Abstract— This paper presents a circuit design for data acquisition of Surface-Electromyographic Signals together with a description of the main signal characteristics. The proposed circuit is developed with integrated circuits, an instrumentation amplifier and active filters construct by operational amplifiers, and this paper demonstrates all the steps of this making, as transfer functions and equations for designing the circuit. These results are exhibited in simulation (mathematically and electronically) and real behavior, as well as capture with electrodes. Lastly, the circuit exhibits an adequate operation and can be used as a simple solution for data acquisition in Surface Electromyographic Systems.
Keywords— Surface Electromyography, Amplification, Filtering, Signal Acquisition.
I. INTRODUÇÃO
S CIRCUITOS de aquisição de sinais constituem uma das partes mais importantes dos sistemas de instrumentação, especialmente quando os sinais são provenientes seres vivos (chamados de bio-sinais) [1]. Pela natureza dos bio-sinais, é necessária uma atenção cuidadosa na escolha e determinação dos componentes que constituem seus circuitos de aquisição [1]. Estes circuitos têm sido cada vez mais alvo de estudos e otimização [2].
Neste panorama, encontram-se os circuitos de aquisição de sinais eletromiográficos (EMG), utilizados principalmente em sistemas de auxílio ao diagnóstico médico e em acionamentos biomecânicos e robóticos [1-4]. Neste último, suas aplicações são as mais diversas, como o uso em próteses e equipamentos de auxílio a reabilitação [3-4].
O avanço das pesquisas nesta área tem permitido o desenvolvimento destes circuitos, desde estudos em sistemas de amplificação de sinais fisiológicos [5] à realização de gravação e análise de sinais [6-7]. Há grande material disponível sobre instrumentação e aplicação dos sinais, mas abordagens que foquem nos primeiros estágios de aquisição dos sinais, como apresentado em [8], geralmente não explanam a sua construção e aspectos eletrônicos.
Recentemente, as pesquisas sobre sinais de EMG focam o desenvolvimento de plataformas que possam ser integradas e flexíveis [9]; que transmitam os dados via wireless [10]; que sejam portáveis [11]; e de baixo-custo [12-13].Estes trabalhos apresentam sistemas de condicionamento de sinais, mas não
J. J. A. M. Junior, Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Ponta Grossa, Paraná, Brasil, [email protected]
E. Agostini Junior, Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Ponta Grossa, Paraná, Brasil, [email protected]
S. Okida, Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Ponta Grossa, Paraná, Brasil, [email protected]
S. L. S. Junior, Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Ponta Grossa, Paraná, Brasil, [email protected]
apresentam o desenvolvimento analítico, obtido pelas funções de transferência, tão pouco o projeto detalhado com a devida justificação dos valores de componentes utilizados - informações essenciais para a reprodução e norteamento de trabalhos futuros.
Por isso, este trabalho apresenta detalhadamente as etapas de projeto e construção de um sistema de condicionamento de sinais eletromiográficos de superfície, focando nos estágios de amplificação e filtragem. Justifica-se este trabalho através pela necessidade de enriquecer a literatura de modo a apresentar uma análise pormenorizada do processo de desenvolvimento, possibilitando a compreensão e informações muitas vezes dispersas. Informações estas que muitas vezes faltam em trabalhos relacionados à área, como em [9-13].
Visando um melhor detalhamento em implementações físicas, este artigo apresenta a construção de todos os seus estágios em forma de hardware, inclusive o sistema de filtragem. Todo o processo é explanado de forma analítica e experimental possibilitando a fácil reprodução dos resultados aqui apresentados. Em relação a uma possível filtragem digital, a construção dos filtros em hardware pode apresentar benefícios, como redução do efeito de serrilhamento (alising, como apresentado por [14]).
Em relação à aplicabilidade dos circuitos apresentados, encontram-se os primeiros estágios da construção de sistemas de acessibilidade, de acionamentos eletromecânicos e para fins robóticos [8].
II. CARACTERÍSTICAS DO SINAL ELETROMIOGRÁFICO Os sinais eletromiográficos são os sinais elétricos presentes nas fibras musculares das nas Unidades Motoras (UMs), ou seja, músculos dos membros inferiores e superiores. Cabe ao cérebro interpretar o desejo de um indivíduo e enviar um impulso iônico para que um músculo seja contraído de forma voluntária, gerando um Potencial de Ação de Unidade Motora (PAUM). Um PAUM consiste de uma diferença de potencial na membrana celular, que ocorre entre o interior e o exterior da célula muscular [3][15-16]. Um músculo possui várias UMs e a realização de um movimento deve-se a soma dos potenciais gerados em uma fibra muscular. A soma espaço-temporal dos sinais provenientes de um músculo constitui um eletromiograma, que são os sinais de EMG [1][17-18].
Dentre as características do sinal de EMG captado diretamente da pele destacam-se: baixas amplitudes, na ordem de 50 μV a 10 mV (pico a pico) [16]; frequências concentradas na faixa de 20 a 500 Hz; e sinais com energia dominante concentrados na faixa de frequência de 50 a 150 Hz [19-20].
J. J. A. Mendes Jr, E. Agostini Junior, S. Okida and S. L. Stevan Jr
Circuit Design of Amplification and Filtration
for Surface Electromyography Data Acquisition
O sinal de EMG obtido varia de pessoa a pessoa, e é influenciado por fatores extrínsecos, como orientação da fibra muscular e posição do ponto motor; e por fatores intrínsecos, como o número de fibras ativas, localização do eletrodo na fibra muscular, composição de tecidos subcutâneos e fluxo sanguíneo [3]. Entretanto, busca-se identificar características comuns a uma população e não propriamente a identidade do indivíduo, de modo que mecanismos possam interpretar estes sinais para fins de assistência, controle, etc.
Os eletrodos que são introduzidos no feixe muscular diretamente, perfurando o tecido epitelial, são chamados eletrodos invasivos. Se os eletrodos são apenas posicionados sobre a pele são chamados de eletrodos não invasivos e o sinal captado é o de eletromiografia de superfície (sEMG) [3,19]. Para uma boa aquisição deste sinal é necessário analisar: o posicionamento dos eletrodos e sua localização no feixe muscular; geometria dos eletrodos; modo de aquisição, se é de forma monopolar ou bipolar [21, 3, 19]. O modo bipolar é o mais utilizado e adquire os dados a partir da diferença de potencial entre dois pontos no feixe muscular em relação a um ponto de referência [19].
Sobre as interferências que podem agir sobre o sinal de EMG, destaca-se a ação de dispositivos elétricos que injetam ruídos, principalmente a frequência da rede de distribuição elétrica (60 Hz ou 50 Hz e suas harmônicas). Outras formas de ruído incluem os oriundos da interface eletrodo-pele; de outros bio-sinais do corpo humano, como frequência dos batimentos cardíacos; da movimentação dos artefatos; e de fontes geradoras de eletromagnetismo parasita [4].
A. Sistemas de condicionamento de sinais Eletromiográficos Os principais estágios de um sistema de condicionamento de sinais de sEMG são apresentados na Fig. 1a). A amplificação e a filtragem tratam os sinais captados pelos eletrodos para que possam ser usados pelas próximas etapas do sistema de aquisição de sEMG [8]. Um formato comum do sinal em cada uma das etapas é ilustrado na Fig. 1b).
Figura 1. Estágio do Sistema de Aquisição em a) seu diagrama de blocos e b) o formato de onda entre cada estágio.
É necessário ressaltar que o circuito de condicionamento de sinais é alimentado por baterias. E, é obrigatório que estejam isolados de dispositivos alimentados pela rede elétrica para reduzir o risco ao indivíduo contra falhas, faltas ou choques elétricos [22-23]. Para isso estágios de isolação são utilizados, costumeiramente baseados em fotoacopladores.
O estágio de amplificação consiste na captação do sinal e no aumento da sua amplitude proporcionalmente através de um ganho. Usualmente são usados amplificadores de instrumentação (diferenciais) para a realização dessa técnica [2,24-25]. Estes tem como características principais possuírem: a) alta impedância de entrada, a qual reduz a corrente entre a interface eletrodo-pele, ruídos e quedas de tensão; b) baixa impedância, em que a tensão da saída é independente da carga conectada à saída; c) alta taxa de rejeição de modo comum, (Common-Mode Rejection Ratio - CMRR), que atenua sinais comuns em ambas as entradas (principais fontes de ruído, como o ruído de 60 Hz); e d) alto ganho em malha aberta (razão entre a saída e entrada) [26].
A construção de filtros, com a finalidade de atenuar os ruídos acoplados ao sEMG, pode ser realizada tanto em hardware como em softwares embarcados em sistemas de processamento digital de sinais. Dependendo das aplicações, pode ser necessário reduzir o tempo consumido pelo processamento de filtros em software ou os requisitos deste processador para simplificar o processamento ou análises futuras do sinal [27], além de evitar o efeito de serrilhamento do sinal (alising) na conversão analógico-digital. Nestas condições, são usados os filtros construídos em hardware, o qual foram baseadas as etapas de filtragem aqui descritas, com circuitos de baixo custo e fácil construção.
III. AMPLIFICAÇÃO
Para amplificação, foi utilizado o Circuito Integrado (CI) INA128®, que possui, dentre suas características, resistência
de entrada na ordem de 1010 Ω, ganho de malha aberta
máximo de 10000, CMRR mínimo de 80 dB para ganho unitário e 120 dB para ganhos entre 100 a 1000 [28].
A Fig. 2 apresenta o circuito construído para amplificação, destacando-se: sua alimentação, ligações dos eletrodos, resistência de ganho (Rg, em Ω) e capacitor de ganho (Cg, em
F).
Figura 2. Modelo do circuito de Amplificação.
A configuração adotada apresenta comportamento adicional de um filtro passa alta. A razão de se utilizar um filtro passa alta no estágio de amplificação é aproveitar as características presentes nos amplificadores de instrumentação e utilizá-las de tal forma que o hardware possa ser simplificado, reduzindo a quantidade de CIs com a consequente minimização do espaço ocupado [8]. Os ruídos atenuados nessa faixa de frequência (0 – 20 Hz) são oriundos dos tecidos celulares e da movimentação dos artefatos do sistema de aquisição, como movimentos dos cabos e eletrodos
[24]. A relação entre os sinais de saída e entrada (Ga) no
domínio s (frequência complexa de Laplace) pode ser obtida pela equação (1) [8].
( ) = 1 + 50 Ω
1 + = 1 +
50 Ω
1 + (1)
A constante de 50 kΩ deve-se a questões construtivas do INA128®, determinada pelo fabricante. Analisando a tendência
ao infinito da variável s, torna-se perceptível a ação do filtro passa alta, tal como apresentado na equação (2), a qual é utilizada para a determinação do resistor de ganho Rg e
consequente ganho do amplificador [28]. ( ) = lim → 1 + 50 Ω 1 + ≅ 1 + 50 Ω (2)
Rearranjando a equação (2) e isolando o valor de Rg,
obtém-se (3).
= 50 Ω
( − 1)
(3)
Analisando a ordem de grandeza padrão de um sinal eletromiográfico, definiu-se que um resistor Rg de 125,31 Ω
resultaria em um ganho de 400, suficiente para garantir um nível de tensão adequado para microcontroladores, sem que houvesse necessidade de realizar outro estágio de amplificação.
Comercialmente, o valor de Rg utilizado foi de 120 Ω,
alterando o ganho para 417,67. A variação do ganho em função da tolerância do resistor não é um problema, pois o sinal de sEMG está sendo amplificado a níveis que possam ser instrumentalmente consideráveis para facilitar o seu tratamento. Entretanto, esta variação pode ser minimizada com resistores ajustáveis de precisão.
A frequência de corte (fc) em Hz do filtro passa alta pode
ser determinada pela expressão (4) e, através deste requisito, pode-se definir o valor do capacitor Cg.
= 1
2 ∴ =
1 2
(4) A frequência de corte projetada foi de 20 Hz, resultando em um capacitor de 66,31 µF. Devido à indisponibilidade comercial de tal precisão, foram utilizados dois capacitores em série de 100 µF, resultando em 50 µF, implicando uma frequência de corte de 26,52 Hz. Embora este valor de capacitância possa ser ajustado com capacitores variáveis de precisão, o valor utilizado apresentou-se satisfatório, pois respeitou-se a faixa de sinais de maior intensidade presentes acima de 50 Hz.
IV. FILTRAGEM
Foram empregados filtros ativos para o projeto do sistema. Suas vantagens em relação aos filtros passivos são grandes, como isolação entre as impedâncias entre estágios, capacidade de serem utilizados como amplificadores de sinal e uso de
capacitores como elementos reativos ao invés de indutores, pois estes são de difícil acurácia e precisão [24,29]. Geralmente são empregados amplificadores operacionais para esta tarefa. Na construção dos circuitos aqui apresentados, foram utilizados os amplificadores operacionais OPA4131®.
Para delimitar a banda do sinal de sEMG, um passa-baixa com frequência de corte de 500 Hz foi projetado. Devido à interferência eletromagnética da rede de alimentação, projetou-se também um filtro rejeita-faixa de 60 Hz de banda estreita [30]. Ao analisar um filtro rejeita-faixa, considera-se tanto o módulo quanto a sua resposta de fase. Estes filtros possuem uma reversão na fase do sinal na região da frequência de corte [29], fazendo com que os componentes espectrais (de frequência) desse sinal sofram alteração. Em aplicações de decomposição do sinal, não é recomendável o seu uso. Por outro lado, quando são analisados o formato do sinal e sua amplitude, como em aplicações robóticas e de biofeedback, a reversão da fase não se torna um empecilho [25,30].
A. Filtro Passa Baixa
O primeiro estágio da filtragem consiste em um filtro ativo de quarta ordem, composto por dois estágios de segunda ordem em cascata, com frequência de corte de 500 Hz, topologia Sallen e Key (VCVS, Voltage Controled Voltage Source), ganho unitário e aproximação Butterworth [31-32]. O uso de apenas um amplificador operacional permite a implementação de um filtro de até segunda ordem, sendo que cascateamento se faz necessário para maiores ordens [32]. O critério de 4ª ordem foi escolhido a fim de garantir uma resposta mais abrupta para delimitar a banda do sinal de sEMG. Um de seus estágios é apresentado na Fig. 3 com a nomenclatura dos componentes na análise do circuito.
Figura 3. Filtro Ativo Passa Baixa. Primeiro estágio, de Segunda Ordem, com Topologia Sallen-Key.
Utilizando as Leis de Kirchhoff, pode-se determinar o comportamento do circuito através da sua função de transferência. Assim, analisando-se as correntes nos nós VA1 e
VB1 (ver Fig. 3), podem ser determinadas as equações de cada
nó, apresentadas em (5) e (6).
= + (5)
As correntes nos ramos descritas nas equações (5) e (6) podem ser representadas de acordo com as impedâncias do circuito conforme (7) e (8).
−
= − + ( − ) (7)
−
= (8)
Usando a relação dos amplificadores operacionais, visto em (9), obtém-se a equação de transferência do sistema (10):
= (9)
( ) = = + 1 ( +
) + 1 (10) Os critérios para dimensionamento do sistema foram baseados em [32]. O primeiro componente dimensionado foi o capacitor C2, usando o critério: um valor comercial em µF
próximo a 10 dividido pela frequência de corte em Hz. Após isso, para ganho unitário, dimensionaram-se C1, R1 e R2 por
(11), (12) e (13), respectivamente. ≤ 4 (11) = 2 ( + − 4 ) (12) = 1 ( ) (13)
Em que os valores de a e b são parâmetros que fornecem a aproximação Butterworth, retirados de tabelas [32-33], e ωc
corresponde à frequência de corte angular (em rad/s).
Os valores encontrados para os componentes podem ser vistos na Tabela I, em que os representados por subíndices “a” correspondem ao primeiro estágio, enquanto que os representados por subíndice “b” correspondem ao segundo estágio do cascateamento.
TABELA I: VALORES DAS VARIÁVEIS E
COMPONENTES, CALCULADOS E COMERCIAIS, DO FILTRO PASSA BAIXA.
Variável/ Componente Valor Calculado Valor Comercial Utilizado aa 0,765367 - ab 1,847759 - ba 1 - bb 1 - R1a 16,75 kΩ 18 kΩ ±5% R1b 7,97 kΩ 8,2 kΩ ±5% R2a 2,42 MΩ 2,4 MΩ ±5% R2b 49,42 kΩ 47 kΩ ±5% C1a ≤ 3,66 nF 100 pF ±10% C1b ≤ 21,33 nF 10 nF ±10% C2a ≈20 nF 25 nF ±10% C2b ≈20 nF 25 nF ±10% B. Filtro Rejeita-Faixa
O segundo estágio de filtragem corresponde ao filtro rejeita faixa de 60 Hz. Este também foi projetado com base em uma topologia Sallen e Key, apresentado na Fig. 4.
Tal como para o filtro anterior, foi determinada a função de transferência para o filtro rejeita-faixa, com base nas equações (14), (15) e (16) obtidas pela análise nodal do circuito da Fig. 4:
= + (14)
= + (15)
+ = 0 (16)
Figura 4. Filtro Ativo Rejeita Faixa com frequência central de 60 Hz com topologia Sallen-Key.
Realizando as substituições com os nomes dos componentes, correntes e nós, apresentados na Fig. 4, e considerando as respectivas impedâncias, obtêm-se as seguintes equações (17), (18) e (19): − = − + 2 (17) ( − ) = ( − ) + − (18) − + ( − ) = 0 (19)
Usando a relação dos amplificadores operacionais (20), pode-se determinar a equação de transferência do filtro rejeita-faixa, G2(s) (21)
= (20)
( ) = =
2 + ( + ) + 2 + 1
2 + (5 + ) + 2 ( + ) + 1 (21)
Os critérios do projeto foram baseados em [21]. Primeiramente, foi estabelecido um fator de qualidade (Qo)
que denota a precisão do filtro (correspondente à atenuação na faixa de 50 a 70 Hz) encontrando-se fo, ou seja, a frequência
central entre a faixa de corte, dada por (22). Por conseguinte, pode se calcular o fator de qualidade por (23) e o valor dos componentes (R1, R2 e R3) através de (24), (25), e (26). O
critério utilizado para C é o mesmo usado para C2 do filtro
anterior (usando fo ao invés de fc.).
= (22) = − (23) = 1 (2 ) (24) =2 (25) =(( ) + ) (26)
Em que fc1 é a frequência de limite inferior da faixa de
frequência (70 Hz), fc2 é a frequência de limite superior da
faixa de frequência (50 Hz), e ωo é o valor da frequência
angular do valor da frequência central fo. Os valores dos
componentes e o valor das variáveis calculados e comerciais são apresentados na Tabela 2
Tabela 2: Valores das variáveis e componentes, calculados e comerciais, do Filtro Passa Baixa.
Variável/ Componentes Valor Calculado Valor Comercial Utilizado fc1 50 Hz 48,2 Hz fc2 70 Hz 68 Hz fo 59,19 Hz 57,3 Hz Qo 2,958 2,893 C ≤169 nF 100 nF ±10% R1 4,53 kΩ 4,7 kΩ ±5% R2 159,16 kΩ 160 kΩ ±5% R3 4,53 kΩ 4,7 kΩ ±5%
Por meio dos valores discutidos na seção A e obtidos nas Tabelas 1 e 2, as funções de transferência do sistema puderam ser retiradas pelos valores comerciais. A função de transferência do sistema de amplificação é apresentada na equação (27). As equações (28) e (29) apresentam o comportamento do primeiro (G1) e segundo (G2) estágios do
filtro passa-baixa. A união destes dois estágios é apresentada na equação (30), resultando no filtro de 4ª ordem; e a equação (31) apresenta o comportamento do filtro rejeita-faixa (G3).
= 2,506 + 1 6 ∙ 10 + 1 (27) =1,08 ∙ 10 + 2.418 ∙ 101 + 1 (28) = 1 9,635 ∙ 10 + 5,52 ∙ 10 + 1 (29) ∗ = 1 1,041 ∙ 10 + 8,291 ∙ 10 + 3,378 ∙ 10 + 7,938 ∙ 10 + 1 (30) = 7.069 ∙ 10 −9 3+ 7,741 ∙ 10−6 2+ 9,4 ∙ 10−4 + 1 7.069 ∙ 10−9 3+ 8,624 ∙ 10−6 2+ 1,88 ∙ 10−3 + 1 (31) V. METODOLOGIA
Foram realizadas simulações que pudessem comprovar o comportamento esperado do sistema, sendo estas de três formas: simulação através dos parâmetros matemáticos (MATLAB®, versão 2013b), simulação através de software de
simulação de circuitos eletrônicos (Orcad®, versão 16.3) e
comprovação experimental.
Iniciando pelos parâmetros matemáticos, foram inseridas as funções de transferências (as equações entre (27) a (31)) no software MATLAB®, adquirindo a magnitude do seu
diagrama de Bode. Este parâmetro foi adotado porque as simulações a serem feitas analisam primeiramente o nível de amplitude do sinal. O fluxo de simulação está presente na Fig. 5 a) enquanto que a Fig. 5 b) apresenta o código usado para a retirada dos parâmetros.
Após isso, o circuito foi simulado no Orcad®, baseado no
esquemático presente na Fig. 6. Para padronização, definiu-se uma faixa de frequência de 1 a 1300 Hz. Os dados das simulações foram retirados do próprio software e submetidos a softwares de construção de gráficos.
Figura 5. a) Diagrama de blocos da simulação matemática e b) seu respectivo código.
% Declaração dos valores dos componentes % Sistema de Amplificação Rg=120; Cg=50e-6; % Filtro Passa-Baixa R1a=18e3; R1b=8.2e3; R2a=2.4e6; R2b=47e3; C1a=100e-12; C1b=10e-9; C2a=25e-9; C2b=25e-9; % Filtro Rejeita-Faixa R1c=4.7e3; R2c=160e3; R3c=4.7e3; C=100e-9; %Funções de Transferência s=tf('s'); Ga=1+(50e3/(1/(s*Cg) + Rg)); G1=1/(s^2*R1a*R2a*C1a*C2a + s*C1a* ... (R1a+R2a) + 1); G2=1/(s^2*R1b*R2b*C1b*C2b + s*C1b*... (R1b+R2b) + 1); G3=(2*s^3*C^3*R1c*R2c*R3c + ... s^2*C^2*R3c*(R1c+R2c)+2*s*C*R3c+1)/ ... (2*s^3*C^3*R1c*R2c*R3c + ... s^2*C^2*R3c*(5*R1c+R2c)+2*s*C*(R1c+R3c)+1);
% Função de transferência de todo o sistema
G=Ga*G1*G2*G3;
Figura 6. Esquemático da simulação realizada em software eletrônico.
Por fim, o circuito foi montado em uma placa de circuito impresso e submetido à uma onda senoidal de um gerador de sinais de 20 mV, com variação da sua frequência - respeitando os mesmos limites impostos anteriormente - para análise do domínio da frequência. O ganho em dB foi calculado em cada estágio com as medições das respectivas entradas/saídas. Terminada essa etapa, o sistema foi testado nos pesquisadores, sob aprovação do Comitê de Ética de CAAE 30162814.5.0000.5547. Os pesquisadores realizaram estímulos no músculo do bíceps braquial esquerdo, captando sinais de sEMG com eletrodos de ECG descartáveis de Prata/Prata-Clorada. O posicionamento dos eletrodos é apresentado na Fig. 7. Foram usadas baterias de 9 V para a alimentação do sinal, eliminando a necessidade de circuitos de isolação de alimentações oriundas da rede elétrica.
Os dados dessas últimas etapas foram obtidos através do osciloscópio Agilent® DSO-2012-A, adquirindo-se os sinais
provenientes da saída do estágio de amplificação e filtragem. Os dados foram salvos em formato de pontos (.csv) e trabalhados em softwares para sua exibição.
Figura 7. Teste de funcionamento do sistema e posicionamento dos eletrodos.
VI. SIMULAÇÕESERESULTADOSEXPERIMENTAIS A Fig. 8 apresenta os valores obtidos através do MATLAB®, Orcad® e a placa de circuito impresso.
Recordando que o valor obtido para o ganho na equação (3)
foi de 417,66 e o observado na Fig. 8 é de 52,4 dB. Sabendo que a relação de decibéis em ganho, para valores de tensão, é dada por (32), em que A(dB) é o ganho em decibéis, Vout é a
tensão de saída e Vin é a tensão de entrada.
( )= 20 log
(32)
Escolheu trabalhar com relações de ganho logarítmico para facilitar a análise entre estágios. Com relação à frequência de corte da filtragem do amplificador, à -3 dB (a uma atenuação da metade do sinal), equivalente a 19,4 dB, esta é 26,5 Hz.
Figura 8. Diagrama de Bode da Magnitude do sistema total para os valores obtidos pelo a) MATLAB®, b) Orcad® e c) circuito impresso.
Nota-se na Fig. 8 que os valores obtidos no circuito aproximaram-se muito dos valores correspondentes às simulações, pois ambas as curvas estão praticamente sobrepostas. Há diferença entre os valores simulados e reais na região do filtro rejeita-faixa. Isso ocorre pela precisão e exatidão dos componentes comerciais, que variam de ± 5% (resistores) a ± 10% (capacitores). Seu pico de atenuação é de - 32 dB à frequência de 57,6 Hz. Para a frequência de 60 Hz, apresenta-se uma atenuação de -12 dB, equivalente a 1/8 do sinal de 60 Hz, que melhora a relação sinal ruído do sistema. No circuito real, não obteve-se o grande valor de atenuação de cerca de -32 dB devido à falta de precisão dos componentes e fatores referente à placa (material, estruturas e trilhas). Porém, consegue-se uma atenuação de 10 dB para a frequência de 60 Hz, aproximando de uma redução de quase 8 vezes do sinal de 60 Hz antes dessa etapa da filtragem. E para o filtro passa-baixa, a atenuação de -3 dB se encontra na frequência de 481 Hz com queda plana a partir dos próximos valores. A Fig. 9 apresenta os sinais obtidos experimentalmente nas saídas dos sistemas de amplificação e de filtragem na ativação do músculo pelo levantamento do braço. Percebe-se a ação do estágio de filtragem, que deixou o sinal de sEMG mais nítido para próximas aplicações. O espectro de frequências dos sinais pode ser visto na Fig. 10.
Observa-se que a banda dos sinais de EMG de superfície com energia dominante encontra na faixa dos 50 aos 150 Hz, comprovando o que foi dito anteriormente. É perceptível também a ação do filtro rejeita-faixa, que consegue eliminar grande parte do sinal de ruído de 60 Hz. Pode-se visualizar melhor a sua ação em c), já que apresenta a subtração do sinal
Eletrodo 2 Eletrodo 1 Eletrodo de Referência
de filtragem com o sinal de amplificação, ficando notável a atenuação nessa faixa de frequência.
Figura 9. Sinal Adquirido de EMG de superfície pelas saídas dos sistemas de a) Amplificação e b) Filtragem.
Figura 10. Resposta em Frequência do sinal de EMG de superfície adquirido pelas saídas dos sistemas de a) Amplificação e b) Filtragem e c) diferença entre os sinais de filtragem e amplificação.
VII. CONSIDERAÇÕESFINAIS
O sistema apresentou comportamento adequado e esperado, provando seu funcionamento, pois a proposta é o desenvolvimento de um sistema simples que faça a aquisição e o condicionamento de dados para fins robóticos. Sistemas de aquisição de dados biomédicos para diagnósticos devem possuir grande exatidão e precisão em seus componentes, pois qualquer erro pode significar uma vida. Em contraste, os sistemas usados para robótica, ao qual este artigo se propõe, não demanda tamanha precisão de componente. Reforça-se, também, o uso de filtros construídos em hardware ao invés de rotinas de software para as aplicações em questão, pois ajudam a reduzir o atraso da informação no uso de sistemas de tempo real.
Outro fator relacionado à precisão se encontra nos valores e modelos dos componentes. Como foram usados valores
comerciais, é a eles que se devem a maior porcentagem da falta de precisão, como no filtro rejeita-faixa. Trimpots e resistores de precisão não foram usados, pois para a aplicação desejada não é de grande importância usar componentes que podem encarecer o valor do sistema como um todo. O critério adotado de usar valores comerciais foi para que qualquer pesquisador que deseja desenvolver um sistema de aquisição de dados eletromiográficos para fins robóticos possa o fazer sem a necessidade de gastar grande valores.
Mesmo com a exatidão do circuito, outro maior problema enfrentado pelas medições de sEMG é a precisão de caracterização um sinal. Como existem vários fatores que influenciam no sinal – indivíduo, massa, preparo físico, entre outros – é necessário haver um acompanhamento especializado para maiores exatidão e qualidade do sinal. Exemplo disso é o posicionamento dos eletrodos. Um bom posicionamento garante que certo músculo ou grupo muscular pode ser mensurado com exatidão. Porém, com todas essas particularidades, características semelhantes que podem ser retiradas do sinal ao realizar técnicas de processamento mais avançadas
Futuros trabalhos concentram-se na análise de componentes de maior precisão e os efeitos que essa alteração fornece aos resultados aqui obtidos e apresentados. Posteriormente, a próxima etapa possui foco na construção de um sistema de processamento de sinais via software, contendo etapas de filtragem e estratégias de atuação de manipuladores robóticos, para comparar com os valores obtidos através deste circuito.
REFERÊNCIAS
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José Jair Alves Mendes Junior, possui graduação em
Tecnologia em Automação Industrial pela Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), onde atualmente é discente do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica.
Eloi Agostini Junior possui graduação mestrado e doutorado pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC), em 2006, 2008 e 2012, respectivamente. Atualmente, é professor adjunto na Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Campus Ponta Grossa, onde participa do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica..
Sergio Okida possui graduação em Engenharia Industrial Elétrica pelo Centro Federal de Educação Tecnológica do Paraná (CEFET-PR), atual Universidade Tecnológica Federal
do Paraná (UTFPR) - Campus Curitiba, em
1988. Especialização em Engenharia de Segurança do Trabalho, pelo antigo CEFET-PR, em 1994. Mestrado em Engenharia Elétrica (área de concentração em Engenharia Biomédica) pela Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC), em 2000. Doutorado em Engenharia Elétrica (área de concentração em Comunicações e Processamento de Sinais) pela UFSC, em 2012. Atualmente, é professor titular na UTFPR -Campus Ponta Grossa, onde participa do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica.
Sergio Luiz Stevan Junior possui graduação em Engenharia
Elétrica pela Universidade Federal do Paraná (UFPR), em 1999. Mestrado em Ciências (área de concentração em Telemática) pelo CEFET-PR, em 2002. Doutorado em Engenharia Eletrônica pela Universidade de Aveiro – Portugal, em 2011. Atualmente, é professor adjunto na Universidade Tecnológica Federal do Paraná (UTFPR), Campus Ponta Grossa, onde participa como docente permanente do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. Participa como decente permanente do Programa de Pós-Graduação em Computação Aplicada da Universidade Estadual de Ponta Grossa (UEPG). Atualmente, é o editor-chefe do periódico Brazilian Journal of Instrumentation and Control. Suas principais linhas de pesquisa estão ligadas à instrumentação industrial, automotiva e biomédica e desenvolvimento e aplicação de sensores.
