ampliação do sistema devido à modularidade (o microinversor é ins-talado no próprio módulo).

1.1 Motivação 26

Aplicações de geração fotovoltaica que utilizam microinversores demandam um elevado ganho estático de tensão no estágio CC (na ordem de 10 a 15 vezes), de modo a proporcionar uma tensão de barramento para o estágio inversor maior que o valor de pico da tensão da rede elétrica. Na literatura algumas topologias de conversores não-isolados com elevado ganho estático foram propostas. Em Li e He (2011), por exemplo, são apre-sentadas algumas topologias para aplicações em sistemas fotovoltaicos, como o conversor boost entrelaçado, o conversor boost de três níveis, conversores em cascata e conversores com células multiníveis. Também, topologia não-isolada com rede L-C chaveada foi pro-posta em (Gu et al., 2019). Em Forouzesh et al. (2018) foi apresentado o uso de indutores acoplados para uma topologia derivada do conversor boost.

Com a evolução da eletrônica de potência, conversores que fazem uso de um transformador de alta frequência têm sido propostos para a obtenção de um elevado ganho de tensão. Esses conversores, além de possuir a exibilidade de prover alto ganho através da relação de transformação, proporcionam isolação entre a fonte de geração e a carga, promovendo maior segurança contra choque elétrico. Além disso, a isolação galvância reduz problemas vinculados à corrente de fuga devido a capacitância parasita formada entre as células e a parte metálica do módulo quando esse é aterrado, bem como reduz ruído e interferência eletromagnética na transferência de potência (Kjaer et al., 2005; Teodorescu et al., 2006; Giacomini et al., 2017).

Um problema recorrente em algumas topologias de conversores isolados é vin-culado à indutância de dispersão, presente na implementação física do transformador. A energia acumulada nesse elemento gera sobretensões na desativação (turn-o ) das chaves, o que aumenta o estresse no componente, podendo até deteriorá-lo caso semicondutores com maior nível de ruptura não sejam utilizados (Moraes et al., 2019). Para reduzir essas sobretensões, snubbers passivos podem ser aplicados. Entretanto, apesar de possuírem maior simplicidade de implementação, podem degradar o rendimento do conversor.

Tendo em vista reduzir os problemas vinculados à indutância de dispersão do transformador, bem como proporcionar um elevado rendimento para o estágio CC para aplicações com microinversores fotovoltaicos, esse trabalho propõe o desenvolvimento de um conversor isolado alimentado em corrente com elevado ganho estático e rendimento. Além disso, é apresentado um circuito auxiliar derivado de Bahrami et al. (2017) para grampear ativamente as sobretensões nas chaves do conversor, bem como melhorar as comutações para a operação em frequência elevada e providenciar maior conabilidade ao conversor.

1.2 Objetivos 27

1.2 OBJETIVOS 1.2.1 Objetivo Geral

Analisar, projetar e implementar um conversor CC-CC meia ponte alimentado em corrente com elevado ganho e eciência para aplicação em microinversores fotovoltai-cos. Além disso, apresentar um circuito auxiliar para grampeamento ativo da tensão nas chaves do conversor.

1.2.2 Objetivos Especícos

A m de atingir o objetivo geral proposto, como objetivos especícos desse trabalho tem-se:

ˆ Analisar a topologia do conversor com a aplicação de um circuito auxiliar para grampear ativamente a tensão nas chaves do conversor;

ˆ Projetar os componentes do conversor e do circuito auxiliar para um valor de po-tência de entrada igual a 350 W;

ˆ Desenvolver o modelo em regime permanente da topologia escolhida; ˆ Implementar o circuito de potência do conversor;

ˆ Realizar testes com o conversor operando em malha aberta;

ˆ Analisar os resultados obtidos na implementação prática e compará-los com as si-mulações.

1.3 CONTRIBUIÇÕES

As contribuições obtidas com o desenvolvimento desse trabalho são:

ˆ Desenvolvimento de um conversor CC-CC meia ponte isolado (CFHB, do inglês Current-Fed Half-Bridge) de elevado ganho estático e rendimento para aplicação em microinversores fotovoltaicos;

ˆ Apresentar um circuito auxiliar para grampeamento ativo das sobretensões nas cha-ves do conversor. Com o circuito auxiliar as perdas por comutação no turn-o das chaves são reduzidas, bem como as perdas por comutação nos diodos do reticador.

1.4 Estrutura da Dissertação 28

Desse modo, é possível reduz a interferência eletromagnética do circuito e utilizar semicondutores com menor nível de ruptura, que geralmente possuem menor resis-tência de condução;

ˆ Em relação a alguns circuitos auxiliares aplicados ao CFHB propostos na literatura, o circuito apresentado reduz o número de semicondutores controlados, o que pos-sibilita redução do custo de implementação, além de diminuir a complexidade dos circuitos de acionamento;

ˆ O projeto do circuito auxiliar considera o valor intrínseco da indutância de disper-são do transformador, não sendo necessário inserir uma indutância série como em alguns circuitos para grampeamento ativo propostos na literatura, reduzindo então o volume do conversor;

ˆ Com o circuito para grampeamento ativo é possível elevar a frequência de comutação do conversor, podendo reduzir o volume do conversor.

1.4 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO

No capítulo dois, inicialmente é abordado sobre a composição e o modelo das células fotovoltaicas, bem como são apresentadas algumas estruturas de conversores para aplicações fotovoltaicas que demandam elevado ganho estático. Na sequência, é apresentada a metodologia de cálculo de perdas em alguns semicondutores de potência e uma breve revisão sobre técnicas de comutação suave.

No terceiro capítulo é apresentada a topologia denida para este trabalho com a inclusão do circuito auxiliar proposto para grampeamento ativo. Inicialmente, são des-critas as etapas de operação do conversor e é feita análise matemática teórica do circuito, bem como é determinado o modelo em regime permanente. Na sequência, é apresentada a metodologia de projeto do conversor com o circuito auxiliar e é feito o projeto com base nas especicações denidas para a aplicação. Após isso, são calculados os esforços para a seleção dos semicondutores, bem como são dimensionados os ltros, calculadas as perdas teóricas para estimar o rendimento do protótipo e também calculado os dissipadores de calor necessários para o conversor. Logo em seguida, é realizada uma simulação ideal do conversor e, por m, são apresentados e discutidos os resultados experimentais obtidos para o conversor implementado.

1.4 Estrutura da Dissertação 29

As publicações e submissões realizadas são apresentadas no capítulo cinco. Nos anexos são apresentados os projetos dos indutores e do transformador para o protótipo desenvolvido.

30

2 REVISÃO DA LITERATURA

Nesse capítulo é realizada uma revisão bibliográca a respeito dos temas pri-mordiais para a compreensão e desenvolvimento desse trabalho. Primeiramente, será discorrido brevemente sobre a composição, o modelo elétrico e o funcionamento das cé-lulas fotovoltaicas, as quais proporcionam a geração de potência por meio da absorção da irradiação solar. Na sequência serão apresentadas algumas topologias de converso-res CC-CC utilizadas em sistemas fotovoltaicos, com enfoque principal em conversoconverso-res com isolação galvânica para aplicações de elevado ganho estático de tensão. Por m, é feita uma abordagem sobre o cálculo de perdas em alguns semicondutores de potência e uma breve introdução às principais técnicas de comutação empregadas em eletrônica de potência.

2.1 PRINCÍPIOS DOS SISTEMAS FOTOVOLTAICOS

Um sistema fotovoltaico realiza a conversão da energia solar em energia elé-trica, sendo que a unidade elementar desses sistemas é a célula fotovoltaica. As células geralmente são associadas em série para se obter maiores níveis de tensão, constituindo então os módulos fotovoltaicos, os quais podem ser associados formando arranjos.

As células são constituídas por diodos semicondutores cujas junções p-n são expostas à irradiação solar. O material mais utilizado para a fabricação das células é o silício (Si), o qual pode ser estruturado em monocristalino e policristalino, ou ainda silício amorfo. No processo de fabricação, uma das camadas do Si é dopada para formar a junção, além disso uma lâmina metálica é xada na superfície sobre a qual haverá irradiação solar e outra lâmina é utilizada como base para as conexões elétricas, como pode ser visto na Figura 8. Quando há incidência de radiação, se a energia do fóton incidente é suciente para que haja transferência de elétrons pelo semicondutor, obtém-se uma diferença de potencial nos terminais da célula (VILLALVA et al., 2009).

2.1 Princípios dos sistemas fotovoltaicos 31

Figura 8: Representação de uma célula fotovoltaica.

Fonte: Adaptado de (VILLALVA et al., 2009; LUQUE; HEGEDUS, 2011)

O modelo de uma célula com um diodo, resistência série Rs e resistência pa-ralela Rp é disposto na Figura 9.

icel iDcel D iterm Rp Rs + vterm -Célula Fotovoltaica Ideal

Modelo Prático iideal

Figura 9: Modelo da célula fotovoltaica com um diodo. Fonte: Adaptado de (VILLALVA et al., 2009)

A corrente iDcel é a corrente no diodo Shockley de quatro camadas, que pode ser calculada por

iDcel = icel0 [︄ e (︂ qv akbT )︂ − 1 ]︄ (1) sendo que:

icel0: Corrente reversa de saturação do diodo em Ampères;

q: Carga de um elétron (1,60217646.10−19 C); vterm: Tensão de saída da célula em Volts;

a: Constante de idealidade do diodo (1≤a≤2, varia de acordo o material do

semicondutor);

kb: Constante de Boltzmann (1,3806503.10−23 J_K);

T: Temperatura da junção p-n em Kelvin.

2.1 Princípios dos sistemas fotovoltaicos 32

gerada iideal pode ser determinada pela equação (2), tal que icel é a corrente gerada pela célula fotovoltaica em Ampères.

iideal = icel− iDcel (2)

Como na prática os módulos fotovoltaicos são compostos por diversas células associadas, geralmente em série, tem-se que a equação que descreve a corrente terminal

itermde uma célula não ideal é dada por (3), tal que Ncel é o número de células associadas,

ipv é a corrente total gerada pelo conjunto de células (módulo fotovoltaico) e i0 é a soma

das corrente de saturação dos diodos.

iterm = ipv− i0 [︄ e (︂ q(v+Rsiterm) NcelkbT )︂ − 1 ]︄ −vterm+ Rsiterm Rp (3) A partir da equação (3) pode-se obter a curva I × V (corrente versus tensão) da célula ou conjunto de células associadas, bem como a corrente de curto-circuito (Isc), a tensão de circuito aberto (Voc) e o MPP (VILLALVA et al., 2009).

Na Figura 10 são apresentadas as curvas características I×V e P ×V (potência versus tensão) do módulo Canadian CS6U-P 350 W em diferentes condições de irradiação, enquanto a Figura 11 apresenta tais curvas para diferentes condições temperaturas.

0 10 20 30 40 50 Tensão (V) 0 2 4 6 8 10 12 Corrente (A) MPP MPP MPP 1000 W/m2 500 W/m2 100 W/m2 (a) 0 10 20 30 40 50 Tensão (V) 0 100 200 300 400 Potência (W) MPP MPP MPP 1000 W/m2 500 W/m2 100 W/m2 (b)

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 33 0 10 20 30 40 50 Tensão (V) 0 2 4 6 8 10 Corrente (A) 5°C 25°C 75°C (a) 0 10 20 30 40 50 Tensão (V) 0 100 200 300 400 Potência (W) 5°C 25°C 75°C (b)

Figura 11: Curvas do painel para temperatura variável (a) I × V (b) P × V .

Por meio das Figuras 10 e 11 é possível observar que para diferentes condições de irradiação e temperatura se obtém pontos de máxima transferência de potência, Voc e

Isc distintos. Desse modo, para a extração da máxima potência gerada pode-se aplicar técnicas de MPPT.

2.2 CONVERSORES CC-CC APLICADOS A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS

Os microinversores fotovoltaicos conectados à rede geralmente possuem dois estágios de processamento da energia, o estágio CC-CC e o estágio CC-CA. O primeiro estágio é responsável por extrair a máxima potência gerada, através do controle da cor-rente ou tensão do módulo. Já o segundo estágio de conversão é responsável por controlar a tensão no barramento CC, além de realizar o sincronismo com a rede de distribuição e controlar a potência injetada, adequando os parâmetros com base nas normativas para conexão (Li; Wolfs, 2008; Edwin et al., 2012; Levron et al., 2016). Na Figura 12 é apre-sentado um diagrama de um microinversor fotovoltaico conectado à rede, considerando a utilização de um conversor isolado.

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 34

PV Conversor CC-CC _Isolado Barramento _CC Conversor_CC-CA Rede

Figura 12: Diagrama de conexão de um microinversor fotovoltaico à rede elétrica.

Na Tabela 1 são apresentados os níveis de tensão, potência e ganho estático para aplicações envolvendo microinversores fotovoltaicos conectados à rede monofásica. Considera-se 400 V para a tensão do barramento CC, de modo que esse nível de tensão seja maior que o valor de pico da rede elétrica monofásica 220 V, a qual possui um nível máximo igual a 311 V.

Tabela 1: Parâmetros de tensão, potência e ganho estático em função do número de módulos

Módulos em série Potência (W) Tensão de entrada (V)

Tensão de

saída (V) Ganho estático

1 300 36 400 11,11

2 600 72 400 5,55

1 250 25 400 16

2 500 50 400 8

Pode-se observar que quanto menor o número de módulos em série, ou para associações paralelas, maior deve ser o ganho estático do conversor CC-CC, uma vez que é desejado um nível de tensão maior que o valor de pico da rede.

Dentre as topologias de conversores não-isolados o conversor boost entrelaçado tem se apresentado uma solução viável para processamento da energia com o aumento da potência do sistema. A topologia desse conversor pode ser observada na Figura 13. Esses conversores propiciam a redução do ripple de corrente na entrada, maior densidade de potência, menor volume dos componentes passivos, entre outras vantagens (LI; HE, 2011; Ho et al., 2013; Tseng; Huang, 2014). Entretanto, para situações em que o ganho desejado é na ordem de 10 a 20 vezes e se almeja um elevado rendimento (acima de 90%) os conversores isolados possuem vantagens em relação aos não-isolados.

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 35 S1 Sn + Vo -Ro Ln L1 Co D1 Dn Cpv

Figura 13: Conversor boost entrelaçado.

Os conversores isolados proporcionam importantes benefícios para as aplica-ções fotovoltaicas, tais como: redução do risco de choque elétrico e problemas com a cor-rente de fuga gerada pela capacitância parasita dos módulos, e proporcionam um elevado ganho estático de tensão por meio do ajuste da relação de transformação do transformador de alta frequência (PRASANNA; RATHORE, 2013; Vinnikov et al., 2016). As topologias isoladas são divididas, basicamente, em conversores alimentados em tensão e converso-res alimentados em corrente, sendo que nesse trabalho será dado um enfoque maior aos conversores alimentados em corrente.

2.2.1 Conversores CC-CC alimentados em tensão

Os conversores alimentados em tensão são muito aplicados em fontes chaveadas para converter tensões elevadas de entrada em níveis baixos na saída, uma vez que são derivados do conversor buck. Em sistemas fotovoltaicos, esses conversores são geralmente usados em aplicações que não possuem conexão com a rede (o-grid), promovendo o controle de carga do sistema de armazenamento de energia.

Um exemplo típico desses conversores é a topologia meia-ponte, cujo circuito é disposto na Figura 14. Esse conversor é constituído por duas chaves, S1 e S2, dois

capacitores de entrada, C1 e C2, um reticador com dois diodos, D1 e D2, um indutor

e um capacitor de saída, Lo e Co, respectivamente, os quais constituem um ltro passa-baixas para que apenas a componente CC seja transferida para a carga. Em relação ao funcionamento desse conversor, as chaves S1 e S2 operam com mesma razão cíclica,

entretanto o comando entre ambas é defasado em metade do período. Os capacitores

C1 e C2 possuem mesmo valor de capacitância e são carregados com metade do valor da

tensão de entrada. A operação desse conversor é dada em quatro etapas Inicialmente, quando a S1 é ativada, a tensão de C1 é aplicada ao primário do transformador e o diodo

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 36

reticador D2 transfere energia para a saída. Na segunda etapa ambas as chaves estão

desativadas, então os capacitores são carregados com metade da tensão de entrada e o capacitor Co alimenta a carga. Quando S2 é ativada, a tensão sobre o capacitor C2 é

aplicada reversamente ao primário do transformador, ocorrendo uma inversão de tensão, e o diodo D1 entra em condução. Por m, novamente, ambas as chaves estão desligadas

e o capacitor de saída transfere energia para a carga (HART, 2011).

Ro D1 S2 1:n + Vo -S1 C1 D2 Co Lo C2 Cpv

Figura 14: Conversor meia-ponte alimentado em tensão.

Na Figura 15 é apresentada a topologia do conversor CC-CC ponte-completa alimentado em tensão. Nesse conversor se tem o dobro de chaves e diodos em relação ao conversor meia-ponte alimentado em tensão. O capacitor Cin é utilizado como caminho para as componentes de alta frequência advindas da comutação das chaves. Além disso, para que as componentes CC não sejam inseridas no transformador é disposto um capa-citor Cp em série com o transformador. As chaves S1 e S4 são ativadas com o mesmo

comando, assim como S2 e S3. Similar ao conversor meia-ponte se tem uma defasagem

de metade do período entre os sinais de comando de S1− S4 e S2− S3.

A operação desse conversor é muito similar a do conversor meia-ponte alimen-tado em tensão, sendo constituída em quatro etapas. Na primeira etapa as chaves S1 e S4

são ativadas, assim se tem a excitação do transformador e a condução do par de diodos

D1-D4, os quais transferem energia para Lo, Co e para a carga. Na segunda etapa todas as chaves estão desativadas e a tensão sobre o capacitor Cin é igual a tensão de entrada e o capacitor Co fornece energia para a carga. A terceira etapa inicia quando S2 e S3

são acionadas, enquanto S1 e S4 são desativadas, desse modo D1 e D4 são polarizados

reversamente e D2-D3 entram em condução transferindo energia para a saída. Por m, S2

e S3 são desativadas, o capacitor Cin é energizado com a tensão de entrada e o capacitor de saída fornece energia para a carga.

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 37 Ro D1 D2 S4 1:n + Vo -S1 S3 S2 D4 D3 Co Cp Lo Cpv

Figura 15: Conversor ponte-completa alimentado em tensão.

2.2.2 Conversores CC-CC alimentados em corrente

Diferentemente dos conversores alimentados em tensão, nos conversores CC-CC alimentados em corrente o indutor de ltro é disposto na entrada do circuito, de modo que a corrente de entrada seja mantida constante e o conversor opere como fonte de corrente. Esses conversores geralmente atuam como elevadores de tensão, apesar de poderem reduzir a tensão de entrada através da relação de transformação. As principais topologias de conversores alimentados em corrente são: conversor Push-Pull alimentado em corrente, conversor ponte-completa alimentado em corrente e conversor meia-ponte alimentado em corrente (LIU et al., 2011).

O conversor push-pull é apresentado na Figura 16, sendo constituído pelo in-dutor Lin, duas chaves S1 e S2, um reticador no secundário constituído por dois diodos,

D1 e D2, e um capacitor de saída Co. A operação desse conversor é dada em quatro etapas, sendo que os comandos das chaves S1 e S2 são defasados em metade do período.

Inicialmente, quando a chave S2 é ativada, o indutor Lin é carregado linearmente e se tem a energização da parte inferior do primário do transformador. Com isso o diodo

D2 é polarizado diretamente, reticando o sinal alternado e transferindo energia para o

capacitor de saída e para a carga. Na segunda etapa ambas as chaves estão desativadas e o capacitor Co fornece energia para a carga. Na próxima etapa a chave S1 é ativada,

e assim se tem a descarga do indutor de entrada e a energização da parte superior do primário do transformador, o diodo D1 entra em condução transferindo energia para Co e para a carga. Por m, novamente as duas chaves estão desativadas e Co transfere energia para a carga.

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 38 Ro D1 D2 S2 + Vo -S1 Co Lin Cpv

Figura 16: Conversor push-pull alimentado em corrente.

Essa topologia apresenta um baixa ondulação na corrente de entrada, bem como possibilita um elevado ganho estático por meio da relação de transformação. Apesar disso, o conversor push-pull requer ltros capacitivos mais volumosos por apresentar maior ondulação na tensão de saída. Além disso, apresenta sobretensões elevadas nas chaves devido à indutância de dispersão do transformador, como os demais conversores isolados (KIM; KWON, 2009; Chen et al., 2014; Xu et al., 2018).

O conversor ponte-completa alimentado em corrente é apresentado na Figura 17. Em relação ao funcionamento desse conversor, o comando dos pares de chaves S1-S4 é

defasado em metade do período em relação ao par S2-S3. Inicialmente, as quatro chaves

do conversor são ativadas, carregando o indutor Lin. Após essa etapa, denominada etapa boost, S2 e S3 são desativadas e o primário do transformador é energizado, assim os

dio-dos D1 e D4 entram em condução e transferem energia para a Co e para carga. Devido a defasagem de 180º, novamente as quatro chaves entram em condução, se tendo a carga do indutor, e então S1 e S4 são então desativadas e o par D2-D3 conduzem corrente para

a carga e para o capacitor Co.

Ro D1 D2 S4 1:n + Vo -S1 S3 S2 D4 D3 Co Lin Cpv

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 39

Essa topologia também apresenta baixa ondulação na corrente de entrada, de-vido à redução do ripple proporcionado pelo acionamento defasado em metade do período dos pares de chaves, além de não apresentar problemas relacionados ao desbalanço de uxo no transformador. Entre algumas desvantagens dessa topologia têm-se: quantidade relativamente elevada de semicondutores, necessidade de circuitos de bootstrap para as chaves superiores ou fontes isoladas, sobretensões elevadas nas chaves ocasionadas pela energia armazenada na indutância de dispersão do transformador (Adib; Farzanehfard, 2009; R; RATHORE, 2013; Bal et al., 2016).

O conversor ponte completa foi aplicada por Chen et al. (2008) operando com Zero-Current Switching (ZCS) por meio da capacitância e indutância parasita do trans-formador. Para esse circuito obteve-se um rendimento de 92%. Em R e Rathore (2013), esta topologia foi utilizada visando a aplicação em células à combustível, aplicou-se um circuito auxiliar para a comutação em ZVS e, com isso, foi atingido um rendimento de 94%.

Outra topologia para processamento de energia com elevado ganho estático é o conversor meia-ponte alimentado em corrente, o qual é apresentado na Figura 18.

Ro C1 C2 D1 D2 S1 S2 L1 L2 1:n + Vo -Cpv

Figura 18: Conversor meia-ponte alimentado em corrente com dobrador de tensão na saída.

Em relação ao funcionamento dessa topologia, inicialmente as chaves S1 e S2

são ativadas e os capacitores fornecem energia para a carga. S2 é desativada, então o

transformador é energizado e a energia armazenada no indutor L2 é transferida para a

saída por meio da condução do diodo D2, também carregado o capacitor C2. Novamente

S2 é ativada, o diodo D2 entra em bloqueio e os capacitores fornecem energia para a

2.2 Conversores CC-CC aplicados a sistemas fotovoltaicos 40

transferindo energia para a carga. A operação do conversor naliza quando S1 é ativada

novamente.

Comparado ao conversor ponte-completa alimentado em corrente, o indutor de entrada é substituído por dois indutores e se tem a redução do número de chaves semicondutoras pela metade, o que agrega menor custo de implementação, volume e não demanda fontes isoladas ou circuitos para bootstrap. Além disso, as indutâncias de L1e L2

são iguais e, com isso, a corrente nesses elementos é igual à metade da corrente de entrada, se tendo dois indutores de menor volume ao invés de um único indutor mais volumoso, como no caso do conversor em ponte-completa. As chaves são acionadas com mesma razão cíclica (maior que 0,5) com uma defasagem de metade do período de chaveamento entre ambas, o que proporciona a redução do ripple na corrente de entrada (TESTON, 2016).

Apesar das vantagens proporcionadas pelo transformador, o conversor meia-ponte, assim como o ponte-completa e o push-pull, apresenta graves problemas vinculados aos efeitos da indutância de dispersão presente na implementação física do transformador. Quando uma das chaves do conversor é desativada para a transferência de energia para o secundário, o transformador não assume instantaneamente a energia acumulada, não se tendo caminho para a corrente armazenada na indutância de dispersão. Desse modo, essa energia acumulada é descarregada sobre a chave que foi desativada, gerando sobretensões que podem deteriorar o semicondutor ou reduzir sua vida útil, resultando em maior ruído, interferência eletromagnética e perdas de potência no circuito (Hong Mao et al., 2005; Wu et al., 2018).

De modo a amenizar os picos de tensão nas chaves geradas pela indutância de dispersão do transformador são aplicados snubbers, os quais podem ser passivos ou ativos. Os circuitos passivos são de simples implementação e baixo custo, entretanto na maior parte das vezes degradam o rendimento do conversor. Por outro lado, os snubbers ativos/regenerativos, muitas vezes denominados circuitos auxiliares, embora possuam ope-ração complexa em relação aos passivos, possibilitam que o rendimento do conversor não seja afetado signicativamente, uma vez que além de grampear a tensão nas chaves po-dem promover a comutação ZVS e/ou Zero-Current Switching (ZCS) (HAN et al., 2005; ZHAN et al., 2016; Moraes et al., 2018).

Na literatura, alguns snubbers são propostos para o conversor CFHB. Em Zhan et al. (2016) é apresentado um circuito passivo, o qual é composto por três diodos, dois indutores e dois capacitores. A aplicação desse circuito promove a redução das

2.3 Perdas em semicondutores de potência 41

sobretensões nas chaves e permite com que operem em ZVS no turn-o. Com esse circuito auxiliar foi obtido um rendimento máximo de 92,3%. Já em Han et al. (2005) é proposto um snubber ativo constituído por duas chaves e um capacitor. Por meio desse circuito pode-se obter um grampeamento da tensão das chaves igual a tensão do capacitor do circuito auxiliar. Além disso, por meio da energia armazenada na indutância de dispersão as chaves principais operam com ZVS, de modo que no artigo foi obtido um rendimento de 95%. O mesmo circuito auxiliar apresentado em Han et al. (2005) foi abordado em Teston (2016), entretanto foi proposta uma alteração no ponto de conexão do circuito e a aplicação de um reticador dobrador de tensão na saída, como pode ser observado na Figura 19. No caso, obteve-se uma eciência de 95,7% à plena carga e todas as chaves atuaram com ZVS em toda a faixa de operação do conversor.

Ro C1 C2 D1 D2 S1 S2 L1 L2 1:n + Vo -Llk Sa1 Sa2 Cclamp Cpv

Figura 19: Conversor meia-ponte alimentado em corrente com circuito para grampeamento ativo apresentado em Teston (2016).

2.3 PERDAS EM SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA

As perdas em semicondutores podem ser basicamente dividas em perdas por condução e por comutação. Nas próximas subseções será apresentado o cálculo das perdas em diodos e MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Eect Transistor). Essas aná-lises serão posteriormente utilizadas para realizar a estimativa de rendimento do conversor e o projeto de dissipação de calor.

2.3.1 Perdas em diodos

O cálculo das perdas por condução em diodos considera que o modelo desses semicondutores é composto por uma fonte de tensão constante (VD0), que representa a tensão de condução, uma resistência de condução (RD), através da qual circula a corrente média conduzida (IF), e um diodo ideal para representar um único sentido de condução. O modelo desse semicondutor é apresentado na Figura 20.

2.3 Perdas em semicondutores de potência 42 RD VD0 IF VF + -IF Diodo Ideal

Figura 20: Modelo do diodo.

A tensão sobre o diodo pode ser calculada por

VF = VD0+ RDIF. (4) A tensão de condução do diodo é obtida por meio do datasheet do semicon-dutor. Um exemplo da curva da qual VD0 por ser extraída é apresentada na Figura 21, a qual apresenta a corrente conduzida em função da tensão de condução para diferentes condições de temperatura de junção (Tj).

0 5 10 15 20 IF (A) 0 1 2 3 4 Tj=150 °C Tj=125 °C Tj=25 °C Tj=-55 °C VF (V)

Figura 21: Curva IF versus VF para o diodo APT10SCD65K. Fonte: Adaptado de Microsemi (2013)

As perdas por condução em diodos são vinculadas à tensão e corrente no componente em condução, bem como à energia dissipada na resistência de condução. Considerando o período de comutação (Tsw), tem-se que a perda por condução no diodo (PcondD) é determinada pela equação (5), tal que IF ef é a corrente ecaz no semicondutor.

2.3 Perdas em semicondutores de potência 43

PcondD = VD0IF + RDIF ef2 (5) Em relação às perdas por comutação em diodos, essas consistem basicamente da energia dissipada durante a recuperação reversa. No processo de bloqueio do diodo, ocorre a recombinação dos elétrons livres no semicondutor para que a carga devido aos portadores minoritários seja removida. Desse modo, durante o tempo de recuperação re-versa o diodo permanece conduzindo, gerando perdas. As perdas de comutação no diodo (PswD) são calculadas por meio da equação (6), tal que Qrr é a carga da recuperação reversa, VDrr é a tensão no diodo nesse tempo e fsw é a frequência de comutação (SAR-TORI, 2009; INFINEON, 2006). As formas de onda tensão e a corrente no diodo durante esse efeito são apresentadas na Figura 22.

PswD= QrrVDrr 4 fsw (6) t Qrr trr iF,vF

Figura 22: Corrente do diodo durante a recuperação reversa.

As perdas totais no diodo são calculadas como:

PD = PcondD+ PswD = VD0IF med + RDIF ef2+

QrrVDrr

4 fsw. (7)

Com a evolução e aperfeiçoamento das técnicas e materiais para fabricação de semicondutores, tem-se no mercado componentes para os quais a recuperação reversa é desprezível, de modo que as perdas por comutação em diodos são ínmas, muitas vezes