Apostila - Eletrônica de potência

Unidade de Ensino Descentralizada da Serra/ES

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ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

Unidade de Ensino Descentralizada da Serra/ES

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ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

MARCIO BRUMATTI

SERRA - ES 2005 _____________________________________________

AUTOMAÇÃO INDUSTRIAL

SUMÁRIO

1. INTRODUÇÃO ...3

2. SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA ...5

2.1 – Introdução ... 5

2.2 – Perdas nos Semicondutores de Potência ... 5

2.3 – O Diodo... 6

2.4 - Tiristores ... 9

2.4.1 – SCR (Retificador controlado de silício) ... 9

2.4.2 – O TRIAC... 12

2.4.3 – O DIAC... 13

2.5 – O Transistor Bipolar de Junção (BJT)... 13

2.6 – Mosfet de Potência ... 15

2.7 – O IGBT ... 17

2.8 – Módulos de Potência ... 18

2.9 – A Escolha do Semicondutor de Potência... 19

3. RETIFICADORES NÃO CONTROLADOS...21

3.1 - Introdução... 21

3.2 - Retificador Monofásico de Meia Onda ... 21

3.3 - Retificador Monofásico de Onda Completa em Ponte ... 25

3.4 - Retificadores Trifásicos ... 28

3.4.1 - Retificador Trifásico de Meia Onda ... 28

3.4.2 - Retificador Trifásico de Onda Completa ... 29

4. RETIFICADORES CONTROLADOS...32

4.1 - Retificador Monofásico Controlado de Meia Onda... 32

4.2 - Retificador Monofásico Controlado de Onda Completa em Ponte ... 35

4.3 - Retificador Monofásico Semicontrolado... 37

4.4 - Retificador Trifásico Controlado de Meia Onda ... 39

4.5 - Retificador Trifásico Controlado de Onda Completa ... 42

4.6 - Retificador Trifásico Semicontrolado ... 45

4.7 - Sincronismo de Retificadores Trifásicos... 48

4.8 - Acionamento de Motores CC Com Retificadores... 49

4.9 – Acionamento de Motores CC em Quatro Quadrantes ... 50

4.9.2 – Acionamento por Conversores Duais ... 52

5. CIRCUITOS DE DISPARO...56

5.1 – Introdução ... 56

5.2 - Circuito de Disparo Com Sinais CA ... 56

5.3 - Circuito de Disparo Com Pulsos Usando o UJT... 57

5.4 – Isolação de Circuitos de Disparo... 61

5.5 - Circuito Integrado - TCA785... 62

6. CONTROLADORES CA...65 6.1 – Controle Liga-Desliga... 65 6.2 - Controle de fase... 66 6.2.1- Controlador Monofásico ... 66 6.2.2 - Controlador Trifásico ... 67 6.3 – Soft-Start ... 67 7. CONVERSORES CC – CC...69 7.1 - Introdução... 69

7.2 – Modulação por Largura de Pulso (PWM)... 69

7.3 - Conversor Abaixador (BUCK)... 70

7.4 - Conversor Elevador (Boost) ... 74

7.5 - Fontes Chaveadas ... 75

7.6 – Controle em Fontes Chaveadas... 77

8. CONVERSORES CC – CA (INVERSORES)...79

8.1 - Introdução... 79

8.2 - Inversores Monofásicos de Onda Quadrada ... 79

8.3 - Inversor Trifásico de Onda Quadrada ... 81

8.4 - Inversores PWM... 83

1. INTRODUÇÃO

A função da eletrônica de potência é controlar o fluxo de potência, processando a energia das fontes de alimentação disponíveis (rede elétrica, geradores ou baterias) através de dispositivos semicondutores de potência, para alimentar as cargas.

Por exemplo, em um microcomputador é necessário alimentar os chips lógicos com 5 Vcc, através da rede 127 Vac, logo se necessita de um circuito de eletrônica de potência.

A Importância da eletrônica de potência pode ser observada através de uma lista onde aparecem algumas de suas aplicações:

Residencial e comercial: iluminação – reatores eletrônicos; computadores pessoais;

equipamentos eletrônicos de entretenimento; elevadores; sistemas ininterruptos de energia (“no-break”); equipamentos de escritório.

Industrial: acionamento de bombas, compressores, ventiladores, máquinas ferramenta e outros motores; iluminação; aquecimento indutivo; soldagem.

Transporte: veículos elétricos; carga de baterias; locomotivas; metrô.

Sistemas Elétricos: transmissão em altas tensões CC; fontes de energia alternativa (vento, solar, etc.); armazenamento de energia.

Aeroespaciais: sistema de alimentação de satélites; sistema de alimentação de naves;

Telecomunicações: carregadores de baterias; fontes de alimentação CC; sistemas ininterruptos de energia (UPS).

Os sistemas de eletrônica de potência consistem em muito mais que um conversor de energia. Como pode ser visto no diagrama de blocos da Fig. 1.1, necessita-se também de filtros para minimizar os ruídos e harmônicos de tensão e corrente gerados pelo circuito de potência, os quais operam em regime chaveado; circuitos de comando para impor ao semicondutor do conversor sua entrada em condução ou bloqueio; e a realimentação e controle que mantém o sistema operando no ponto desejado mesmo com mudanças na entrada (fonte) ou na saída (carga).

O circuito de potência é composto por semicondutores de potência e elementos passivos (indutores, capacitores e resistores), podendo assumir várias configurações em função das características de tensão, corrente e freqüência da fonte de alimentação e da carga. Pelo fato de não haver partes móveis, esses circuitos de potência são chamados de conversores estáticos, os quais podem ser classificados como: Conversores CA – CC (Retificadores), Conversores CC – CA (Inversores), Conversores CC – CC (Choppers) e Conversores CA – CA (Cicloconversores e Controladores CA). O diagrama da Fig. 1.2 relaciona cada conversor com a respectiva conversão.

Fig. 1.1 - Diagrama de blocos de um sistema em eletrônica de potência. RETIFICADOR CICLOCONVERSOR CHOPPER INVERSOR C O N V E R S O R D E FR E Q U Ê N C IA d e 2 E S TA G IO S C O N V E R S O R C C de 2 E S TA G IO S

Fig. 1.2 - Conversores em eletrônica de potência.

Os conversores estáticos utilizados para acionamento com velocidade variável de motores de indução são chamados comercialmente de conversores de freqüência ou simplesmente inversores. Em sua maioria são conversores CA – CA em dois estágios, ou seja, retificadores associados a inversores. FILTRO DE ENTRADA FILTRO DE SAÍDA CIRCUITO DE POTÊNCIA (CONVERSOR ESTÁTICO) CARGA CIRCUITO DE COMANDO DOS SEMICONDUTORES CIRCUITO DE CONTROLE GRANDEZAS ELÉTRICAS GRANDEZAS MECÂNICAS ENTRADA DE ENERGIA REALIMENTAÇÃO

2. SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA

2.1 – Introdução

Para entender o funcionamento e as diversas topologias dos conversores estáticos é importante que se conheça bem os dispositivos semicondutores que compõem a parte ativa destes conversores, ou seja, suas características de tensão, corrente, comando e velocidade de comutação.

Em eletrônica de potência, os semicondutores podem ser considerados como chaves, podendo estar no estado fechado ou conduzindo (ON) e aberto ou bloqueado (OFF).

Podem ser divididos em três grupos de acordo com o grau de controlabilidade. Esses grupos são: Chaves não controladas: estado ON e OFF dependendo do circuito de potência. Ex.:

diodos.

Chaves semi-controladas: estado ON controlado por um sinal externo e OFF dependendo do circuito de potência. Ex.: SCR, TRIAC.

Chaves Controladas – os estados ON e OFF são controlados por sinal externo. Ex.: Transistor (BJT), MOSFET, IGBT, GTO.

2.2 – Perdas nos Semicondutores de Potência

Operando como chave, o semicondutor apresenta dois tipos de perdas de energia, as quais geram dissipação de calor sobre o mesmo: as perdas em condução e as perdas em comutação. A Fig. 2.1 a seguir apresenta as formas de onda de tensão, corrente e potência dissipada sobre um semicondutor que opera como chave.

Quando o semicondutor está em condução, flui através do mesmo uma corrente Ion e aparece sobre ele uma baixa queda de tensão Von, as quais são responsáveis pelas perdas em condução. Quanto maiores forem Ion e Von, maior será a perda de condução, assim, é desejável semicondutores que apresentam baixos valores de tensão quando em condução.

A comutação pode ser de dois tipos: OFF para ON (entrada em condução) ou de ON para OFF (bloqueio). No primeiro caso, quando o semicondutor entra em condução sua tensão cai até próximo de zero (Von) e a corrente cresce. Enquanto estes valores não se estabilizam aparecem as perdas por comutação. Tais perdas ocorrem também durante o bloqueio, onde a corrente cai até zero enquanto a tensão no semicondutor cresce atingindo o valor Voff. Quanto maiores forem a tensão Voff, a corrente Ion, a duração da comutação (toff/on e ton/off) e a freqüência de comutação, maior será a perda de comutação. Assim, é desejável que o semicondutor apresente comutações rápidas para diminuir as perdas de comutação.

Ion comutação off/on Voff Ioff= 0 comutação on/off bloqueio condução Von

toff/on ton ton/off toff

T = período de comutação

P

er

da

s

Fig. 2.1 - Comutação nos semicondutores de potência.

2.3 – O Diodo

A Fig. 2.2 mostra o símbolo do diodo e suas características de operação através da curva v x i.

Fig. 2.2 - Diodo: símbolo e característica de operação.

Quando a tensão entre o anodo e o catodo for positiva e maior que VF (em torno de 0,7 V), é dito que o diodo está diretamente polarizado e está no estado de condução, ou seja, começa a conduzir corrente com uma pequena tensão sobre ele. Quando o diodo é reversamente polarizado, ou seja a tensão entre anodo e catodo é negativa, ele esta no estado corte, bloqueando a passagem de corrente no sentido reverso.

A entrada em condução de um diodo é considerada ideal, ou seja, rápida o suficiente para não afetar o resto do circuito de potência em que está inserido. Entretanto, para o bloqueio leva-se um tempo adicional, chamado tRR – tempo de recuperação reversa. Na comutação do estado de condução para o bloqueio, ocorre a descarga da capacitância intrínseca da junção. Nesse

V

F

i

F

v

D K A vD - + iD A - anodo K - catodo

intervalo de tempo tRR, a corrente no diodo torna-se negativa até que toda a carga armazenada na capacitância durante a condução se anule. Após a carga ter se anulado o diodo bloqueia. Esta corrente reversa pode, além de comprometer o bom funcionamento do circuito, gerar ruídos, sobretensões e perdas adicionais de comutação. A Fig. 2.3 mostra como ocorre a comutação em um diodo.

A partir dos tempos de recuperação reversa, os diodos podem ser classificados quanto à velocidade de comutação. A tabela a seguir mostra algumas linhas comerciais de diodos.

Os diodos Schottky apresentam tempos de recuperação reversa muito pequenos, da ordem de 10 ns, pequena queda de tensão e é aplicado em altas freqüências e baixas tensões. Já o diodo ultra-rápido pode ser usado em tensões superiores, com um acréscimo do tempo de recuperação reversa. Os diodos rápidos são usados para maiores potências e menores freqüências. Já os diodos de uso geral são os diodos normalmente utilizados na freqüência da rede CA (60Hz).

Os diodos de potência são fornecidos em vários tipos diferentes de encapsulamento como mostrado na Figura 2.4 ao lado. É através do encapsulamento que o calor gerado na junção do diodo se difunde para o meio circundante. V_D I_D V_E t t t +V_R -V_R -V_R V_ON V_FP t_ON t_OFF t_RR I_R D R V_E I_D V_D

Fig. 2.3 - Comutação em um diodo.

SCHOTTKY ULTRA-RÁPIDO

1 A 10 A 35 A 1 A 15 A 50 A

Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. 20 1N5817 ₃₅ MBR1035 ₂₀ MBR3520 ₅₀ MUR105 ₅₀ MUR1505 ₅₀ MUR5005 40 1N5819 ₄₅ MBR1045 ₃₅ MBR3535 ₂₀₀ MUR120 ₂₀₀ MUR1520 ₁₀₀ MUR5010 60 MBR160 ₆₀ MBR1060 ₄₅ MBR3545 ₄₀₀ MUR140 ₄₀₀ MUR1540 ₂₀₀ MUR5020 80 MBR180 ₈₀ MBR1080 ₆₀₀ MUR160 ₆₀₀ MUR1560

100 MBR1100 ₁₀₀ MBR10100 ₁₀₀₀ MUR1100

IFSM 25 A IFSM 150 A IFSM 600 A IFSM 35 A IFSM 200 A IFSM 600 A VF 0,6 V VF 0,57 V VF 0,55 V trr 50 ns trr 35 ns trr 50 ns

RÁPIDO USO GERAL

1 A 35 A 300 A 1 A 15 A 50 A

Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. 50 1N4933 ₅₀ 1N3899 ₆₀₀ R23F6A ₅₀ 1N4001 ₅₀ MUR1505 ₅₀ MUR2100 200 1N4935 ₂₀₀ 1N3901 ₁₀₀₀ R32F10A ₂₀₀ 1N4003 ₂₀₀ MUR1520 ₂₀₀ MUR2102 400 1N4936 ₄₀₀ 1N3903 ₁₄₀₀ R23F14A ₄₀₀ 1N4004 ₄₀₀ MUR1540 ₄₀₀ MUR2104 600 1N4937 ₆₀₀ 1N1386 ₆₀₀ 1N4005 ₆₀₀ MUR1560 ₆₀₀ MUR2106 IFSM 30 A IFSM 250 A IFSM 5000 A IFSM 30 A IFSM 400 A IFSM 400 A trr 0,2 µs trr 0,2 µs trr 0,2 µs

Na tabela constam alguns parâmetros importantes para a especificação de um diodo, onde: VR - tensão reversa;

IFAVG - corrente média direta; VF – queda de tensão direta;

IFSM - corrente se surto não repetitiva máxima; trr - tempo de recuperação reversa.

Além destes, existem outros parâmetros como: IFRMS - corrente direta eficaz;

IFRM - corrente direta repetitiva máxima;

2.4 - Tiristores

O termo tiristor engloba uma família de dispositivos semicondutores que operam em regime chaveado, tendo em comum uma estrutura de 4 camadas semicondutoras numa sequência p-n-p-n, apresentando um funcionamento biestável. O tiristor de uso mais difundido é o SCR (Retificador Controlado de Silício), usualmente chamado simplesmente de tiristor. Outros componentes, no entanto, possuem basicamente uma mesma estrutura: LASCR (SCR ativado por luz), também chamado de LTT (Light Triggered Thyristor), TRIAC (tiristor triodo bidirecional), DIAC (tiristor diodo bidirecional), GTO (tiristor comutável pela porta), MCT (Tiristor controlado por MOS).

2.4.1 – SCR (Retificador controlado de silício)

A Fig. 2.5 mostra o símbolo do SCR e suas características de operação através da curva v x i.

Fig. 2.5 – Tiristor: símbolo e característica de operação do SCR.

Quando o SCR está diretamente polarizado (vT > 0) e é aplicado um pulso positivo

de corrente de seu gate (G) para o catodo (K), este dispositivo entra em condução permitindo circulação da corrente IT entre anodo e catodo. Uma vez em condução, o pulso

de gate pode ser removido e o SCR continua em condução como um diodo, ou seja, não pode ser comandado a bloquear. Para que o tal deixe de conduzir é necessário que a corrente IT caia abaixo do valor mínimo de manutenção (IH), desta forma o SCR entra

novamente na região de corte. Quando o SCR está reversamente polarizado (vT < 0) ele

não conduz.

Maneiras de disparar um SCR

A seguir são apresentadas as formas de disparo de um SCR. Disparo por pulso de gatilho

A - anodo K - catodo

K

A

v

T

-

+

i

T G G - gate

V

F vT on off iT

Esta é a forma usual de disparo. Como já foi dito, quando o SCR está diretamente polarizado e recebe um pulso positivo de corrente de gate para catodo, ele entra em condução. O componente se manterá em condução desde que, após o processo de entrada em condução, a corrente de anodo tenha atingido um valor superior ao limite IL (corrente de “latching”). Sendo assim, a duração do sinal de disparo deve ser tal que permita à corrente atingir o valor IL antes que o sinal de disparo seja retirado.

Disparo por sobretensão

À medida que se aumenta a tensão entre anodo e catodo (diretamente polarizado), é possivel iniciar o processo de condução mesmo sem corrente no gate. Este procedimento, nem sempre destrutivo, raramente é utilizado na prática.

Disparo por taxa de crescimento da tensão direta

Uma vez que o SCR esteja diretamente polarizado, mesmo sem corrente de gate, pode haver a entrada em condução devido à taxa de crescimento da tensão entre anodo e catodo. Se esta taxa for suficientemente elevada (a tensão crescer rapidamente), o SCR entra em condução.

Este disparo, normalmente não desejado, é evitado pela ação de um circuito de proteção conhecido como snubber, que se trata de um circuito RC em paralelo com o tiristor. Disparo por temperatura

Em altas temperaturas, a corrente de fuga numa junção p-n reversamente polarizada pode assumir valor suficiente para que leve o tiristor ao estado de condução. Para evitar este disparo, utilizam-se dissipadores de calor evitando o aumento excessivo de temperatura.

Métodos de comutação de um SCR

Se por um lado é fácil a entrada em condução de um SCR, o mesmo não ocorre para o seu bloqueio. A condição para o bloqueio é que a corrente de anodo fique abaixo do valor IH - corrente de manutenção, cujo valor é estabelecido pelo fabricante.

Existem duas formas básicas de bloqueio de um SCR. Comutação natural

Em um circuito CA, a corrente normalmente passa por zero em algum instante levando o SCR ao bloqueio. Este tipo de comutação é chamado comutação pela rede. Em circuitos CC, onde a

T

R C

Fig. 2.6 – Tiristor com um circuito snubber.

comutação depende da característica da própria carga, a comutação é definida como comutação pela carga.

Comutação forçada

É utilizada em circuitos CC onde não é possível a reversão da corrente de anodo. Sendo assim, deve-se oferecer um caminho alternativo para a corrente, enquanto se aplica uma tensão reversa sobre o SCR. Normalmente é utilizado um capacitor carregado previamente com uma tensão reversa, em relação aos terminais do SCR. No instante desejado para o corte, coloca-se o capacitor em paralelo com o SCR aplicando sobre ele uma tensão reversa. Um exemplo deste tipo de comutação será visto durante o estudo dos inversores, num capítulo futuro.

A tabela abaixo mostra as características principais de alguns SCR’s encontrados comercialmente.

TIRISTORES – SCR

4 A 25 A 110A 1230 A

V Cod. V Cod. V Cod. V Cod.

50 2N6237 50 2N682 50 2N1910 200 ST330C02L 200 2N6238 200 2N685 200 2N1913 600 ST330C06L 400 2N6239 400 2N688 400 2N1916 1200 ST330C12L 600 2N6240 600 2N690 600 2N1806 1600 ST330C162L 800 2N6241 800 2N692 700 2N1807 ITSM 15 A ITSM 150 ITSM 100 A ITSM 7925 A VGT 3 V VGT 2 V VGT 2,5 VGT 3 V IGT 10 mA IGT 40 mA IGT 110 mA IGT 200 mA

Entre os parâmetros importantes a serem especificados em um SCR, têm-se: ITAV – Corrente direta média;

ITRMS – Corrente direta eficaz; ITSM – Surto máximo de corrente;

VDRM e VRRM – Máximos valores de tensão direta e reversa; VGT e IGT – tensão e corrente de gate;

2.4.2 – O TRIAC

O TRIAC é um tiristor que permite a condução de corrente nos dois sentidos, entrando em condução e bloqueando de modo análogo ao SCR. Uma visão simplificada do TRIAC, é a de uma associação de dois SCR’s conectados em antiparalelo. Entretanto, note que no caso de dois SCR’s é necessário dois terminais de gatilho. A Figura 2.7 mostra o símbolo do Triac e a comparação com dois SCR’s. Como é bidirecional, os termos anodo e catodo ficam sem sentido, assim, os terminais do TRIAC são chamados anodo 1 (A1), anodo 2 (A2) e gatilho (G).

Além de conduzir nos dois sentidos, o TRIAC pode ser disparado tanto com pulso positivo como por pulso negativo de corrente aplicado entre o gate(G) e o anodo1(A1).

Fig. 2.7 – Símbolo do Triac e comparação com dois SCR’s em antiparalelo.

O TRIAC é um dispositivo utilizado em baixos níveis de potência quando comparado com o SCR. Um exemplo de aplicação é o controle do fluxo de corrente alternada. Este controle pode ser feito de duas formas: (A) Controle por ciclos inteiros e (B) Controle do ângulo de fase. Conforme mostra a Figura 2.8.

Fig. 2.8 – Controle do fluxo de potência por Triac’s. (A) Controle por ciclos inteiros, (B) Controle do ângulo de fase.

Tensão de entrada Tensão de saída Pulso de gate (A) (B) A1 A2 G G₁ A1 A2 G₂

2.4.3 – O DIAC

Assim como o Triac, o Diac é um dispositivo que permite condução nos dois sentidos tendo aplicações em baixos níveis de potência. Entretanto, a entrada em condução não ocorre devido a um pulso de corrente no gate, mas a partir de uma tensão de disparo aplicada entre seus terminais. A Figura 2.9 mostra a característica tensão x corrente e o símbolo comumente utilizado para a representação do DIAC.

Quando o DIAC está submetido a uma tensão inferior a VD (tensão de disparo), o mesmo não conduz. Depois de atingido o valor da tensão de disparo, o DIAC entra em condução, mantendo uma pequena tensão entre seus terminais. Para o seu bloqueio é necessário que a corrente assuma valor inferior a IH (corrente de manutenção).

2.5 – O Transistor Bipolar de Junção (BJT)

O Transistor bipolar mostrado na Figura 2.10, entra e permanece em condução (região de saturação), quando é aplicada uma corrente adequada em sua base, tornando-se equivalentre a uma chave fechada. Nesta condição, a tensão entre coletor e emissor (VCE = VCESat) é tipicamente menor que 2 Volts, logo, são baixas as perdas em condução do BJT. Entretanto, sua comutação não é rápida, o que aumenta muito as perdas de comutação quando opera em altas freqüências (acima de 40 kHz).

Fig. 2.10 – Transistor bipolar de Junção: símbolo e característica de operação Fig. 2.9 – Símbolo e característica do DIAC.

C B E iC iB VCE VBE C – coletor B – base E - emissor Região de saturação iB3 iB2 iB4 VCE iC iB1 iB0

Para saturar o transistor bipolar é necessário uma corrente de base IB > ICsat/β, onde β é o ganho de corrente que está em torno de 10 para transistores de baixa tensão e 5 para transistores de alta tensão. Para o bloqueio do dispositivo, é necessário reduzir a corrente de base até zero. Dá-se o nome de transistor “par darlington” quando se associam dois transistores em um único encapsulamento de forma a aumentar o seu ganho, entretanto isso aumenta a queda de tensão e perdas de condução e comutação.

A partir do exposto acima, pode-se concluir que além das perdas de comutação já mencionadas, a complexidade dos circuitos de comando e sua potência requerida são grandes fatores limitantes destes dispositivos.

A tabela a seguir é uma reduzida amostra de transistores bipolares de potência comerciais da Motorola Semiconductors, mostrando algumas de suas principais características. Ressalta-se que existem outras opções de tensão, corrente e tipo de encapsulamento.

TRANSISTOR BIPOLAR

IC (A) VCE (V) COD. ts (µs) tf (µs) hFEmin

5 500 MJ16002A 3 3 5 400 MJ13015 2 0,5 8 400 MJ10007 “darlington" 1,5 0,5 30 10 800 MJ16008 4,5 0,2 4 50 100 BUS51 3,3 1,6 15

Entre os parâmetros para especificação de um BJT, têm-se: IC – corrente de coletor;

VCE – máxima tensão entre coletor e emissor;

VCE sat – tensão entre coletor e emissor quando em saturação;

hFE –ganho de corrente;

tON = td + tR; tOFF = tS + tF – tempos relacionados às comutações. Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tS – “storage time”; tF – “fall time”.

2.6 – Mosfet de Potência

O Mosfet (Transistor de Efeito de Campo), cujo símbolo e curva característica são mostrados na Figura 2.11, é comandado por tensão aplicada entre os terminais Gate (G) e Fonte (S).

Este dispositivo se aproxima de uma chave fechada (região ôhmica) quando a tensão VGS é adequada, tipicamente de 9 a 15V. E está bloqueado quando esta tensão for inferior ao limite VGSth (4V, típico). Quando em condução, o dispositivo necessita de permanente aplicação da tensão VGS (tensão entre gate e fonte), entretanto não flui corrente no gate, exceto durante as transições ON – OFF e OFF – ON, quando a capacitância de gate é carregada e descarregada.

Fig. 2.11 – Mosfet: símbolo e característica de operação.

Operando na região ôhmica, o Mosfet se comporta como uma resistência de valor relativamente baixo entre dreno e fonte (RDS ON), sendo assim, é a região de interesse para operação como chave.

Os tempos de comutação são curtos (da ordem de dezenas de ns), e sua a resistência de condução RDS ON cresce com o aumento da tensão do dispositivo, logo este dispositivo possui poucas perdas em aplicações de altas freqüências e baixas tensões (até 300V e acima de 50k Hz).

Como o dispositivo é comandado por tensão, seu circuito de gate é simples e consome pouca energia, como mostra o esquema e as formas de onda da Figura 2.12 a seguir.

M D S G V V_GS I_G I_D

Fig. 2.12 – Comando de gate do Mosfet e principais formas de onda. vGS1 VDS vGS2 vGS3 vGS4 vGS5 Região ôhmica vGS0 iD D G S iD V_DS VGS D - Dreno G - Gate S - Fonte

Cabe destacar que em qualquer Mosfet existe um diodo intrínseco entre os terminais fonte e dreno.

A tabela abaixo mostra as características principais de uma linha comercial de Mosfet’s da International Rectifiers Semiconductors e alguns de seus parâmetros importantes a serem especificados. Pode-se verificar o incremento de RDson com o aumento da tensão máxima admissível, bem como a redução nos limites máximos de corrente admissíveis.

MOSFET’S DE POTÊNCIA

COD. VDS RDSon ID 25º COD. VDS RDSon ID 25º

IRF540 100 0,077 47 IRFP150 100 0,055 47 IRF640 200 0,18 34 IRFP250 200 0,085 34 IRF740 400 0,55 18 IRFP350 400 0,3 18 IRFBC40 600 1,2 6,8 IRFPC40 600 1,2 6,8 IRFBE30 800 3,0 6,9 IRFPF40 800 2,0 6,9 IRFBG30 1000 5,0 4,3 IRFPG40 1000 3,5 4,3

Os principais parâmetros de um Mosfet de potência são: VDS – Tensão entre dreno e fonte;

ID – Corrente de dreno;

IDM – Pulso de corrente de dreno;

RDS ON – Resistência entre dreno e fonte (região ôhmica);

tON = td (on) + tR; tOFF = td (off) + tF - Tempos relacionados às comutações; Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tF – “fall time”.

2.7 – O IGBT

O IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor) associa a característica de comando dos MOSFET com a característica de condução dos BJT. Nos últimos anos, vem tendo considerável evolução, com o crescimento de sua velocidade de comutação.

A Figura 2.13 mostra o símbolo e a curva característica do IGBT, onde se nota que o componente apresenta os terminais coletor e emissor (como no BJT) e gate (como no Mosfet).

O IGBT apresenta a vantagem de ser comandado por tensão requerendo baixa quantidade de energia do circuito de comando, e em condução tem a vantagem do BJT de baixas tensões VCE on, podendo conduzir elevadas correntes com baixas perdas.

O tempo de entrada em condução é maior que o do MOSFET, na ordem de décimos de µs, e no bloqueio surge o fenômeno da corrente de cauda que provoca elevadas perdas de comutação em altas freqüências. A Figura 2.14 mostra o esquema simplificado do comando com suas principais formas de onda. Tipicamente, VGE entre 12V e 20V resulta em VCE ON reduzida, diminuindo as perdas de condução.

Fig. 2.14 – Comando de gate do IGBT e principais formas de onda C G E 15 V VGE I_G I_C corrente de cauda C G E C- Coletor G- Gate E- Emissor C V_{CE ON} VGE5 VGE4 VGE3 VGE2 VGE1 VGE0 _V CE VCE IC VGE I

A tabela abaixo mostra as características principais de uma linha comercial de IGBT’s da International Rectifiers Semiconductors e seus parâmetros importantes a serem especificados e aplicações típicas.

IGBT 600 V

*

PADRÃO Aplicações: UPS e acionamento RÁPIDO

Aplicações: Industrial, UPS de altas tensões e

acionamento

ULTRA-RÁPIDO Aplicações: Robótica e

acionamento

Ic _COD. Perdas _{Ic (25º) COD.} Perdas _{Ic (25}º₎

COD. Perdas 19 IRGBC20S _{4,1 16} IRGBC20F _{1,8 13} IRGBC20U _0,35 50 IRGBC40S _{13 49} IRGBC40F _{4,4 40} IRGBC40U _1,5 70 IRGBC50S _{16 70} IRGBC50F _{6,0 55} IRGBC50U _1,7 Os principais parâmetros a serem especificados em um IGBT são:

VCES – tensão máxima suportável entre coletor e emissor; IC - corrente de coletor;

ICM – pulso de corrente de coletor;

VCE ON – tensão entre coletor e emissor na região de saturação; tON = td (on) + tR; tOFF = td (off) + tF - Tempos relacionados às comutações;

Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tF – “fall time”.

2.8 – Módulos de Potência

Os semicondutores de potência podem aparecer já associados em módulos, reduzindo o tamanho dos conversores e facilitando a montagem, entretanto podem encarecer a manutenção. Como por exemplo, mostramos abaixo: 1. Ponte monofásica de diodos, 2. ponte trifásica de diodos, 3. ponte monofásica de tiristores, 4. ponte completa trifásica de IGBT’s ou MOSFET’s

2.9 – A Escolha do Semicondutor de Potência

A escolha de um dispositivo semicondutor de potência para uma aplicação específica deve levar em conta vários fatores como: custo do dispositivo, os níveis de tensão e corrente encontrados, a complexidade do circuito de comando e seu custo, e a freqüência com que o dispositivo irá operar. Os tiristores são os semicondutores de potência de menor custo, entretanto apresentam limitações devido à baixa velocidade de comutação, a complexidade do circuito de comando e dificuldade no bloqueio. São amplamente utilizados em conversores que usam comutação pela rede, como retificadores controlados e controladores CA. O SCR se destaca pela sua elevada capacidade de corrente e tensão suportável (3kA/ 3kV).

Antes do desenvolvimento dos Mosfet’s o único dispositivo disponível para aplicações em conversores de alta freqüência (5 a 20 kHz) e médias potências (até 100 kW) era o transistor

1

2

3

bipolar de potência – BJT. A tecnologia deste dispositivo evoluiu bastante, permitindo a fabricação de componentes com capacidade de suportar corrente de coletor de centenas de ampères e tensões de bloqueio de até 800 V. A principal vantagem do BJT de potência é o custo, particularmente em altas tensões, enquanto suas principais desvantagens são a complexidade e custo do circuito de comando e limitação na velocidade de comutação, tornando-se uma tecnologia ultrapassada. É aplicado em deflexão horizontal de TVs e monitores, amplificador de áudio, etc.

O Mosfet opera muito bem em altas freqüências e necessita de um simples circuito de comando. Assim, reina absoluto em aplicações de alta freqüência (acima dos 50kHz) e baixas tensões e correntes. Como já vimos, a resistência de condução dos Mosfet’s cresce muito com o aumento da máxima tensão suportável, o que leva a uma redução da capacidade de corrente. Deste modo, normalmente os Mosfet’s são utilizados para tensões inferiores a 500V. Para maiores tensões a aplicação se restringe a baixas potências (menor que 100W).

Geralmente são usados em fontes de alimentação chaveadas, reatores eletrônicos, relés de estado sólido de sistemas automotivos, etc.

O mais recente dos semicondutores desenvolvidos - o IGBT – vem se destacando pela sua capacidade de condução de altas correntes e de suportar elevadas tensões (500A/1500V), além da simplicidade de seu circuito de comando. Embora mais lentos que os Mosfet’s, os IGBT’s são mais rápidos que os BJT’s permitindo operação em freqüências até os 30kHz.

Trata-se de uma tecnologia em crescente desenvolvimento, que permitiu a melhoria dos acionamentos de motores CA, com o desenvolvimento dos Inversores de freqüência PWM. Sua aplicação vai desde acionamento de motores até ignição automotiva.

A tabela abaixo mostra uma comparação entre os principais dispositivos semicondutores.

Diodos BJT MOSFET IGBT SCR

Comando em - corrente tensão tensão corrente

Complexidade do circuito de

comando

- alta muito baixa muito baixa baixa

Capacidade de

corrente alta média baixa para média média para alta alta

Tensão

suportável alta média baixa para média média para alta alta

Freqüência de

3. RETIFICADORES NÃO CONTROLADOS

3.1 - Introdução

Na maior parte das aplicações em eletrônica de potência, a entrada de energia tem a forma de uma tensão alternada senoidal em 60 Hz, proveniente da rede, que é convertida em tensão contínua para ser aplicada à carga. Isto é realizado através dos conversores CA-CC, também chamado de Retificadores. Dependendo do semicondutor utilizado, tiristor ou diodo, os retificadores podem ser controlados ou não controlados respectivamente.

Os retificadores a diodo são encontrados em muitas aplicações, em geral como estágio de entrada de fontes de potência, acionamento de máquinas, carregadores de baterias e outros. Neste caso a tensão de saída do retificador não pode ser controlada.

Em algumas aplicações, tais como acionamento de máquinas CC, alguns acionamentos de máquinas CA, controle de temperatura e sistemas de transmissão em corrente contínua, o controle da tensão de saída se faz necessário. Nestas situações são utilizados retificadores controlados. Os retificadores controlados serão estudados no Capítulo 4.

3.2 - Retificador Monofásico de Meia Onda a) Carga Resistiva

O circuito deste retificador alimentando carga resistiva, bem como as principais formas de onda, são mostrados na Figura 3.1. No semiciclo positivo da tensão de entrada, o diodo está polarizado diretamente, logo o mesmo conduz e a tensão da fonte é aplicada sobre a carga. No semiciclo negativo o diodo fica polarizado reversamente, logo se bloqueia, levando a tensão sobre a carga a zero.

Fig. 3.1 – Retificador a diodo em meia ponte e principais formas de onda.

i

L R V_L D₁

+

-V_S

+

VD

_

+

_

t t t t V_S V_L I_L V_D V_MÉDIO V_{S pico}

A tensão média aplicada sobre a carga neste caso é:

Onde VS RMS é o valor eficaz da tensão da fonte de entrada. Por exemplo, para uma tensão da rede de 127V, a tensão de saída deste retificador será de 57V.

E a corrente média sobre na carga é dada por:

b) Carga RL

A estrutura do retificador monofásico de meia onda alimentando uma carga RL bem como as formas de onda estão representadas na Figura 3.2.

i

_L D₁

+

VD

_

R V_L

+

_

V

_R L

+

_

V_ind

+

-V_S t t t V_S V_{L I} L V_D V_{S pico} π β 2π 3π 0°

Fig. 3.2 - Retificador monofásico de meia onda alimentando carga RL e formas de onda.

Devido a presença da indutância, a qual provoca um atraso da corrente em relação a tensão, o diodo não se bloqueia quando ωt = π. O bloqueio ocorre no ângulo

β

(ângulo de extinção), que é superior a

π

. Enquanto a corrente de carga não se anula, o diodo se mantém em condução e a tensão de carga, para ângulos superiores a

π

, torna-se instantaneamente negativa.

A presença da indutância causa uma redução na tensão média na carga, sendo que quanto maior a indutância, maior será o valor do ângulo de extinção, com conseqüente redução da tensão média de saída. RMS S MEDIO 0,45 V V = × R RMS S MÉDIO V 0,45 I = ×

c) Carga RL com Diodo de "Roda-Livre" Para evitar que a tensão na carga se torne instantaneamente negativa devido à presença da indutância, emprega-se o diodo de roda-livre, também chamado de diodo de circulação, diodo de retorno ou de diodo de recuperação. A estrutura do retificador é apresentada na Figura 3.3.

O retificador contendo o diodo de roda-livre possui duas etapas de funcionamento, representadas na Figura 3.4.

Fig. 3.4 - Etapas de funcionamento para o retificador com diodo de "roda-livre".

A primeira etapa ocorre durante o semiciclo positivo da tensão VS de alimentação. O diodo D1 conduz a corrente de carga IL e o diodo DRL, polarizado reversamente, encontra-se bloqueado. Nesta etapa a tensão na carga é igual à tensão de entrada.

A segunda etapa ocorre durante o semiciclo negativo da tensão VS. A corrente de carga, por ação da indutância, circula no diodo de "roda-livre" DRL, polarizado diretamente nesta etapa. Em conseqüência, o diodo D1 polarizado reversamente está bloqueado e a tensão na carga é nula. O diodo de roda-livre permanece em

condução até que a corrente de carga caia até zero. Isso se dá quando a energia armazenada no indutor é completamente descarregada. As formas de onda estão representadas na Figura 3.5. D₁ V_S R L D_RL

Fig. 3.3 - Retificador Monofásico de Meia Onda com Diodo de "Roda-Livre"

D₁ R V_L

+

_

V

_R L

+

_

V_ind

+

-V_S DRL

i

L _D 1 R VL

+

_

V

_R L

+

_

V_ind

+

-V_S D_RL

i

L

+

_

1° etapa 2° etapa

t

t

t

V

_S

V

_L

I

_L V_MÉDIO

Na Figura 3.5 apresentada, a corrente de carga se anula em cada ciclo de funcionamento do retificador, nesta situação a condução é dita descontínua. Se a corrente na carga não se anula antes do inicio do próximo ciclo, a condução é dita contínua. O fato de a condução tornar-se contínua ou descontinua, é conseqüência da constante de tempo da carga. Para constantes de tempo elevadas (L muito grande) a condução poderá ser contínua.

A condução contínua pode apresentar maior interesse prático, pois implica numa redução do ripple (ondulação) de corrente na carga. As formas de onda do retificador funcionando em condução contínua estão representadas na Figura 3.6.

Da mesma forma que no caso de uma carga resistiva pura, a tensão média na carga para o retificador de meia onda com diodo de roda livre é dada por:

Como o indutor é magnetizado e desmagnetizado a cada ciclo de funcionamento, conclui-se portanto que o valor médio da tensão no indutor é nulo. Sendo assim, a tensão média na carga é igual à tensão média na parcela resistiva. Daí:

Note então que o valor da indutância não altera o valor médio da corrente na carga. O efeito do indutor é de filtragem da componente CA de corrente, ou seja, quanto maior o valor da indutância, menor será a ondulação (ripple) da corrente. Comumente se diz que “o indutor alisa a corrente”. Corrente e tensão nos diodos

1. A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de entrada do retificador.

2. Os valores médios das correntes nos diodos podem ser considerados como iguais à metade do valor calculado para a carga, quando a constante de tempo for elevada (condução contínua). RMS S MEDIO 0,45 V V = × R RMS S MÉDIO V 0,45 I = × 1° etapa 2° etapa t t V_S V_L I_L

Fig. 3.6 - Formas de onda na carga para condução contínua.

3.3 - Retificador Monofásico de Onda Completa em Ponte a) Carga Resistiva

Nesta configuração, também chamada de ponte monofásica, durante o semiciclo positivo da tensão de entrada os diodos D1 e D4 conduzem corrente à carga e os diodos D2 e D3 estão bloqueados. Já no semiciclo negativo, D2 e D3 passam a conduzir e D1 e D4 bloqueiam. Desta forma a tensão sobre a carga é sempre positiva. A Figura 3.7 mostra as duas etapas de operação deste retificador com as principais formas de onda.

Fig. 3.7 – Retificador a diodo em ponte: etapas e principais formas de onda

O valor médio da tensão na carga é dado por:

E a corrente média na carga é obtida de:

Corrente e tensão nos diodos da ponte

1. A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de entrada da ponte retificadora.

2. Os valores médios das correntes nos diodos são iguais à metade do valor calculado para a carga. RMS S MÉDIO 0,9 V V = × R RMS S MÉDIO V 0,9 I = × v_s vR D1 D2 D4 D3 vs + -vR + -D1 D2 D4 D3 + -vs vR + -is i_s i_s t t V_MÉDIO D1 - D4 D2 - D3 D1 - D4

As oscilações que aparecem na tensão sobre a carga, denominam-se “ripple”. Este ripple de tensão pode ser reduzido com a inclusão de um filtro capacitivo, normalmente um capacitor eletrolítico de alto valor em paralelo com a carga.

b) Filtro Capacitivo

As formas de onda da Figura 3.8 comparam a tensão na carga e a corrente na fonte nas duas situações, com e sem o capacitor de filtro. Quanto maior a capacitância menor será o ripple. Como o capacitor se mantém carregado, os diodos são polarizados somente quando a tensão da rede ultrapassa o valor da tensão de saída sobre o capacitor, portanto durante pequenos intervalos de tempo. Isto provoca correntes não senoidais na fonte de alimentação, gerando harmônicas que reduzem o fator de potência e poluem o sistema elétrico.

(a) (b) Fig. 3.8 – Tensão de saída e corrente da rede para retificadores sem (a) e com (b) filtro capacitivo.

c) Carga RL

A ponte monofásica alimentando carga RL, bem como as principais formas de onda, estão representados na Figura 3.9. VR iS VR iS D1 D2 D4 D3

+

-v

s

v

_R R L

+

v

_l

-V_L

i

_L

t

t

V_S V_L I_L D1 - D4 D2 - D3 D1 - D4

Com o uso do indutor, pode-se obter uma corrente de carga menos ondulada. Assim, quanto maior o valor da indutância, menor será o ripple de corrente.

As expressões para cálculo de tensão e corrente médias são as mesmas para carga resistiva. d) Carga RLE

Em algumas aplicações, os retificadores alimentam cargas RLE, ou seja, cargas constituídas de resistência, indutância e uma tensão CC. Como exemplo típico, cita-se um motor de corrente contínua, cujo enrolamento de armadura pode ser representado eletricamente por uma resistência, uma tensão contínua (tensão gerada ou contra-eletromotriz) e uma indutância. Normalmente se utiliza um indutor em série com o motor para diminuir a ondulação da corrente. A Figura 3.10 apresenta um retificador em ponte com carga RLE e as principais formas de onda.

Fig. 3.10 – Retificador em ponte alimentando carga RLE.

Considerando condução contínua, o que é assegurado pelo alto valor da indutância, a corrente na carga nunca se anula. Assim, a forma de onda da tensão na carga (VL) não sofre alteração devido à existência da tensão E. Sabendo que o valor médio da tensão na carga é dado por:

E como a tensão média no indutor é zero, tem-se que:

Então, a corrente média na carga é dada por:

RMS S MÉDIO L 0,9 V V = × E V V_{L MÉDIO} = _{R MÉDIO} + R E V I L MÉDIO MÉDIO L − = D1 D2 D4 D3

v

s

+

-

v

R R L

_v

l

+

-V_L

i

L

+

-E

v_s t t V_MÉDIO vL E I_L

3.4 - Retificadores Trifásicos

Na indústria onde a rede trifásica está disponível, às vezes é preferível utilizar retificadores trifásicos, que são constituídos de três pontos de entrada, cada um conectado a uma das fases da rede, sendo indicados para níveis maiores de potência (maior que 2kW). Nesta configuração, o ripple de tensão e de corrente são menores, conseqüentemente os filtros serão menores. Além disso, os retificadores trifásicos apresentam maior valor médio de tensão de saída.

3.4.1 - Retificador Trifásico de Meia Onda A estrutura apresentada na Figura 3.11 pode ser considerada uma associação de três retificadores monofásicos de meia onda. Cada diodo é associado a uma das fases da rede de alimentação trifásica. Nesse tipo de retificador, também conhecido como retificador com ponto médio, é indispensável o emprego do neutro do sistema de alimentação.

As formas de onda deste retificador alimentando uma carga resistiva estão apresentadas na figura 3.12. Cada diodo do retificador conduz durante um intervalo de tempo que corresponde a 120 graus elétricos da tensão da rede, sendo que o diodo em condução é sempre aquele conectado à fase que apresenta o maior valor de tensão instantânea.

O valor médio da tensão na carga é dado pela expressão:

Onde VRMS de FASE é o valor eficaz da tensão de fase (entre fase e neutro).

FASE de RMS MÉDIO 1,17 V V = × D1 D2 D3 A B C N + -v_L R

Fig. 3.11 - Retificador trifásico com ponto médio.

30° 150° 270° 390°

v_AN v_BN v_CN

D1 D2 D3 Diodos

conduzindo

V_L

O valor médio da corrente na carga é obtido de:

Com o uso de um indutor em série com a carga resistiva, pode-se obter um ripple de corrente ainda menor comparado com carga resistiva pura. Observa-se que as expressões para o cálculo da tensão e corrente médias continuam sendo válidas para carga RL.

Corrente e tensão nos diodos

A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de linha (tensão entre fases) aplicada na entrada do retificador. Por quê?(...)

FASE de RMS

REVERSA V

V = 2⋅ 3⋅

Como cada diodo conduz durante um terço do período, a corrente média nos diodos é dada por:

3.4.2 - Retificador Trifásico de Onda Completa

O retificador trifásico de onda completa, apresentado na Figura 3.13, é conhecido também como ponte trifásica ou como Ponte de Graetz, se tratando de uma das estruturas mais empregadas industrialmente.

Este retificador apresenta seis etapas de operação ao longo de um período da rede, sendo que cada etapa é caracterizada por um par de diodos em condução.

Em cada instante a corrente da carga flui por um diodo da parte superior (D1, D2 ou D3) e um da parte inferior (D4, D5, ou D6). A operação pode ser explicada assumindo as tensões nas três fases conforme a seqüência mostrada na Fig. 3.14.

R MÉDIO MÉDIO V I =

3

I

I

MÉDIA NA CARGA MÉDIA D

=

D1 D2 D5 D4 VL

+

-D3 D6 N V_AN V_BN V_CN

Como pode ser visto, a tensão da fase A é a maior das três entre o período de 30º _{a 150}º _levando D1 a condução. A fase B é a maior de 150º a 270º, fazendo D2 conduzir. E a fase C é a maior entre 270º _{e 390}º _{(ou 30}º _{do próximo ciclo), o que provoca a condução de D}

3. De forma análoga, cada diodo inferior da ponte conduz quando a fase ligada ao mesmo apresenta o menor valor instantâneo dentre as três. Desta forma, pode-se constatar que a fase A tem menor tensão de 210º _{a 330}º_{, fazendo D}

4 conduzir. A fase B de 330º a 450º (90º do próximo ciclo), o que faz D5 conduzir. E a fase C de 90º _{a 210}º_{, levando D}

6 a condução. O resultado final dos estados de condução são seis etapas de operação, tal que em cada etapa, dois diodos (um da parte superior e um da parte inferior) estão conduzindo, como mostra a Fig. 3.14.

Em cada etapa de operação duas fases estão conectadas a carga, uma através de um diodo superior e a outra através de um diodo inferior. A tensão de saída é dada pelo valor instantâneo das tensões entre as fases conectadas à carga em cada uma das seis etapas de operação mostradas, conforme mostra a Fig. 3.15.

90° 150° 210° 270° 330° 390° VAN VBN VCN D1–D5 D1–D6 D2–D6 D2–D4 D3–D4 D3–D5 30° Diodos conduzindo Fig. 3.14 - Tensões nas três fases e diodos em condução nas seis etapas.

D1–D5 D1–D6 D2–D6 D2–D4 D3–D4 D3–D5 _conduzindoDiodos

VMÉDIO

VAB VAC VBC VBA VCA VCB

30° 90° 150° 210° 270° 330° 390°

Note que a freqüência da componente fundamental da tensão é igual a 6 vezes a freqüência das tensões de alimentação. Ou seja, para a rede de 60Hz, a tensão de saída apresenta oscilação de 360Hz.

O valor médio da tensão de saída é dada por:

Onde VRMS é o valor eficaz da tensão entre fase e neutro. O valor médio da corrente de saída é:

O ripple na corrente de carga pode ser reduzido ainda mais se for utilizado um indutor série. Observa-se que as expressões para o cálculo da tensão e corrente médias continuam sendo válidas para carga RL.

A máxima tensão reversa e a corrente média nos diodos são obtidas da mesma forma que no retificador de ponto médio.

Entre as vantagens do retificador em ponte de Graetz sobre o retificador de ponto médio, citam-se: maior tensão de saída (para uma mesma tensão de entrada); menor ripple da tensão de saída; e maior freqüência da componente fundamental da tensão de saída (isso requer filtros de menor peso e volume). FASE de RMS MEDIO L

2,34

V

V

=

×

R MÉDIO L MÉDIO V I =

4. RETIFICADORES CONTROLADOS

Neste Capítulo serão apresentados os retificadores controlados usando SCR’s, enfocando o funcionamento da parte de potência dos retificadores. Os circuitos de disparo dos SCR’s serão apresentados no Capítulo 5.

4.1 - Retificador Monofásico Controlado de Meia Onda

Se substituirmos o diodo do retificador de meia onda por um SCR, tem-se um retificador controlado, o qual permite variar a tensão de saída.

a) Carga Resistiva

O circuito e as formas de onda do retificador monofásico de meia onda a tiristor estão representados na figura 4.1.

Fig. 4.1 - Retificador monofásico de meia onda a tiristor e principais formas de onda.

No semiciclo positivo da tensão de entrada VS o SCR está diretamente polarizado, entretanto o mesmo não conduz, pois é necessária a aplicação de um pulso de corrente entre os terminais gate e catodo para que ele entre em condução. Assim, no intervalo (0, α) o SCR encontra-se bloqueado e a tensão de carga é nula.

Transcorrido um certo ângulo αd (ângulo de disparo) após a passagem da tensão Vs por zero, o circuito de disparo aplica um pulso de corrente (IG) entre os terminais gate e catodo do SCR

i

_L R V_L T₁

+

-V_S

+

_

V_T

+

_

Circuito de disparo i_G sincronismo α_d t t t V_S I_L V_T V_{S pico} t V_L V_MÉDIO i_MÉDIO t i_G α_d α_d 0° π 2 ≡ 0° π

Como a carga é resistiva, a forma de onda de corrente segue a forma de onda de tensão. No instante em que a tensão de alimentação e conseqüentemente a tensão na carga passam por zero, a corrente de carga também se anula provocando o corte do SCR.

No intervalo (π, 2π) a tensão da fonte torna-se negativa e o SCR se mantém bloqueado. Portanto, durante este intervalo, a tensão e corrente de carga permanecem nulas. Somente no próximo ciclo, quando for atingido o ângulo de disparo αd, é que ocorre o disparo e o processo se repete. Observa-se então, que variando-se o ângulo de disparo αd varia-se a tensão média de carga. Sendo VLMÉDIOa tensão média na carga, esta pode ser obtida pela expressão:

Onde VS RMS é a tensão eficaz de entrada. As variações extremas ocorrem quando:

αd = 0°, então tem-se que: VL MÉDIO = 0,45VS RMS (semelhante ao retificador não controlado);

αd= π (180°), onde tem-se que:VL MÉDIO = 0.

Na figura 4.2 está representada graficamente a tensão média na carga em função do ângulo de disparo αd.

Fig. 4.2 – Gráfico representativo da tensão na carga em função de αd, para um retificador monofásico controlado de meia onda com carga resistiva.

Note que a tensão média de saída é dada em p.u. (valor por unidade). Assim, este gráfico pode ser utilizado para qualquer valor de tensão de entrada. Por exemplo: se o ângulo de disparo for 90°, pelo gráfico se obtém o valor 0,225. Então, para uma tensão eficaz de entrada de 127V, a tensão média de saída será 0,225 x 127V = 28,5V.

0,000 0,225 0,450

0 90 180

Ângulo de disparo em graus

Te ns ão m éd ia d e sa íd a (p .u .) RMS S Mèdio L V V

)

cos

1

(

V

0,225

V

L MEDIO

=

⋅

S RMS

⋅

+

α

d

b) Carga RL

O circuito e as formas de onda para carga RL estão representados na figura 4.3.

Fig. 4.3 - Retificador de meia onda a tiristor alimentando carga RL.

Com carga RL o ângulo de extinção β da corrente através do SCR é maior que π. Desta forma, enquanto a corrente através do SCR (corrente de carga) não se anula, a tensão na carga se mantém igual à da fonte. Observa-se neste caso que, sendo o ângulo de extinção β maior que π, a tensão de carga assume valores negativos. Como conseqüência, o valor médio da tensão na carga se reduzirá, em relação àquele para carga puramente resistiva.

A tensão média na carga depende da tensão de entrada, do ângulo de disparo α e do ângulo de extinção β. O ângulo β, por sua vez, depende da carga. Portanto, ao se variar a carga varia-se também a tensão média na mesma. Esta dependência do valor médio da tensão na carga, com a própria carga, torna-se um grande inconveniente para esta estrutura retificadora.

c) Carga RL com diodo de “Roda Livre”

O circuito e as formas de onda para o retificador de meia onda com diodo de circulação estão representados na Figura 4.4.

No intervalo (0, αd) o SCR encontra-se bloqueado, sendo assim a tensão de carga é nula. No instante correspondente ao ângulo αd, o SCR é disparado por ação da corrente de gatilho IG. Assim, no intervalo (α, π) a tensão na carga é igual à tensão da fonte.

No instante em que a tensão da fonte passa por zero, e na eminência da tensão na carga se tornar negativa, o diodo de retorno é polarizado diretamente desviando a corrente de carga e fazendo com que o SCR bloqueie. A corrente passa a circular pelo diodo, decaindo

i

_L T₁ R V_L L

+

-V_S i_G t V_L I_L V_MÉDIO t V_S π β _2π 0° t i_G α_d α_d

Se o ângulo de disparo for elevado, é provável que a corrente se anule antes do próximo disparo, caracterizando condução descontínua. Da mesma forma ocorre quando a carga apresenta baixa constante de tempo L / R, ou em outras palavras, se a carga for ‘pouco indutiva’. Por outro lado, para baixos ângulos de disparo e cargas com elevada constante de tempo, possivelmente a condução será contínua.

Seja a expressão seguinte para o calculo do valor médio da tensão na carga.

Note que esta expressão é a mesma utilizada para o retificador de meia onda com carga resistiva pura. Portanto, agora o valor médio da tensão na carga independe do ângulo de extinção β, ou seja, independe da carga. Desta forma, para uma dada carga indutiva, o diodo de circulação provoca um aumento no valor médio da tensão na carga, em relação à estrutura sem este diodo.

4.2 - Retificador Monofásico Controlado de Onda Completa em Ponte a) Carga resistiva

O retificador, também chamado de ponte monofásica controlada, é formado por quatro SCR’s que são comandados aos pares: T1-T4 e T2-T3, como mostra a Figura 4.5.

Quando a tensão de entrada é positiva, os SCR’s T1 e T4 podem ser disparados, permitindo um caminho para a corrente circular entre a fonte e a carga. Com carga resistiva, a corrente chega a zero junto com a tensão, neste instante este par de tiristores é cortado.

No semiciclo negativo da rede, os SCR’s T2 e T3 conduzem a partir do pulso de gatilho, desta forma a corrente de carga permanece unidirecional, mesmo que a fonte seja alternada.

T₁

+

-V_S i_G D_RL R L

i

_L V_L t V_L I_L V_MÉDIO t V_S π β _2π 0° t i_G α_d α_d T₁ D_RL

Fig. 4.4 - Retificador monofásico de meia onda a tiristor com diodo de circulação.

)

cos

1

(

V

0,225

V

L MEDIO

=

⋅

S RMS

⋅

+

α

d

t i_G α_d α_d α_d t V_S 0° π 2 ≡ 0° π t V_L V_MÉDIO T1 - T4 T2 - T3 T1 - T4 T1 T2 T4 T3

v

s

+

-v

L

+

-Fig. 4.5 – Retificador monofásico controlado em ponte e formas de onda.

A variação da tensão de saída é obtida variando-se o ângulo de disparo αd dos SCR’s. A tensão média na carga é dada pela expressão a seguir, onde VS RMS é o valor eficaz da tensão de entrada.

b) Carga RL

Na Figura 4.6a estão representadas as formas de onda de tensão e corrente na carga quando a ponte de SCR’s alimenta uma carga RL. Devido ao atraso da corrente em relação à tensão, quando esta passa por zero a corrente ainda circula pelos SCR’s e a carga, e enquanto a corrente não se anula, a tensão de carga se mantém igual à da fonte. Quando a corrente se anular, o par de SCR’s em condução é cortado, e a tensão na carga se anula. Essa permanecerá nula até que ocorra o próximo disparo provocando a condução do outro par de SCR’s.

i_G t V_L t α_d α_d α_d I_L T1 - T4 T1 - T4 T2 - T3 i_G t V_L t α_d α_d α_d I_L T1 - T4 T1 - T4 T2 - T3 (a) (b)

Fig. 4.6 – Formas de onda para carga RL; (a) em condução descontínua, e (b) em condução contínua.

)

cos

1

(

V

0,45

V

L MEDIO

=

⋅

S RMS

⋅

+

α

d

Como a corrente se anula antes da ocorrência do próximo disparo, a condução é descontínua. Se a indutância L for grande o suficiente para que a corrente não se anule antes do próximo disparo, a condução é dita como contínua. A Figura 4.6b apresenta as formas de onda para este caso. A condução contínua é possível para cargas com alta constante de tempo (L/R) e baixos ângulos de disparo (inferiores a 90°, por quê?...)

4.3 - Retificador Monofásico Semicontrolado

É possível economizar em componentes, substituindo dois SCR’s da ponte monofásica controlada por dois diodos como mostra a Figura 4.7. O retificador obtido é conhecido como retificador monofásico semicontrolado, ou também como ponte monofásica semicontrolada, ou ainda como ponte monofásica mista.

(a) (b)

Fig. 4.7 – Possibilidades para ponte mista;(a) simétrica, (b) assimétrica.

O funcionamento do retificador semicontrolado é semelhante ao do controlado, sendo que a diferença está no instante de bloqueio. A Figura 4.8 apresenta as formas de onda e as quatro etapas de operação da ponte mista do tipo simétrica para carga RL.

Etapa 1: No instante correspondente ao ângulo de disparo αd, durante o semiciclo positivo da tensão de entrada, o SCR T1 é disparado permitindo que a corrente IL circule por ele e pelo diodo D2. Nesta etapa a tensão de saída é igual à tensão de entrada.

Etapa 2: Quando a tensão de entrada passa por zero e na eminência de assumir valores negativos, o diodo D1 fica diretamente polarizado entrado em condução. Em conseqüência, o diodo D2 fica reversamente polarizado, entrando em corte. A corrente de carga passa a circular por T1 e D1 mantendo a tensão na carga nula. Dependendo da natureza da carga, a corrente pode chegar a zero antes do próximo disparo.

Etapa 3: no semiciclo negativo de VS, quando T2 é disparado, T1 é cortado e a corrente da carga é conduzida por T2 e o diodo D1, mantendo a tensão na saída positiva.

T1 D1 D2 T2 ca rg a Vs T1 T2 D1 ca rg a Vs D2 D_RL

Etapa 4: Quando a tensão de entrada passa por zero e na eminência de assumir valores positivos, o diodo D2 entra em condução e o diodo D1 é cortado. A corrente de carga passa a circular por T2 e D2 mantendo a saída com tensão nula.

No caso de carga resistiva pura, como a corrente se anula junto com a tensão, as etapas 2 e 4 não ocorrem, já que o SCR em condução é cortado evitando estas etapas.

t

i

_G

α

_d

α

_d

α

_d

t

V_L i_L T₁-D₂ T₁-D₁ T₂-D₁ T₂-D₂ T₁-D₂ (1) (2) (3) (4) (1) etapas T1 T2 D2 D1 R V_L L i_L V_S + _ T1 T2 D2 D1 R V_L L i_L V_S + _ T1 T2 D2 D1 R V_L L i_L V_S + _ T1 T2 D2 D1 R V_L L i_L V_S + _ etapa (1) _{etapa (2)} etapa (3) etapa (4)

Fig. 4.8 – Formas de onda e etapas de operação da ponte mista.

Considerando que T1 esteja em condução, note que se T2 não for disparado, e supondo que T1 continue a conduzir, em função da elevada constante de tempo elétrica da carga (carga muito indutiva), no próximo semiciclo positivo, a fonte será novamente acoplada à carga através de T1 e D2 fornecendo-lhe mais corrente. Ou seja, a simples retirada dos pulsos de disparo não garante o desligamento entre carga e fonte. Para que isso ocorra é necessário diminuir o ângulo de disparo

pode ocorrer com respeito ao outro par de componentes. Isto pode ser evitado pela inclusão do diodo de roda livre DRL, o qual entrará em condução quando a tensão de entrada se inverter, cortando o SCR e o diodo que estavam em condução.

A vantagem da montagem assimétrica é que os catodos dos SCR’s estão em ponto comum, de modo que os sinais de disparo podem estar num mesmo potencial.

No caso da ponte mista assimétrica, como existe um caminho de livre circulação formado pelos diodos D1 e D2, toda vez que a fonte de entrada inverte a polaridade, a corrente de carga é conduzida pelos diodos, levando ao corte o SCR que estava em condução. Assim, a ponte assimétrica não apresenta o problema mencionado, o que dispensa o uso do diodo DRL.

A tensão média de saída numa ponte mista monofásica é dada pela expressão abaixo.

4.4 - Retificador Trifásico Controlado de Meia Onda a) Carga resistiva

O circuito deste retificador, conhecido também como retificador trifásico controlado de ponto médio, está representada na Figura 4.9.

O funcionamento do retificador controlado é similar ao retificador não controlado, a diferença está na entrada em condução dos semicondutores de potência. Isto faz com que se torne possível variar o valor da tensão de saída.

Seja a Figura 4.10a, na qual estão representadas as formas de onda das três fases e a tensão na carga

para ângulo de disparo igual a zero. Observe que para o retificador trifásico, o ângulo de disparo é nulo quando duas ondas de tensão se interceptam e não quando a tensão passa por zero, como é o caso dos retificadores monofásicos. Percebe-se que o SCR T1, por exemplo, somente pode conduzir após os 30o _{da fase A. Isso se deve ao fato de que antes dos 30° desta fase, T}

1 está reversamente polarizado, logo impossibilitado de conduzir. Portanto, os disparos dos tiristores devem ser sincronizados com a rede e atrasados de 30º _{para possibilitar qualquer variação da} tensão de saída.

Nas Figuras 4.10b e 4.10c estão apresentadas formas de onda de tensão de saída para ângulos de disparo 30° e 60° respectivamente.

)

cos

1

(

V

0,45

V

L MEDIO

=

⋅

S RMS

⋅

+

α

d T1 T2 T3 A B C N R

Fig. 4.9 - Retificador trifásico de ponto médio.

VAN VAN VBN VCN T1 T2 T3 T1 T3 30° |−−| α = 30°

VAN VBN VCN VAN VBN VCN VAN

T1 T2 T3 T1 T3 α = 30° α = 30° α = 30° 0° 0° 0° VAN VBN VCN VAN T1 T2 T3 T1 T3 α = 60° α = 60° α = 60°

Fig. 4.10 - Tensão na carga para o retificador de ponto médio. (a)

(b)