Joao_Helder Dissertaçao

(1)

Centro de Engenharia Elétrica e Informática

Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica

Inversores de Tensão Fonte Z: Técnicas PWM

João Helder Gonzaga Muniz da Silva

Campina Grande-PB

2011

(2)

Inversores de Tensão Fonte Z: Técnicas PWM

João Helder Gonzaga Muniz da Silva

Dissertação de Mestrado submetida à Coordenação dos Cursos de Pós-Gradução em Engenharia Elétrica da Uni-versidade Federal de Campina Grande - Campus I, como parte dos requisitos necessários para obtenção do grau de mestre em Ciências no Domínio em Engenharia Elétrica.

Área de Concentração: Processamento da Energia

Edison Roberto Cabral da Silva, Dr.Ing Euzeli Cipriano dos Santos Júnior, Dr.Sc.

Orientadores

Campina Grande, Paraíba, Brasil c

(3)

João Helder Gonzaga Muniz da Silva

Dissertação de Mestrado apresentado em Março de 2011

Edison Roberto Cabral da Silva, Dr.Ing, UFCG Orientador

Euzeli Cipriano dos Santos Júnior, Dr.Sc, UFCG Orientador

Cursino Brandão Jacobina, Dr.Ing., UFCG Componente da Banca

Maurício Beltrão R. Correa, D.Sc., UFCG Componente da Banca

(4)

Dedicatória

Dedico este trabalho à minha esposa Renata Arnaud e à minha filha Tarsila que ainda vai chegar. Ao meu Pai João Muniz, à minha mãe Auristela Muniz, às minhas irmãs Fabiana Muniz e Fernanda Muniz, ao meu sogro Francisco Arnaud, à minha sogra Elza Maria Arnaud, aos meu avós Antonio Gonzaga, Maria Albuquerque (in memorian), Silvino Muniz (in memorian) e Severina Muniz, a todos os meus tios, primos e demais parentes e amigos.

(5)

Agradeço a Deus pela minha existência, por ter me proporcionado várias oportuni-dades e por estar sempre presente em minha vida.

Agradeço a minha querida esposa Renata Arnaud por todo carinho, dedicação e su-porte. Aos meus pais João Muniz e Auristela que sempre priorizaram meus estudos. As minhas irmãs Fabiana e Fernanda pelo apoio. Aos meus avós Antonio Gonzaga e Maria Albuquerque pelos valiosos ensinamentos. A Maria Letícia e Isabel Muniz que tiveram valiosa participação na minha formação. Aos meus tios pela grande ajuda nos momentos difíceis. Ao meu sogro Francisco e minha sogra Elza Maria pelo acolhimento e confiança que sempre depositaram em mim.

Aos professores Edison Robero Cabral da Silva e Euzeli Cipriano dos Santos Júnior pela forte e valorosa contribuição sem o qual a realização deste trabalho não seria possível.

Aos demais professores que fazem parte do LEIAM: Cursino Brandão, Talvanes Meneses, Alexandre Cunha, Maurício Beltrão, Antonio Marcos e Eurico Bezerra que colaboraram direta ou indiretamente com esse trabalho.

Aos amigos Luciano, Luis Gustavo, Isaac, Alberto, Eisenhawer, José Artur, Nady, Lucas, Álvaro, Montiê, Gilson, Bernard, Edgard, Fabrício, Bruno, Antônio de Paula e Tâmisa.

Ao CNPQ pelo suporte financeiro que permitiu a realização deste trabalho.

(6)

Resumo

Este trabalho apresenta a modulação PWM híbrida para aplicação em conversores fonte Z. A técnica combina a teoria do PWM vetorial com a fácil implementação do PWM escalar.

O inversor fonte Z foi recentemente proposto e fornece uma característica única de operação

buck e boost utilizando o mesmo circuito, desempenhando as funções de inversão e elevação da

tensão de entrada em apenas um estágio, para isso emprega um circuito de impedância para conec-tar o conversor a uma fonte primária de energia. Esta características não é encontrada em nenhum outro conversor, seja ele fonte de tensão ou fonte de corrente.

De um modo geral o controle do inversor fonte Z é realizado empregando-se técnicas de modu-lação vetorial e estratégias convencionais de PWM, onde não são analizados técnicas de modula-ção escalar implementadas de forma digital onde calcula-se os tempos de condumodula-ção e bloqueio das chaves facilitando o emprego em processadores digitais de sinais, muito utilizados nos dias atuais. Desse modo, a utilização da modulação escalar é extendida aos conversores fonte Z, empregando o vetor de curto-circuito (shoot-through) inerente a tal conversor, além disso o conceito de razão de distribuição de roda livre presente na modulação híbrida, permite o desenvolvimento de uma abordagem sistemática para a implementação de técnicas convencionais (vetores nulos divididos igualmente entre o início e o final do período de chaveamento) ou de estratégias modificadas que tem se mostrado eficiente na redução das perdas por chaveamento nos conversores convencionais. Nesse contexto, será feito o estudo da modulação PWM híbrida em cinco configurações de inversores, sendo duas topologias de dois níveis com três e quatro braços e três topologias de três níveis, sendo elas: dois inversores com diodos de grampeamento utilizando uma e duas malhas Z e um inversor de três níveis formado por dois inversores de dois níveis em cascata. Será proposto ainda um sistema de acionamento de motor trifásico com enrolamentos abertos tolerantes a falhas a partir do qual é possível obter as mesmas características de tensão do barramento antes e depois da falha. Para isso o sistema é composto de dois inversores fonte Z com três braços cada, alimen-tando em cascata o motor trifásico com enrolamentos abertos. Por fim, resultados de simulação e experimentais serão apresentados demonstrando a eficiência e a qualidade das estratégias híbridas propostas.

(7)

This work presents a hybrid pulse width modulation for Z-source converter. The technique combines the theory of space-vector PWM with the ease implementation of triangular-comparison PWM.

The Z source inverter has been recently proposed and provides a unique feature of the operation buck and boost using the same circuit and performing the functions of inversion and boost input voltage in one stage. For this it employs an impedance circuit to connect the converter to a primary energy source. This characteristic is not found in any other converters, which are fed in separate by either a voltage source or a current source

Usually the control of the Z source inverter is performed employing vector modulation tech-niques or conventional PWM strategies. Till the moment, scalar modulation has not been conside-red. In this type of modulation the turn-on and turn-off times of switching devices are estimated, which makes ease the use of digital signal processors, largely employed nowadays.

In this work, the PWM hybrid modulation will be applied to five different inverters: two 2-level topologies with three arms or four arms; three 3-2-level topologies, that is, two neutral point clamped inverters using one Z network or two Z networks and a third 3-level inverter formed by two cascaded 2-level inverters. Also it is be proposed a drive system with a three-phase motor tolerant to windings open fault, from which it can be obtained the same characteristics of voltage before and after the failure. This system consists of two cascaded Z source three-arm inverters for feeding the three-phase motor with open windings. Finally, simulation and experiments results will be presented demonstrating the efficiency and quality of the proposed hybrid strategies.

(8)

Sumário

1 Introdução Geral 1 1.1 Localização do Tema . . . 1 1.2 Revisão Bibliográfica . . . 3 1.3 Contribuições do Trabalho . . . 9 1.4 Publicações . . . 10 1.5 Organização do Trabalho . . . 10

2 Inversor Z de Dois Níveis 11 2.1 Introdução . . . 11

2.2 Princípio de Operação do Inversor Z de Dois Níveis . . . 12

2.3 Inversor Z de Dois Níveis com Três Braços . . . 15

2.3.1 Estratégia PWM . . . 15

2.3.2 Resultados de Simulação . . . 24

2.3.3 Resultados Experimentais . . . 29

2.4 Inversor Z de Dois Níveis com Quatro braços . . . 37

2.4.1 Estratégia PWM . . . 37 2.4.2 Resultados de Simulação . . . 44 2.4.3 Resultados Experimentais . . . 49 2.5 Conclusões . . . 57 3 Inversor Z de Três Níveis 58 3.1 Introdução . . . 58

3.2 Princípio de Operação do Inversor Z de Três Níveis . . . 59

3.3 Inversor Z de Três Níveis com Diodos de Grampeamento . . . 61

3.4 Conclusões . . . 80

4 Inversores Z de Três Níveis com Redução no Número de Componentes da Malha Z 81 4.1 Introdução . . . 81

(9)

4.2 Princípio de Operação dos Inversores Z de Três Níveis com Redução no Número

de Componentes da Malha Z . . . 83

4.3 Inversor Z de Três Níveis em Cascata e com uma Malha Z . . . 85

4.4 Conclusões . . . 93

5 Aplicação do Inversor Fonte Z 97 5.1 Sistema de Acionamento de Motor Trifásico com Enrolamentos Abertos Tole-rantes a Falhas . . . 97

5.1.1 Introdução . . . 97

5.1.2 Conversor Antes da Falha . . . 98

5.1.3 Conversor Depois da Falha . . . 99

5.1.4 Identificação da Falta . . . 100 5.1.5 Compensação da Falha . . . 101 5.1.6 Especificação de Tensão . . . 102 5.1.7 Resultados de Simulação . . . 103 5.1.8 Resultados Experimentais . . . 104 5.2 Conclusões . . . 105

6 Conclusões e Trabalhos Futuros 107 6.1 Conclusões . . . 107

6.2 Propostas de Trabalhos Futuros . . . 109

(10)

Lista de Símbolos

vC1,vC2,vC3,vC3 Tensões dos capacitores da malha Z

vL1,vL2,vL3,vL4 Tensões dos indutores da malha Z

Vo Tensão da fonte CC

vd Tensão na entrada da malha Z

vi Tensão na saída da malha Z

¯

vL Tensão média do indutor da malha Z

¯

vi Tensão média do indutor da malha Z

IC1,IC2,IC3,IC4 Correntes dos capacitores da malha Z

IL1,IL2,IL3,IL4 Correntes dos indutores da malha Z

τo Tempo de aplicação do curto - circuito

τ1 Tempo de aplicação do vetor ativo 1

τ2 Tempo de aplicação do vetor ativo 2

τ Período da modulação B Fator de boost

ˆ

vf Tensão de pico de fase do inversor

M Índice de modulação BB Fator buck - boost

v∗ a,v∗b,vc∗ Tensões de referência v∗0 a,v∗ 0 b ,v∗ 0

c Tensões de referência modificadas

va0,vb0,vc0,vd0 Tensões de pólo dos inversores de dois níveis

(11)

v∗

µ Tensão homopolar

µ Fator de distribuição de roda livre E Tensão do barramento

v∗

max,vmin∗ Valores máximo e mínimo dentreva∗,vb∗evc∗

τa,τb,τc,τd Tempo em que as chaves dos inversores de dois níveis convencionais permanecem

ligadas

τa1,τb1,τc1 Tempo em que as chaves superiores de cada braço do inversor de dois níveis com três

braços permanecem ligadas

τa2,τb2,τc2 Tempo em que as chaves inferiores de cada braço do inversor de dois níveis com três

braços permanecem desligadas

τM,τm,τi Valores máximo, mínimo e internediário dentreτa,τb eτc

D Razão de curto - circuito

τoi,τof tempo de aplicaçãos dos vetores nulos

v∗

a0,vb0∗ ,vc0∗ ,vd0∗ Tensões de pólo modificadas do inversor de quatro braços

τ0

a1,τ0b1,τ0c1,τ0d1 Tempo em que as chaves superiores de cada braço do inversor de dois níveis com

quatro braços permanecem ligadas τ0

a2,τ0b2,τ0c2,τ0d2 Tempo em que as chaves superiores de cada braço do inversor de dois níveis com

quatro braços permanecem desligadas

τM,τm,τI,τi Valores máximo, mínimo, maior internediário e menor intermediário dentreτa,τb,

τc eτd

Pa,Pb,Pc Diferença entre um nível CC e as tensões [v∗

0 a,v∗ 0 b ,v∗ 0 c ]

Pmax,Pmin Maior e menor valor dentre [Pa,Pb,Pc]

Ta,Tb,Tc Tempo em que as chaves dos inversores de três níveis convencionais permanecem

liga-das

T1,T2,T3 Tempo em que as chaves dos inversores de três níveis convencionais permanecem

des-ligadas

TM,Tm,Ti Valores máximo, mínimo e internediário dentreTa,Tb eTc

(12)

xii Lista de Símbolos

v∗

s1,vs2∗ ,vs3∗ Tensões de referência do sistema com enrolamentos abertos

v∗

1a0,v1b0∗ ,v∗1c0 Tensões de pólo de referência do conversor 1 do sistema com enrolamentos abertos

v∗

2a0,v2b0∗ ,v∗2c0 Tensões de pólo de referência do conversor 2 do sistema com enrolamentos abertos

v∗

µ1 Tensão homopolar do conversor 1 do sistema com enrolamentos abertos

v∗

µ2 Tensão homopolar do conversor 2 do sistema com enrolamentos abertos

µ1 Fator de distribuição de roda livre do conversor 1 do sistema com enrolamentos abertos µ2 Fator de distribuição de roda livre do conversor 2 do sistema com enrolamentos abertos v∗

sM,vsm∗ valores máximo e mínimo dentrevs1∗ ,v∗s2evs3∗

τs1,τs2,τs3 Tempo em que as chaves dos conversores do sistema com enrolamentos abertos

per-manecem ligadas

∆vj0 Divergência da tensão de pólo devido a falha na chaveqj

εjd Erro discretizado introduzido pela técnica de modulação empregada

±∆vj0 Desvio de tensão

(13)

2.1 Parâmetros utilizados na simulação do inversor Z de dois níveis . . . 25 3.1 Parâmetros utilizados na simulação do inversor Z de três níveis NPC . . . 71 4.1 Parâmetros utilizados na simulação dos inversores Z com número reduzido de

componentes . . . 90 5.1 Parâmetros utilizados na simulação do sistema de acionamento de Motor Trifásico

com enrolamentos abertos tolerantes a falhas . . . 103

(14)

Lista de Figuras

1.1 Inversores. (a) Fonte de tensão. (b) Fonte de corrente. . . 1

1.2 Inversor Fonte Z. . . 2

2.1 Inversor Fonte Z. . . 11

2.2 Inversor Fonte Z com quatro braços. . . 12

2.3 Circuito equivalente do inversor Z (a) circuito equivalente visto do barramento CC (b) circuito equivalente quando um vetor de curto-circuito é empregado (c) circuito equivalente quando um vetor ativo é empregado . . . 13

2.4 (a) Inversor destacando o ponto virtual zero ("0"). (b) Geração das tensões de pólo a partir da modulação seno-triângulo do conversor convencional (lado esquerdo) e do inversor fonte Z (lado direito) . . . 16

2.5 Estado das chaves do inversor fonte Z (a)qa1 eqa2 (b)qb1eqb2 (c)qc1 eqc2 . . . 17

2.6 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 0.5: (superior) inver-sor convencional (meio) aplicação dos tempos de curto-circuito sem compensação dos vetores ativos (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito com compen-sação dos vetores ativos . . . 19

2.7 Tensões de referência modificada a partir dov∗ µ para o inversor Fonte Z: (a) com v∗ µ= 0 e com (b) v∗µdiferente de zero. . . 20

2.8 Gráfico do ganho de tensão em função do índice de modulação . . . 21

2.9 Variações de µ (a) variação 1 (∆1) (b) variação 2 (∆2) (c) variação 3 (∆3) (d) variação 4 (∆4) . . . 22

2.10 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 0: (superior) inversor convencional (meio) aplicação dos tempos de curto-circuito sem compensação dos vetores ativos (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito com compensação dos vetores ativos . . . 23

2.11 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 1: (superior) inversor convencional (meio) aplicação dos tempos de curto-circuito sem compensação dos vetores ativos (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito com compensação dos vetores ativos . . . 23

(15)

2.12 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com três braços, sem boost. (a) Tensão de linha (b) Tensão de entrada CC e tensões nos capacitoresC1eC2(c)

Correntes trifásicas . . . 25 2.13 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com três braços (µ = 0.5),

com boost. (a) tensão de referência (b) padrão do chaveamento (c) tensão de en-trada CC e tensão nos capacitores C1 e C2 (d) tensão de modo comum (e) tensão

de linha (f) correntes trifásicas . . . 25 2.14 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com três braços (µ = 0.),

de linha (f) correntes trifásicas . . . 26 2.15 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com três braços(µ = 1), com

boost. (a) tensão de referência (b) padrão do chaveamento (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2(d) tensão de modo comum (e) tensão de linha

(f) correntes trifásicas . . . 26 2.16 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com três braços(µ = ∆1),

de linha (f) correntes trifásicas . . . 27 2.17 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com três braços(µ = ∆2),

de linha (f) correntes trifásicas . . . 28 2.20 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com três braços, sem boost.

(a) tensão de entrada CC (50 V/Div), tensão nos capacitoresC1 eC2 (50 V/Div) e

tensão de linha (100 V/Div)(b) correntes trifásicas (500 mA/Div) . . . 29 2.21 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com três braços(µ = 0.5),

com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de linha (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1 eC2(50 V/Div) . . . 30

(16)

xvi Lista de Figuras

2.22 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com três braços (µ = 0), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de linha (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1eC2 (50 V/Div) . . . 31

2.23 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com três braços (µ = 1), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de linha (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1eC2 (50 V/Div) . . . 32

2.24 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com três braços(µ = ∆1), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de linha (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1eC2 (50 V/Div) . . . 33

2.28 Inversor Z de quatro braços destacando o ponto virtual zero ("0"). . . 37 2.29 Geração das tensões de pólo a partir da modulação seno-triângulo do conversor

de quatro braços convencional (lado esquerdo) e do inversor fonte-Z com quatro braços (lado direito) . . . 38 2.30 Estado das chaves do inversor fonte-Z de quatro braços (a) qa1 eqa2 (b)qb1 e qb2

(c)qc1 eqc2 (d)qd1 eqd2 . . . 40

2.31 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 0.5: (superior) inver-sor convencional (meio) aplicação dos tempos de curto-circuito sem compensação dos vetores ativos (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito com compen-sação dos vetores ativos . . . 41 2.32 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 0: (superior) inversor

convencional (meio) aplicação dos tempos de curto-circuito sem compensação dos vetores ativos (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito com compensação dos vetores ativos . . . 43

(17)

2.33 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 1: (superior) inversor convencional (meio) aplicação dos tempos de curto-circuito sem compensação dos vetores ativos (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito com compensação dos vetores ativos . . . 43 2.34 Resultados de simulação do inversor Z de dois níveis com quatro braços, sem

boost. (a) Tensão de linha (b) Tensão de entrada CC e tensões nos capacitoresC1

eC2 (c) Correntes trifásicas . . . 45

2.35 Resultados do inversor Z de dois níveis com quatro braços(µ = 0.5), com boost. (a) tensão de referência (b) padrão do chaveamento (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitores C1 eC2 (d) tensão de modo comum (e) tensão de linha (f)

correntes trifásicas . . . 45 2.36 Resultados do inversor Z de dois níveis com quatro braços (µ = 0.), com boost.

(a) tensão de referência (b) padrão do chaveamento (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitores C1 eC2 (d) tensão de modo comum (e) tensão de linha (f)

correntes trifásicas . . . 46 2.37 Resultados do inversor Z de dois níveis com quatro braços (µ = 1), com boost.

correntes trifásicas . . . 46 2.38 Resultados do inversor Z de dois níveis com quatro braços(µ = ∆1), com boost.

correntes trifásicas . . . 48 2.42 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com quatro braços, sem

boost. (a) tensão de fase (100 V/Div) (b) correntes trifásicas (500 mA/Div) (c)

(18)

xviii Lista de Figuras

2.43 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com quatro braços (µ = 0.5), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de fase (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1 eC2(50 V/Div) . . . 50

2.44 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com quatro braços(µ = 0), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de fase (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1eC2 (50 V/Div) . . . 51

2.45 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com quatro braços(µ = 1), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de fase (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1eC2 (50 V/Div) . . . 52

2.46 Resultados experimentais do inversor Z de dois níveis com quatro braços (µ = ∆1), com boost. (a) tensão de referência (50 V/Div) (b) tensão de fase (200 V/Div) (c) padrão do chaveamento (50 V/Div) (d) correntes trifásicas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e nos capacitoresC1 eC2(50 V/Div) . . . 53

3.1 Inversor fonte Z de três níveis com diodos de grampeamento. . . 59 3.2 Exemplo de curto-circuito aplicado ao inversor Z NPC (a) curto-circuito na malha

1 (b) curto-circuito na malha 2 . . . 60 3.3 Circuito equivalente do inversor Z de três níveis (a) circuito equivalente visto

do barramento CC (b) circuito equivalente quando o inversor funciona como um convencional (c) circuito equivalente quando um vetor de curto-circuito é aplicado na malha superior (d) circuito equivalente quando um vetor de curto-circuito é aplicado na malha inferior . . . 61 3.4 Diagrama vetorial do inversor de três níveis. . . 61

(19)

3.5 Primeira transição de vetores, de {0,-1,-1} para {1,-1,-1} (a) Aplicação do vetor {0,-1,-1} (b) aplicação do curto-circuito durante a transição (c) aplicação do vetor {1,-1,-1} . . . 63 3.6 Segunda transição de vetores, de {1,-1,-1} para {1,0,-1} (a) Aplicação do vetor

{1,-1,-1} (b) aplicação do curto-circuito durante a transição (c) aplicação do vetor {1,0,-1} . . . 64 3.7 Terceira transição de vetores, de 1} para {1,0,0} (a) Aplicação do vetor

{1,0,-1} (b) aplicação do curto-circuito durante a transição (c) aplicação do vetor {1,0,0} 65 3.8 Modulação do inversor de três níveis com diodos de grampeamento (convencional

e Z). (a) Inversor Convencional (b) Inversor Z . . . 66 3.9 Definição depa,pb epc em um inversor de 3-níveis. . . 67

3.10 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 0.5: (superior) inver-sor convencional (inferior) aplicação dos tempos de curto-circuito sem alteração dos vetores ativos . . . 68 3.11 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 0: (superior) inversor

convencional (inferior) aplicação do tempos de curto-circuito . . . 69 3.12 Diagrama de vetores em um período de modulação paraµ = 1: (superior) inversor

convencional (inferior) aplicação do tempo de curto-circuito . . . 69 3.13 Malha Z sem curto-circuito e conectada a uma carga indutiva . . . 71 3.14 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis com diodos de

grampea-mento, sem boost. (a) Tensão de linha (b) Tensão de entrada CC e tensões nos capacitoresC1 eC2(c) Correntes trifásicas . . . 72

3.15 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis com diodos de grampeamento (µ = 0.5), com boost. (a) tensão de referência (b) tensão de pólo (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2(d) tensão de modo comum (e) tensão

de linha (f) correntes trifásicas . . . 73 3.16 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis com diodos de grampeamento

(µ = ∆1), com boost. (a) tensão de referência (b) tensão de pólo (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2(d) tensão de modo comum (e) tensão

(20)

xx Lista de Figuras

3.19 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis com diodos de grampeamento (µ = ∆4), com boost. (a) tensão de referência (b) tensão de pólo (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2(d) tensão de modo comum (e) tensão

(µ = ∆3), com boost, utilizando indutância de 7mH. (a) tensão de referência (b) tensão de pólo (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2(d) tensão

de modo comum (e) tensão de linha (f) correntes trifásicas . . . 76 3.21 Resultados experimentais do inversor Z de três níveis com diodos de

grampea-mento, sem boost. (a) tensão de linha (200 V/Div) (b) correntes trifásicas (1 A/Div) (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1 eC2(50 V/Div) . . . 77

3.22 Resultados experimentais do inversor Z de três níveis com diodos de grampea-mento (µ = 0.5), com boost. (a) tensão de referência (100 V/Div) (b) tensão de linha (200 V/Div) (c) tensão de pólo (100 V/Div) (d) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2 (50 V/Div) (e) correntes trifásicas (1 A/Div) (f) correntes

trifásicas desequilibradas (1 A/Div) . . . 78 3.23 Resultados experimentais do inversor Z de três níveis com diodos de

grampea-mento(µ = ∆3), com boost. (a) tensão de referência (100 V/Div) (b) tensão de linha (500 V/Div) (c) tensão de pólo (100 V/Div) (d) correntes trifásicas (2 A/Div) (e) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1 eC2(100 V/Div) . . . 79

4.1 Inversores Z de três níveis com redução no número de componentes da malha Z (a) Inversor Z NPC com uma Malha (b) Inversor Z em cascata . . . 82 4.2 Exemplo de curto-circuito aplicado aos inversores Z de três níveis com redução

no número de componentes da malha Z (a) Inversor Z NPC com uma Malha (b) Inversor Z em cascata . . . 84 4.3 Circuito equivalente do inversor Z de três níveis com redução no número de

com-ponentes da malha Z (a) circuito equivalente quando o inversor funciona como um convencional (b) circuito equivalente quando um curto-circuito é aplicado . . . 85 4.4 Modulação do inversor de três níveis com redução no número de componentes da

malha Z(convencional e Z). (a) inversor convencional (b) inversor Z . . . 86 4.5 Primeira transição de vetores, de {0,0,0} para {1,0,-1} para o inversor NPC com

uma malha Z (a) Aplicação do vetor {0,0,0} (b) aplicação do curto-circuito durante a transição (c) aplicação do vetor {1,0,-1} . . . 87 4.6 Primeira transição de vetores, de {0,0,0} para {1,0,-1} para o inversor Z em

cas-cata(a) Aplicação do vetor {0,0,0} (b) aplicação do curto-circuito durante a transi-ção (c) aplicatransi-ção do vetor {1,0,-1} . . . 88

(21)

4.7 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis com diodos de grampeamento com uma malha Z, sem boost. (a) Tensão de linha (b) Tensão de entrada CC e tensões nos capacitoresC1eC2 (c) Correntes trifásicas . . . 91

4.8 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis com diodos de grampeamento com uma malha Z (µ = 0.5), com boost. (a) tensão de referência (b) tensão de linha (c) correntes trifásicas (d) tensão de modo comum (e) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1 eC2(f) correntes trifásicas desequilibradas . . . 91

4.9 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis em cascata, sem boost. (a) Tensão de linha (b) Tensão de entrada CC e tensões nos capacitores C1 e C2 (c)

Correntes trifásicas . . . 92 4.10 Resultados de simulação do inversor Z de três níveis em cascata (µ = 0.5), com

boost. (a) tensão de referência (b) tensão de linha (c) correntes trifásicas (d) tensão

de modo comum (e) tensão de entrada CC e tensão nos capacitores C1 e C2 (f)

correntes trifásicas desequilibradas . . . 92 4.11 Resultados experimentais do inversor Z de três níveis com diodos de

grampea-mento com uma malha Z, sem boost. (a) tensão de linha (100 V/Div) (b) correntes trifásicas (500 mA/Div) (c) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1eC2

(50 V/Div) . . . 94 4.12 Resultados experimentais do inversor Z de três níveis com diodos de

grampea-mento com uma malha Z (µ = 0.5), com boost. (a) tensão de referência (100 V/Div) (b) tensão de linha (100 V/Div) (c) correntes trifásicas (1 A/Div) (d) cor-rentes trifásicas desequilibradas (1 A/Div) (e) tensão de entrada CC e tensão nos capacitoresC1 eC2(50 V/Div) . . . 95

5.1 Sistema proposto - acionamento de motor trifásico com tolerância a falhas. . . 98 5.2 Criação do zero virtual, com j=1,2. . . 99 5.3 Configuração pós-falha: (a) falha de circuito aberto na chaveq2b, (b) falha de

curto-circuito na chaveq2b. . . 100

5.4 Geração dos sinais de comandos do inversor 1 com a inclusão do tempo de curto-circuito: (a) sinais de comando para a braço1a, (b) sinais de comando para a braço 1b, (a) sinais de comando para a braço 1c. . . 101 5.5 Resultados de simulação destacando o momento da falha e da compensação: (a)

correntes na máquina, (b) tensão da fonte 1 da do capacitorC1 (c) tensão de fase

da máquina. . . 103 5.6 Resultados experimentais pré-falha: (a) correntes na máquina, (b) tensão das fontes

1 e 2, (c) tensão de fase da máquina. . . 104 5.7 Resultados experimentais após a falha: (a) correntes na máquina, (b) tensão da

(22)

Capítulo 1

Introdução Geral

1.1 Localização do Tema

Na área de eletrônica industrial, o inversor é uma estrutura que possibilita a conversão de ener-gia elétrica para a forma alternada CA. Esta enerener-gia é obtida de uma fonte de alimentação contínua

CC. Tem-se então a conversão corrente contínua-corrente alternada (CC - CA) entre o elemento

gerador e o elemento consumidor de energia. As estruturas dos inversores utilizam matrizes de dispositivos semicondutores como elemento de controle do fluxo de energia. O controle do tempo de condução e de bloqueio dos dispositivos semicondutores pode ser feito de forma que o inversor controle a amplitude e a freqüência da tensão CA de saída. O controle da energia transferida à carga por meio do controle dos tempos de condução e bloqueio dos dispositivos semicondutores de potência (interruptores) em um inversor de tensão pode ser feito utilizando diferentes estratégias de modulação [1]. 1a 1b 1c q 1c q_1c q 1b q 1b q 1a q_1a Vdc i_a i_b i_c v_s1 v_s2 v_s3 + -+ -+ -n (a) 1a 1b 1c q_1c q_1b q V_dc i_a i_b i_c v_s1 v_s2 v_s3 + -+ -+ -n 1a q_1a q_1b q_1c (b) Figura 1.1: Inversores. (a) Fonte de tensão. (b) Fonte de corrente.

Os conversores estáticos de potência CC - CA podem ser divididos em dois grupos principais, são eles: conversores fonte de tensão e conversores fonte de corrente, cada um com suas caracterís-ticas particulares, Fig. 1.1. Os inversores fonte de tensão são largamente utilizados em diversas aplicações, não só industriais para o acionamento de motores síncronos e de indução. Eles podem

(23)

ser encontrados em sistemas ininterruptos de fornecimento de energia (UPS), reatores eletrôni-cos, aquecimentos indutivos, compensação de harmônicos (filtros ativos) e controle do fator de potência, sistemas de geração distribuída com utilização de fontes alternativas de energia, etc [2]. Entretanto, este tipo de conversor possui algumas limitações e barreiras conceituais e teóricas, tais como:

• A saída em tensão alternada CA do inversor é limitada pelo barramento CC, sendo esta sempre menor que a tensão do barramento. Desse modo, um inversor de tensão é um inversor do tipo "buck"(abaixador) para uma conversão de potência CC - CA. Para aplicações onde o barramento CC é limitado, um conversor boost adicional é necessário para obter a saída CA desejada, aumento custo e complexidade do sistema;

• Os dispositivos de um mesmo braço de um inversor de tensão, não podem ser disparados si-multaneamente, para evitar um curto-circuito do barramento e a destruição dos dispositivos. • Necessidade de adição de "tempo-morto"nos sinais de disparo das chaves, para evitar o

dis-paro simultâneo. Tal adição causa distorções na saída do conversor.

• Para aplicações onde é desejável um nível de tensão maior do que o barramento pode forne-cer, é necessário o uso de com um conversor CC-CC do tipo boost (elevador). Este estágio adicional acarreta em um aumento tanto de custo, quanto de perdas ao sistema.

Como forma de solucionar os problemas presentes nos inversores de tensão e corrente tradicio-nais, uma forma alternativa de conversor estático de potência foi formulada em [3]. Este conversor fornece uma característica única de operação buck e boost utilizando o mesmo circuito, tal ca-racterística não é encontrada em nenhum conversor fonte de tensão ou fonte de corrente. Para isto emprega um circuito de impedância para conectar a ponte inversora a uma fonte primária de energia, como pode ser observado na Fig. 1.2.

Inversor 1 1a 1b 1c q 1c q 1c q 1b q 1b q 1a q 1a Vdc1 Fonte Z L₁ L₂ C₁ C₂ + vi1 i_a i_b i_c v_s1 v_s2 v_s3 + -+ -+ -n

Figura 1.2: Inversor Fonte Z. As principais vantagens do inversor fonte Z são [4]:

• A fonte CC de alimentação pode ser de tensão ou de corrente, então a fonte CC pode ser uma bateria, um retificador, um indutor, capacitor ou uma combinação destes;

(24)

Seção 1.2. Revisão Bibliográfica 3

• Os dispositivos utilizados no conversor pode ser uma combinação de chaves com diodos em antiparalelo, série ou outra combinação;

• Pode ser utilizado em aplicações que possui tensão de entrada variável, como em geração eó-lica; Desse modo, o inversor Z é um conversor buck-boost característica esta não encontrada em conversores fonte de tensão ou fonte de corrente.

• Todos os esquemas de controle PWM tradicionais podem ser utilizados nos inversores fonte Z;

• O esquema elétrico é simples, o custo para seu emprego é baixo e aumenta a eficiência do sistema.

Em geral, o controle do inversor fonte-Z é realizado empregando-se técnicas de modulação vetorial e estratégias convencionais de PWM, entretanto, não são analizados técnicas de modula-ção descontínua que têm provado ser eficiente na redumodula-ção de perdas nos conversores de potência convencionais [2].

Em [5], foi mostrado que a adição de um sinal de seqüência zero adequado pode diminuir as oscilações nas correntes, estender a região de linearidade (sobremodulação), reduzir a freqüência de comutação média como também diminuir os harmônicos de corrente. Assim, a modulação por portadora (CB-PWM) pode produzir os mesmos resultados da modulação vetorial (SV-PWM) quando um adequado sinal de seqüência zero é injetado nas tensões de referência na modulação por portadora [6], [7], [8].

Baseado nesta observação, [9] e [10] propuseram a técnica que eles chamaram de PWM Hí-brida, que usa um sinal de sequência zero com o triplo da frequência das tensões de referência como o termo de tensão comum. Na técnica proposta em [9], a razão de distribuição vetorial (µ) aparece como uma variável de projeto dentro da equação que determina o valor do sinal de sequência zero que deve ser adicionado às tensões senoidais de referência para obter modulantes modificadas para a modulação CB-PWM dando origem a técnica de modulacão híbrida. Esta alteração nos sinais de referência gera novos tempos de aplicação dos vetores nulos, mas não modifica os tempos dos vetores ativos. Assim, na modulação híbrida, a variação no valor da razão de distribuição vetorial µ modifica o sinal de sequência zero de forma a modificar a relação entre os vetores utilizados no inicio e no fim de cada período da modulação como no caso da técnica vetorial SV-PWM. Portanto, a modulação híbrida apresenta os mesmos resultados da modulação vetorial com a vantagem de ser de fácil implementação e apresentar um menor esforço computacional.

1.2 Revisão Bibliográfica

Nesta seção, será apresentada a revisão bibliográfica referente ao tema deste trabalho: modu-lação híbrida aplicada em inversores de tensão fonte Z, com o objetivo de mostrar como esse tema vem sendo explorado na literatura nos últimos anos.

(25)

Os inversores de tensão e corrente tradicionais apresentam algumas barreiras teóricas e limita-ções, como forma de superar alguns desses problemas, uma forma alternativa de conversor estático de potência foi formulada em [11] e [3]. Este conversor fornece uma característica única de opera-ção buck e boost utilizando o mesmo circuito, esta característica não é encontrada em conversores fonte de tensão ou fonte de corrente. Este conversor emprega um circuito de impedância formada por capacitores e indutores para conectar o inversor a uma fonte primária de energia, tal conversor é denominado de inversor fonte Z.

Apesar do inversor Z ter sido proposto há relativamente pouco tempo, tem sido fonte de muitos estudos. Em [12] e [13], é feito um estudo comparativo entre um inversor de tensão convencio-nal, um inversor Z e um inversor convencional tendo como um primeiro estágio um conversor

boost, para aplicações em células combustíveis veiculares e células fotovoltaicas. Atual-mente,

duas topologias de inversores são usadas em células combustíveis veiculares: o inversor trifásico convencional e o inversor trifásico com o conversor boost conectado à sua entrada para elevar a tensão do barramento CC. O inversor convencional impõe um alto estress nas chaves, enquanto que o segundo conversor alivia o estress nas chaves e resolve a questão da limitação de tensão das células, no entanto, incrementa custo e a complexidade associada à conversão de potência em dois estágios. Nesse cenário, os autores mostram que o inversor Z aparece como uma boa solução para estas aplicações, apresentando simplicidade de controle e não aumentando muito o número de componentes passivos e consequentemente oferencendo um baixo custo.

Em [14] é proposto um sistema célula combustível - bateria para veículos elétricos híbridos utilizando um inversor Z. Nos sistemas atuais, um conversor CC-CC bidirecional é utilizado para controle da bateria, enquanto um outro conversor CC-CC é responsável por elevar a tensão das células combustíveis a um nível desejado. No novo sistema proposto, apenas um inversor Z é empregado para realização dos dois controles de forma independente, tornando o circuito menos complexo e oneroso.

Um sistema fotovoltaico conectado à rede empregando o inversor Z é proposto em [15] e [16]. O custo de um sistema de geração fotovoltaico está ligado diretamente ao custo de sua instalação, que por sua vez está dividido entre o custo dos módulos fotovoltaicos e o sistema de conversão de potência também chamado de sistema de condicionamento de potência [15]. Com o desen-volvimento da tecnologia das células fotovoltaicas, o preço desses módulos tem caido bastante, enquanto que o custo dos sistemas de conversão tem permanecido o mesmo. Então, esforços têm sido feitos na direção de encontrar soluções simples e barata para tais sistemas. Em [15], o autor mostra dois sistemas de conversão comumente usados em geração fotovoltaica. O primeiro faz uso de um transformador depois da conversão CC-CA para elevar as tensões a níveis adequados à rede. Contudo, os transformadores apresentam grande volume, alto ruído e requer inversores de alta potência. O segundo, utiliza um conversor CC-CC, eliminando o transformador e utili-zando inversores com uma potência inferior. No entanto, o alto custo do conversor CC-CC e o seu controle, faz com que o sistema se torne pouco eficiente. Utilizando o inversor Z, o sistema de conversão proposto reduz o tamanho, custo, melhora o THD, além de realizar as conversões boost

(26)

Seção 1.2. Revisão Bibliográfica 5

e CC-CA em apenas um estágio [15].

Já em [17], o inversor Z é usado em um sistema fotovoltaico, servindo não só para realizar o

boost das tensões dos módulos, mas também atuando como um compensador de potência reativa.

É utilizado uma estratégia de controle denominada de controle de máxima potência fazendo com que o inversor Z transfira a máxima potência dos módulos para a rede trifásica, além disso o conversor opera em dois modos de operação: quando de dia, o inversor realiza a compensação da corrente reativa da carga e quando de noite, é feita a compensação da potência reativa. A potência reativa gerada pelas células pode ser controlada de acordo com a capacidade atual do sistema e o requerimento da carga.

Outras aplicações em que o inversor Z pode ser encontrado é em sistemas de geração distr-buída e em fontes de potência initerrupta [18], [19]. Em [18], o controle para dois inversores Z operando em paralelo utilizando uma única malha Z para sistemas de geração distribuída é apre-sentado. Esse sistema pode operar tanto conectado a uma rede trifásica, como de forma isolada. Para este fim, uma modulção PWM baseada em portadora é empregada. Em [19] o autor mostra um método de controle de hamônicos de tensão empregando o inversor Z em fontes de potência initerrupta. Tal método obtêm tensões senoidais na saída do inversor, seja para cargas desbalancea-das ou seja para cargas não-lineares, controlando assim tensões de sequências positiva e negativa e seus harmônicos. Este circuito também é adequado para sistema de geração isolada.

A utilização do inversor Z em sistemas de geração eólica é apresentado em [20] e [21]. Sabe-se que na geração eólica, é utilizada a energia dos ventos para geração de energia elétrica. No entanto, a velocidade do vento é bastante variável e a potência aerodinâmica fornecidade pela turbina é diretamente proporcional a velocidade. Como as tensões empregadas nas redes elétricas possuem um valor médio e frequência fixos, é necessário um sistema de conversão que absorva esta variação de potência fornecidade pela turbina, nesse aspecto o inversor Z surge como solução promissora já que o mesmo tem a capacidade de operar como buck-boost. Para uma dada condição de operação com baixa velocidade do vento resultando em uma baixa tensão de entrada, o inversor Z opera eficientemente como conversor boost sem a necessidade de componentes adicionais nem um conversor boost. Em contrapartida, quando é fornecida uma elevada tensão de entrada, o inversor Z pode operar como buck, dessa forma o sistema de geração sempre fornece uma potência constante à rede.

Vários trabalhos têm sido feitos visando melhorar algumas limitações presentes nos inversores fonte Z. O inversor Z dependendo da carga, necessita ter um valor mínimo de indutância da malha Z para garantir que a corrente de entrada seja sempre maior que zero e dessa forma assegure a estabilidade do inversor. Quanto maior o valor da carga, maior a necessidade de uma indutância de alto valor, para que não se perca a estabilidade. Em [22] é proposta uma modificação da malha Z, no qual são adicionadas uma capacitância e uma chave bidirecional à entrada da malha que jun-tamente com o controle empregado, o inversor pode operar com cargas maiores utilizando baixos valores de indutância sem perder a estabilidade. Já em [23], o autor mostra que quando o inversor Z opera com uma baixa indutância na malha ou com uma carga com baixo fator de potência surge

(27)

um modo de operação adicional. Tal estágio adicional é analisado em detalhe e ainda é mostrado que uma solução simples para eliminar este estágio que é utilizar uma chave controlada no lugar do diodo que normalmente é empragado na malha Z.

Quatro famílias de inversores Z com uma maior capacidade de boost é proposto em [24]. São categorizados em dois tipos: do tipo diodo-assistido e do tipo capacitor-assistido sendo ainda classificado de acordo com a corrente que recebe da fonte de tensão, podendo ser contínua ou descontínua. Todas as topologias apresentam uma capacidade de elevar a tensão maior que o in-versor Z convencional, obtendo ainda um menor estresse de tensão nos capacitores do barramento. A estratégia de modulação aplicada a essa família de conversores é a mesma empregada ao Z convencional.

Em [25] é apresentado um inversor Z que além de apresentar um estresse de tensão reduzido nos capacitores possui a capacidade de partida suave. No início do funcionamento do conversor Z, uma alta corrente surge na malha. A tensão inicial nos capacitores é zero e essa alta corrente carrega rapidamente os capacitores, iniciando um processo de ressonância entre os capacitores e indutores da malha. Por causa desse fenômeno inerente ao inverzor Z convencional, não é possível alcançar uma partida suave com esta topologia. Então uma nova topologia foi desenvolvida, no qual a malha Z é posicionada em série com o inversor e não em paralelo como no convencional, com isso é possível obter uma grande redução de estresse de tensão nos capaciotres da malha sendo ainda possível obter uma partida suave, tudo isso mantendo a mesma capacidade de boost.

Um estudo comparativo entre inversores Z "embutidos"é feito em [26]. Nestes inversores, um ou os dois capacitores da malha Z são substituídos por uma ou duas fontes de tensão. Com esta nova configuração a corrente da fonte de alimentação é sempre contínua ao contrário do que ocorre com o inversor Z tradicional. Essa característica é bastante interessante quando são utilizados como fonte, painéis fotovoltaicos ou células combustíveis, já que quando esses sistemas operam com corrente contínua, é reduzida a complexidade do controle e do projeto do sistema.

Uma investigação do regime transitório do inversor Z foi feito em [27] e [28]. Em [27] através de uma análise detalhada os autores identificam alguns fenômenos tanto no lado CC quanto no lado

CA do inversor. O lado CC do inversor está associado a malha Z de impedância e foi investigada

utilizando-se a técnica de pequenos sinais e o gráfico de fluxo de sinais. O comportamento do lado CA foi estudado através da análise dos vetores espaciais, também através da análise vetorial um método para melhorar a resposta transitória foi apresentado. Já em [28] a análise do regime transitório foi realizado em cima do inversor de corrente fonte Z. Através da análise de pequenos sinais juntamente com o modelo de espaço de estados é desenvolvido o modelo transitório. Com as equações é investigado o ganho do inversor e ainda é proposto um controle para minimizar as oscilações e estabilizar a saída CA do inversor.

Sistemas com controle em malha fechada utilizando o inversor Z foram apresentados em al-guns trabalhos. Em [29] é utilizado um controlador PID para o controle de tensão nos capacitores da malha Z. Com esta técnica é alcançado uma tensão constante nos capacitores com uma boa resposta transitória no qual melhora rejeição de distúrbios incluindo a ondulação da tensão de

(28)

en-Seção 1.2. Revisão Bibliográfica 7

trada e variações na corrente da carga. Em [30] além de um controlador de tensão no capacitor da malha é utilizado um segundo controlador para a tensão trifásica de saída. A resposta transitória é melhorada através do controle linear da tensão nos capacitores. Os controladores conseguem man-ter valores adequados de tensão de saída e tensão nos capacitores para uma queda de até40% da tensão de entrada. Um avanço do controle proposto em [30] é apresentado em [31]; Neste trabalho os autores apresentam um controle unificado onde é utilizado apenas um controlador para a tensão de saída do inversor, ao contrário dos métodos tradicionais onde se utilizam dois controladores. De acordo com a tensão de saída do inversor, o sistema liga e desliga automaticamente o boost do inversor Z, com isso uma alta estabilidade é alcançada com um controle de apenas um estágio. O sistema possui um baixo custo e fácil implementação, uma vez que apenas a tensão de saída necessita ser sensoriada.

Existem alguns trabalhos com enfoque na modulação PWM para inversores fonte-Z. Por exem-plo, em [32] é apresentada uma análise com várias estratégias convencionais de PWM baseada em portadora, e as suas necessidades de ajuste para implementação no inversor fonte-Z. O autor co-meça analizando a estratégia PWM para um inversor Z monofásico e subsequentemente extende a análise para o inversor trifásico e para o inversor a quatro fios. Em [33] é apresentada uma mo-dulação PWM vetorial modificada para o controle do inversor Z. Nessa momo-dulação os tempos de

"curto-circuito" inerente ao controle do inversor Z são localizados dentro dos vetores nulos, não

compromentendo assim os vetores ativos, já em [34] e [35] para controle do inversor Z também é utilizada uma modulação PWM vetorial, no entanto os tempos de "curto-circuito" são controlados de acordo com as tensões de saída desejadas.

Uma modulação PWM baseada em portadoras modificadas para inversores Z é proposta em [36]. Nesta modulação, ao invés de ser feita a modificação das tensões de referência para aplicação no inversor Z como acontece na maioria das modulações destinadas para esse fim, a modificação é feita na portadora; depois da modificação passa-se a usar duas portadoras. Em [37] é analisada o desempenho da modulação por largura de pulso aleatória aplicada ao inversor fonte-Z. A estratégia proposta apresenta uma redução da tensão de modo comum sem ocasionar picos de tensão como ocorre em inversores convencionais e obtém uma boa dispersão harmônica.

Foram investigadas algumas estratégias de modulação para o inversor Z no sentido de aumentar a capacidade de elevação da tensão do barramento utilizando um mesmo tempo de "curto-circuito". Em [38], [39] e [40] foram investigadas três estratégias de controle: SBC "Simple boost control", MBC "maximum boost control"e MCBC "Maximum constant boost control". O controle SBC usa duas linhas retilíneas maior ou igual a amplitude das tensões de referência. Quando a portadora for maior que a linha superior ou menor que a linha inferior, um tempo de "curto-circuito" é aplicado; dessa forma os tempos de "curto-circuito" ficam localizados sempre no interior dos vetores nulos. O controle MBC é realizado adicionando um harmônico de terceira ordem as tensões de referências, estendendo assim o índice de modulação e diminuindo o estresse de tensão nas chaves. Nessa modulação os tempos de "curto-circuito" variam a cada período, mas mantém o ganho de tensão constante. Já a estratégia MCBC, é a junção das duas técnicas anteriores, faz uso

(29)

de duas linhas retilíneas maior ou igual a amplitude das tensões de referência com um harmônico de terceira ordem adicionado às referências. Esta modulação além de apresentar as vantagens das estratégias anteriores, possui o tempo de "curto-circuito" constante a cada período fazendo com que o inversor tenha uma maior capacidade de elevar a tensão do barramento.

Um estudo com relação a perdas no inversor Z foi realizado em [41] e [42]. Em [41] é analisada a eficiência e a distribuíção das perdas nos semicondutores do inversor Z. Mostra que modulações PWM descontínuas diminui as perdas devido ao menor número de chaveamento e ainda propõe um método que minimiza essas perdas. Enquanto que em [42] as perdas em um inversor Z de dois níveis é investigada usando duas estratégias de modulação PWM. A primeira estratégia estudada possui seis tempos de "curto-circuito" por período, enquanto que a segunda possui dois tempos de "curto-circuito". O estudo mostrou que para a primeira estratégia as perdas do conversor são maiores em alta potência, em contrapartida quando o conversor é utilizado em baixa potência a primeira estratégia mostrou-se superior a segunda.

Um outro enfoque nos estudos realizados com inversor Z, embora tenha sido pouco explo-rado é a integração do conceito do inversor Z com inversores de tensão multiníveis. Em [43] é implementado um inversor Z multinível com diodos de grampeamento, trata-se da união do inver-sor Z com o inverinver-sor multinível com diodos de grampeamento. Esse inverinver-sor utiliza duas malhas indutivas-capacitivas que conecta duas fontes isoladas ao inversor. Um inversor Z multinível com diodos de grampeamento utilizando apenas uma malha Z é implementado em [44], para o controle do inversor é empregada uma modulação PWM baseada em portadora na qual, se utilizam duas portadoras defasadas de 180◦_{. Esse inversor apresenta um WTHD maior do que o inversor que}

possui duas malhas. No entanto é uma boa solução quando o custo é levado em consideração. Já em [45] é projetado um inversor Z multinível construído através de dois inversores de dois níveis em cascata, tal inversor faz uso de duas malhas Z e duas fontes isoladas, mas tem a vantagem de não possuir diodos de grampeamento.

Algumas estratégias de modulação por largura de pulso, aplicadas ao inversor Z multinível, são investigadas em [46] e [47]. Uma análise detalhada de uma modulação PWM baseada em portadora aplicada a um inversor Z multinível com diodos de grampeamento é realizada em [46]; a modulação é executada sob altos e baixos índices de modulação, sempre alcançando um menor número de chaveamento por período de modulação. O autor ainda apresenta uma modulação que utiliza um mapeamento adequado de vetores a fim de reduzir a tensão de modo comum. Já em [47], várias técnicas PWM são investigadas para o controle do inversor NPC Z, sendo verificados o número de chaveamento por período de modulação, redução da tensão de modo comum e o WTHD.

De um modo geral o controle do inversor fonte Z é realizado empregando-se técnicas de mo-dulação vetorial e estratégias convencionais de PWM, onde não são analisadas técnicas de modu-lação escalar implementadas de forma digital(calculando-se os tempos de condução e bloqueio das chaves)e também pouco tem sido feito no sentido de aplicar ao inversor Z a modulação descontí-nua que se mostrado ser eficiente na redução de perdas nos conversores de potência. Em [9] e [10]

(30)

Seção 1.3. Contribuições do Trabalho 9

foi apresentada uma técnica que eles chamaram de PWM Híbrida, que usa um sinal de sequência zero com o triplo da frequência das tensões de referência como o termo de tensão comum. Na técnica proposta em [9], a razão de distribuição vetorial µ aparece como uma variável de projeto dentro da equação que determina o valor do sinal de sequência zero que deve ser adicionado as tensões senoidais de referência para obter modulantes modificadas para a modulação CB-PWM dando origem a técnica de modulacão híbrida. Esta alteração nos sinais de referência gera novos tempos de aplicação dos vetores nulos, mas não modifica os tempos dos vetores ativos. Assim, na modulação híbrida, a variação no valor da razão de distribuição vetorial µ modifica o sinal de sequência zero de forma a modificar a relação entre os vetores utilizados no inicio e no fim de cada periodo da modulação como no caso da técnica vetorial SV-PWM. Em [48] é implementada uma modulação PWM escalar digital para o controle de um inversor tensão convencional, a técnica tem como caracterítica a simplicidade de implementação com a flexibilidade dos padrões de chavea-mento encontrada na modulação vetorial. Também é estabelecida a correlação entre a modulação vetorial e a modulação escalar proposta. Em [2] é proposto uma nova estratégia de modulação por largura de pulso que de forma simples, através de uma equação generalizada, estende o conceito de razão de distribuição vetorial aos inversores multiníveis (N > 2), semelhante ao que existe para os inversores de dois niveis, possibilitando alterar algumas caracteristicas da modulação.

1.3 Contribuições do Trabalho

As principais contribuições deste trabalho são:

• Aplicação da modulação híbrida em inversores fonte Z de dois níveis;

• Aplicação da modulação híbrida em inversores fonte Z de dois níveis com quatro braços; • Aplicação da modulação híbrida em inversores fonte Z de três níveis com diodos de

gram-peamento;

• Aplicação da modulação híbrida em inversores fonte Z de três níveis com diodos de gram-peamento, utilizando apenas uma malha Z;

• Aplicação da modulação híbrida em inversores fonte Z de três níveis formado por dois in-versores de dois níveis em cascata;

• Implementação de um sistema de acionamento de motor trifásico com enrolamentos abertos tolerante a falhas.

Para cada topologia estudada, será analisado o comportamento de cada estrutura quando apli-cado estratégias híbridas contínuas e descontínuas, ou seja, fazendo o termo razão de distribuição vetorial fixo e variável no tempo.

(31)

1.4 Publicações

No desenvolvimento deste trabalho foram submetidos ou aceitos dois artigos em conferência [49], [50] e dois artigos em revista [51] e [52].

1.5 Organização do Trabalho

Neste trabalho, será estudada a aplicação da modulação PWM híbrida em cinco topologias de inversores fonte Z, que serão apresentados em três capítulos:

O capítulo 2 trata do estudo da técnica PWM híbrida em duas topologias de inversores Z de dois níveis. O primeiro inversor contém três braços, enquanto que o segundo possui quatro braços. Em ambas é utilizada uma malha indutivo - capacitiva composta de dois capacitores e dois indutores que conecta a fonte de tensão CC ao inversor.

No capítulo 3 é feito o estudo da aplicação da modulação híbrida em um inversor fonte Z de três níveis com diodos de grampemaento. Este circuito é composto de um inversor de três níveis com diodos de grampemanto e duas malhas indutivo - capacitiva que conecta o conversor a duas fontes CC isoladas.

No capítulo 4 são estudadas duas topologias de inversores fonte Z de três níveis com um nú-mero reduzido de componentes, empregando a modulação PWM híbrida para seu controle. A primeira topologia consiste em um inversor de três níveis com diodos de grampeamento que faz uso de apenas uma malha Z. Já a segunda topologia é originada de uma malha indutivo - capacitiva e dois inversores de dois níveis em cascata.

O estudo de cada topologia será realizado da seguinte forma: • Aplicação da estratégia PWM híbrida contínua;

• Aplicação da estratégia PWM híbrida descontínua, exceto para as topologias com número reduzido de componentes;

• Apresentação dos resultados de simulação e experimentais para validação das estratégias propostas.

Finalmente, no capítulo 5 é apresentado um sistema de acionamento de motor trifásico com enrolamentos abertos tolerantes a falhas a partir do qual é possível obter as mesmas características de tensão do barramento antes e depois da falha. A tolerância a falhas se dá pela reconfiguração do conversor quando detectada a falha, sem a necessidade de utilização de dispositivos de isolação (como fusíveis) ou dispositivos para reconfiguração (como triacs). O sistema proposto é composto de dois inversores fonte Z com três braços cada, alimentando em cascata o motor trifásico. A ali-mentação em cascata é possível já que motor possui enrolamentos abertos, ou seja, se tem acesso aos seis terminais dos três enrolamentos. A utilização dos conversores fonte Z se dá pela necessi-dade de elevação da tensão fornecida pelo conversor após a falha, para que o sistema opere com a mesma tensão do barramento que tinha antes da falha.

(32)

Capítulo 2

Inversor Z de Dois Níveis

2.1 Introdução

Os painéis fotovoltaicos e células combustíveis têm se mostrado muito promissores para o fornecimento de energia elétrica. Ambas tem sido usados em diversas aplicações como aplicações domésticas e veículos elétricos híbridos [12]. Tanto as células fotovoltaicas quanto as células combustíveis são muito limitados com relação ao nível de tensão que podem fornecer. Com isso um conversor boost é usado juntamente com um inversor convencional de dois níveis para se ter uma inversão a níveis adequados de tensão para determinadas aplicações. Contudo, essa solução aumenta o custo e complexidade de controle inerente a uma conversão em dois estágios. Nesse contexto, o inversor de Z de dois níveis, Fig. 2.1, surge como excelente opção por ser de simples implementação e fornecer uma conversão em apenas um estágio.

q a1 qb1 qc1 q_a2 q b2 qc2 Z-Source L₁ L₂ C1 C₂ _{3 ~} Motor a b c

v

_i

V

_o

v

d

Figura 2.1: Inversor Fonte Z.

Diversos tipos de equipamentos elétricos monofásicos e trifásicos são utilizados nos mais va-riados tipos de aplicação seja ela de natureza doméstica ou industrial. Para garantir a conexão de ambas as cargas trifásicas e monofásicas, a rede elétrica é tipicamente distribuída através de redes trifásicas à quatro fios. Inversores com quatro braços para aplicaçôes trifásicas à quatro fios apresenta algumas vantagens com relação ao inversor trifásico de três braços convencional. Tais vantagens podem ser resumidas como: melhor utilização da tensão do barramento, não é

(33)

rio capacitância com alto valor para manter o ripple da tensão do barramento em níveis adequados, etc. Como aplicações típicas do conversor CC-CA trifásico a quatro fios, pode-se citar: geração distribuída, filtros ativos de potência, retificadores trifásicos controlados e redução do ruído de modo comum. Um inversor com as vantagens do inversor trifásico de quatro braços e a funciona-lidade do inversor Z pode ser observado na Figura 2.2.

q_a1 q b1 qd1 q_a2 q b2 qd2 Z-Source L₁ L₂ C1 C₂ a b

v

_i

V

_o

v

_d d q_c1 q_c2 c va vb vc

Figura 2.2: Inversor Fonte Z com quatro braços.

Neste capítulo, é feito o estudo da aplicação da modulação PWM híbrida nos inversores Z de dois níveis com três e quatro braços.

2.2 Princípio de Operação do Inversor Z de Dois Níveis

Na Fig. 2.1 o inversor Z trifásico possui nove estados de chaveamento (vetores) possíveis ao contrário do inversor trifásico convencional que possui apenas oito. O inversor de tensão trifásico convencional possui seis vetores ativos (quando a tensão do barramento é aplicado à carga) e dois vetores nulos (quando as três chaves superiores ou inferiores são acionadas). Já o inversor Z possui além desses vetores citados, um vetor nulo adicional, quando os terminais da carga são curto-circuitados através das duas chaves (superior e inferior) de um dos braços, de dois dos braços ou ainda dos três braços do inversor. Neste trabalho, optou-se por realizar o vetor de curto-circuito utilizando apenas um braço do inversor, devido ao menor número de chaveamento necessário para realização de tal evento. Percebe-se que o vetor de circuito ou simplesmente tempo de curto-circuito não pode ser aplicado a um inversor convencional pois acarretaria um curto-curto-circuito no barramento. Como o inversor Z possui uma malha indutivo-capacitiva, esta faz com que esse estado de chaveamento extra seja possível, fornecendo a característica buck-boost única deste inversor.

Na Fig. 2.3(a) pode ser visto o circuito equivalente do inversor Z visto a partir do barramento

CC. A ponte inversora é equivalente a um curto-circuito quando um vetor de curto-circuito é

em-pregado, Fig. 2.3(b), enquanto que na Fig. 2.3(c) pode ser observado o circuito equivalente do inversor quando um dos vetores ativos é imposto, no caso, o inversor pode ser representado por uma fonte de corrente. O inversor pode também ser representado por uma fonte de corrente de valor zero quando um dos vetores nulos tradicionais é empregado.