CONVERSOR SÉRIE RESSONANTE BIDIRECIONAL OPERANDO COMO TRANSFORMADOR DE ESTADO SÓLIDO
Florianópolis 2019
CONVERSOR SÉRIE RESSONANTE BIDIRECIONAL OPERANDO COMO TRANSFORMADOR DE ESTADO SÓLIDO
Dissertação submetida ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Santa Catarina para a obtenção do Grau de Mestre em Engenharia Elétrica.
Orientador: Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing.
Florianópolis 2019
Pacheco, Leonardo Freire
Conversor série ressonante bidirecional operando como transformador de estado sólido / Leonardo Freire Pacheco ; orientador, Ivo Barbi, 2019. 310 p.
Dissertação (mestrado) - Universidade Federal de Santa Catarina, Centro Tecnológico, Programa de Pós Graduação em Engenharia Elétrica, Florianópolis, 2019.
Inclui referências.
1. Engenharia Elétrica. 2. Conversor Série Ressonante. 3. Transformador de Estado Sólido. 4. Comutação Suave. 5. Distribuição de Energia Elétrica. I. Barbi, Ivo. II. Universidade Federal de Santa Catarina. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. III. Título.
Este trabalho é dedicado ao meu Deus, à minha família e amigos.
Primeiramente, agradeço a Deus, o autor da vida. Pela força e conforto que sempre me deu através de Sua Palavra e pela constante e perfeita companhia e amor. Em nenhum momento tive dúvidas que tudo terminaria bem, pois Ele cuidou e cuida dos meus caminhos.
Agradeço aos meus pais, Mauro e Zene, pela educação maravilhosa e apoio durante todo o tempo do mestrado. Por terem se sacrificado tanto para que pudesse ter a melhor criação possível. Aos meus irmãos, Lucila, Lucas e Anderson, juntamente com suas famílias, que tanto me ajudaram, e me deram apoio emocional e financeiro, e por me tratarem como um filho, cuidando sempre de mim.
Agradeço profundamente a minha amada Júlia Marcela, pelo apoio incondicional nas horas difíceis, por me fazer tão bem e por tornar esse mestrado muito melhor, sem nunca pedir nada em troca. Também à sua família, Dim, Tânia e Paloma, por me incluírem nessa família tão amada e gentil.
Agradeço ao professor Ivo Barbi pela orientação. Muito maior que a sua inteligência, sabedoria e capacidade técnica, foi a sua gentileza e educação para me orientar, tirar dúvidas, explicar assuntos e passar experiência ao longo do tempo do mestrado. Agradeço pela oportunidade e privilégio de ter sido aluno e orientando do maior nome da Eletrônica de Potência do Brasil.
Aos professores e membros do INEP pelos ensinamentos no primeiro ano de mestrado. A paciência e sabedoria para transmitir conhecimentos essenciais foram extremamente importantes para a minha formação e para o sucesso do mestrado. Também à equipe do laboratório Fotovoltaica, pelo apoio e principalmente pelo espaço cedido para diversas atividades.
Aos membros da banca, Prof. Telles Lazzarin e Prof. Guilhemo Garcia, pelo tempo gasto para correção da dissertação, pelas arguições, e pelos conselhos valiosos para que esse documento tenha nível mais elevado.
Gostaria de agradecer aos meus amigos do mestrado, Glauber Lima, Guilherme Martins, Kaio Maciel, Natan Bernardo e Tallys Lins. Pela amizade, ajuda e companheirismo desde os primeiros momentos do mestrado. Agradeço também pelos momentos divertidos e pelas inúmeras partidas de Truco que tivemos. Desejo a vocês sucesso na conclusão do mestrado e na vida profissional. Também agradeço aos demais colegas de mestrado, pela ajuda e companheirismo.
Agradeço aos meus amigos da Igreja Adventista do Sétimo Dia Universitária. A amizade de vocês tornou a minha estadia nessa cidade muito mais agradável. Agradeço especialmente ao meu amigo Rafael Neves, pela
amizade que desenvolvemos e por compartilhar conselhos e momentos muito agradáveis. UniverSITÁRIA!
Não só a IASD Universitária, mas também aos meus amigos da IASD de Placaford, em Salvador. Muito obrigado pelos anos de amizade e por serem uma família para mim. Em especial, à Flávia Vicente, por ter me encorajado a nunca duvidar da minha capacidade. Uma frase simples que foi muito significativa para mim. Também agradeço a Tio Maurício, Mariana e Hélio, por serem minha família querida, e aos demais membros da minha família, que tanto sinto saudades.
Deixo meu agradecimento também à Débora e Orlando, por terem me acolhido aqui, sem sequer me conhecer. Sem vocês, eu não teria nem começado meu mestrado. Obrigado por essa enorme gentileza e por terem me apresentado essa cidade maravilhosa.
Agradeço em especial também à equipe do IBEPE: Carlos Possamai, Delvanei Bandeira, Rogério Luiz e Victor Borges pela ajuda e conselhos que tornaram meu trabalho muito mais fácil, literalmente. Agradeço também à Patrícia Schmitt, pelo suporte incrível e pela competência que nunca tinha visto anteriormente. E aos demais colegas de laboratório, muito obrigado!
Agradeço à minha tia Dinorá Paoloni, e a seus filhos Ricardo e Dani, pela ajuda e conselhos. Foram gestos e palavras que significaram muito para mim e contribuíram para a minha formação.
São muitas as pessoas que contribuíram para essa conquista, e a todas elas tenho muito que agradecer. Espero um dia poder retribuir de forma equivalente. Muito obrigado!
“Porque o Senhor dá a sabedoria, e da sua boca vem a inteligência e o entendimento”
(Bíblia Sagrada. Almeida Revista e Atualizada. Provérbios 2:6)
É apresentado nessa dissertação o estudo e implementação de uma topologia de Transformador de Estado Sólido baseado num derivado do Conversor Série Ressonante: o LLC Ressonante. Este conversor tem em sua entrada tensão alternada e fornece em sua saída tensão alternada em fase, assim como um transformador convencional. Possui isolação galvânica e nível de tensão ajustável através do número de espiras do transformador, porém possui peso e volume reduzido em relação aos transformadores convencionais, por ser um transformador de média frequência. Inicialmente, apresenta-se uma contextualização sobre Transformadores de Estado Sólido, seguido de fundamentação teórica sobre Conversores Série Ressonantes e LLC Ressonantes. Em seguida, o projeto e dimensionamento dos elementos presentes na topologia é feito com base na potência nominal determinada. Devido ao efeito da ressonância, os elementos semicondutores da estrutura comutam de forma não-dissipativa, e para garantir a comutação suave, devem ser empregados sensores de tensão e corrente, além da implementação de tempo morto entre acionamento de interruptores complementares. A estratégia de comutação adotada é capaz de processar energia para cargas resistivas, bem como para cargas com propriedades indutivas, tais como motores, entretanto não foram obtidos resultados experimentais para tal caso. Por ser um Conversor LLC Ressonante, suas propriedades o tornam passivo de ganho em sua tensão de saída modificando apenas a frequência de comutação dos seus interruptores. Após o estudo e simulação de toda a topologia, é apresentado o desenvolvimento de um protótipo com potência nominal de 2 kW, com valor eficaz de tensão de entrada de 220 V e frequência de 60 Hz. Finalmente, a análise teórica e as simulações são validadas através de resultados experimentais, mostrando a eficácia do conversor e sua operação como um Transformador de Estado Sólido. Observa-se que a topologia possui vantagens, tais como relativamente poucos interruptores, ajuste amplo de tensão de saída através do número de espiras do transformador, ajuste fino de tensão de saída através da frequência de comutação, e peso e volume reduzidos.
Palavras-chave: Conversor Série Ressonante. Transformador de Estado Sólido. Comutação Suave.
This paper presents the study and implementation of a Solid State Transformer topology based on a Resonant Series Converter derivative: Resonant LLC. This converter has sinusoidal voltage in its input and provides in its output sinusoidal voltage in phase, just like a conventional transformer. It has galvanic isolation and adjustable voltage level through the number of turns of the transformer, but it has a reduced weight and volume compared to conventional transformers, because it is a medium frequency transformer. Initially, a theoretical basis is presented on Resonant Series Converters and Resonant LLCs, followed by contextualization on Solid State Transformers. Then, the design and dimensioning of the elements present in the topology is done based on the determined rated power. Due to the resonance effect, the semiconductor elements of the structure switch non-dissipative, and to ensure soft switching, voltage and current sensors must be employed, in addition to the implementation of dead time between the activation of complementary switches. The adopted switching strategy is able to process energy for resistive loads, as well as for loads with inductive properties, such as motors, however no experimental results were obtained for this case. Because it is a Resonant LLC Converter, its properties make it possible to gain its output voltage by modifying only the switching frequency of its switches. After the study and simulation of the entire topology, the development of a prototype with a nominal power of 2 kW, with an input voltage effective value of 220 V and a frequency of 60 Hz is presented. Finally, the theoretical analysis and the simulations are validated through experimental results, showing the efficiency of the converter and its operation as a Solid State Transformer. It is observed that the topology has advantages such as relatively few switches, wide adjustment of output voltage through the number of turns of the transformer, fine adjustment of output voltage through the switching frequency, and reduced weight and volume.
Keywords: Series Resonant Converter. Solid-State Transformer. Soft Switching.
Figura 1.1 - Matriz energética brasileira em 2016 e em 2017. ... 27
Figura 1.2 – Participação de renováveis na matriz elétrica do Brasil e no mundo. ... 28
Figura 1.3 - Configuração básica de um SST. ... 29
Figura 1.4 – Conversor Série Ressonante em meia ponte. ... 31
Figura 1.5 - Conversor Serie Ressonante de ponte completa. ... 31
Figura 1.6 – Estágio de Potência do conversor proposto. ... 33
Figura 2.1 – Sistema de distribuição de energia elétrica padrão. ... 35
Figura 2.2 – Patente de um SST registrada por McMurray em 1968. ... 36
Figura 2.3 – Formas de onda da tensão no transformador e na tensão de saída. ... 37
Figura 2.4 – Topologia Matrix Type em configuração modular ISOP. ... 39
Figura 2.5 – Topologia Isolated Back-End fazendo uso de um circuito ressonante. ... 40
Figura 2.6 – Topologia Isolated Front-End em cascata e usando circuitos ressonantes. ... 40
Figura 2.7 – Topologia Isolated Modular Multilevel. ... 41
Figura 2.8 – Topologia de célula única FREEDM. ... 42
Figura 2.9 – Topologias de SST em função da presença de barramento CC. .. 42
Figura 2.10 – Topologia de estágio simples. ... 43
Figura 2.11 – Topologia de estágio duplo com barramento em baixa tensão. . 44
Figura 2.12 – Topologia de estágio duplo com barramento em alta tensão. .... 45
Figura 2.13 - Topologia de três estágios com barramento em alta tensão e baixa tensão. ... 45
Figura 2.14 – Linha do tempo de projetos de SST. ... 46
Figura 2.15 – Protótipo desenvolvido pela FREEDM. ... 47
Figura 2.16 – O Transformador Inteligente e seu papel na rede elétrica. ... 47
Figura 2.17 – Protótipo SPSS de 1MVA. ... 48
Figura 3.1 – CSR proposto por Schwartz, em 1970. ... 50
Figura 3.2 – Conversor proposto por Schwartz em 1978. ... 50
Figura 3.3 – Conversor simplificado proposto por [12]. ... 52
Figura 3.4 – Conversor simplificado com S1 conduzindo. ... 52
Figura 3.5 – Circuito simplificado do CSR. ... 53
Figura 3.6 – CSR meia ponte a ser analisado. ... 54
Figura 3.7 – 1ª etapa do CSR acima da ressonância. ... 54
Figura 3.8 – 2º etapa do CSR acima da ressonância. ... 55
Figura 3.9 – 3ª etapa do CSR acima da ressonância. ... 55
Figura 3.10 – 4ª etapa do CSR acima da ressonância. ... 56
Figura 3.12 – CSR ponte completa. ... 57
Figura 3.13 – 1ª etapa do CSR na frequência de ressonância. ... 58
Figura 3.14 – 2ª etapa do CSR na frequência de ressonância. ... 59
Figura 3.15 – Formas de onda para CSR na frequência de ressonância... 59
Figura 3.16 – Circuito simplificado para análise do plano de fase. ... 61
Figura 3.17 – 1ª etapa do CSR simplificado na ressonância. ... 61
Figura 3.18 – 2ª etapa do CSR simplificado na ressonância. ... 62
Figura 3.19 – Plano de fase do CSR operando na ressonância. ... 63
Figura 3.20 – Diagrama fasorial do CSR acima da ressonância. ... 66
Figura 3.21 – Ganho estático do CSR em função da corrente parametrizada para diferentes valores de frequência de comutação. ... 67
Figura 3.22 – Potência dissipada durante uma comutação dissipativa. ... 68
Figura 3.23 – Comutação suave num interruptor do CSR. ... 69
Figura 3.24 – Comutação suave ZVS nos interruptores do CSR. ... 70
Figura 3.25 – Conversor Ressonante LLC. ... 71
Figura 3.26 – Ganho estático do CSR LLC em função da frequência de comutação para diferentes cargas. ... 72
Figura 3.27 – Formas de onda para LLC operando na frequência de ressonância. ... 73
Figura 3.28 – Formas de onda para LLC operando acima da frequência de ressonância. ... 74
Figura 3.29 - Formas de onda para LLC operando abaixo da frequência de ressonância. ... 75
Figura 3.30 – Circuito LLC para análise de tempo morto. ... 76
Figura 3.31 – Comando dos interruptores com o tempo morto. ... 77
Figura 3.32 – Descontinuidade das correntes de saída e ressonante. ... 77
Figura 3.33 – Primeira etapa para operação com tempo morto... 78
Figura 3.34 – Segunda etapa para operação com tempo morto... 79
Figura 3.35 – Terceira etapa para operação com tempo morto. ... 80
Figura 3.36 – Formas de onda dos momentos que antecedem e sucedem o tempo morto... 81
Figura 3.37 – Formas de onda do ponto de vista do período de comutação. ... 82
Figura 3.38 – Formas de onda para uma potência reduzida. ... 83
Figura 4.1 – Proposta inicial de topologia unidirecional e sem controle de tensão de saída. ... 85
Figura 4.2 – Ponte retificadora de onda completa. ... 86
Figura 4.3 – Tensão retificada com ponte à diodos... 87
Figura 4.4 – Retificador Ativo de ponte completa. ... 87
Figura 4.5 – Formas de onda da tensão retificada utilizando uma ponte completa ativa. ... 88
Figura 4.7 – Conversor Série Ressonante CC-CC unidirecional. ... 91
Figura 4.8 – Formas de onda de tensão e corrente em um interruptor do CSR do ponto de vista da rede. ... 92
Figura 4.9 – Formas de onda de tensão e corrente em um interruptor do CSR do ponto de vista da ressonância. ... 93
Figura 4.10 – Tempo morto suficiente para comutação suave (a) e não suficiente (b). ... 94
Figura 4.11 – Inversor de saída proposto. ... 96
Figura 4.12 – Formas de onda de tensão e corrente de saída. ... 97
Figura 4.13 – Forma de onda de corrente de saída com modulação em baixa frequência. ... 99
Figura 4.14 – Corrente em alta frequência descontínua na saída do inversor. 100 Figura 4.15 – Comando dos interruptores para coincidir com o momento em que a corrente se anula ... 101
Figura 4.16 – Etapa 1 da comutação em alta frequência. ... 102
Figura 4.17 – Etapa 2 da comutação em alta frequência. ... 102
Figura 4.18 – Etapa 3 da comutação em alta frequência. ... 103
Figura 4.19 – Etapa 4 da comutação em alta frequência. ... 103
Figura 4.20 – Lógica de comutação para a comutação em alta frequência. ... 104
Figura 4.21 – Formas de onda de tensão e corrente não filtrada de saída. ... 105
Figura 4.22 – Forma de onda de tensão distorcida devido à presença de cargas indutivas. ... 106
Figura 4.23 – Conversor proposto com carga indutiva. ... 106
Figura 4.24 – Etapa 1 da estratégia de modulação bidirecional. ... 107
Figura 4.25 - Etapa 2 da estratégia de modulação bidirecional... 108
Figura 4.26 – Formas de onda para Etapas 1 e 2 da modulação bidirecional. 108 Figura 4.27 - Etapa 3 da estratégia de modulação bidirecional... 109
Figura 4.28 - Etapa 4 da estratégia de modulação bidirecional... 110
Figura 4.29 - Formas de onda para Etapas 3 e 4 da modulação bidirecional. 110 Figura 4.30 - Etapa 5 da estratégia de modulação bidirecional... 111
Figura 4.31 - Etapa 6 da estratégia de modulação bidirecional... 111
Figura 4.32 - Formas de onda para Etapas 5 e 6 da modulação bidirecional. 112 Figura 4.33 - Etapa 7 da estratégia de modulação bidirecional... 113
Figura 4.34 - Etapa 8 da estratégia de modulação bidirecional... 113
Figura 4.35 - Formas de onda para Etapas 7 e 8 da modulação bidirecional. 114 Figura 4.36 – Estratégia de comutação bidirecional simplificada com portas lógicas. ... 115
Figura 4.37 – Formas de onda de tensão e saída para uma carga indutiva de 75º. ... 116
Figura 4.38 – Formas de onda de tensão e corrente de saída não filtrada para uma carga indutiva com defasagem de 75º. ... 116 Figura 4.39 – Exemplos de comutação dissipativa dos interruptores do inversor
de saída. ... 117 Figura 4.40 – Estratégia de comando e bloqueio dos interruptores de saída com
detecção de corrente. ... 118 Figura 4.41 – Corrente de saída em alta frequência acompanhada do seu
respectivo sinal de comando. ... 119 Figura 4.42 – Formas de onda de tensão de entrada e saída para μo = 0,975. 121
Figura 4.43 - Formas de onda de tensão de entrada e saída para μo = 0,9. ... 121
Figura 4.44 - Formas de onda de tensão de entrada e saída para μo = 0,825. . 122
Figura 4.45 - Formas de onda de tensão de entrada e saída para μo = 0,75. ... 122
Figura 4.46 - Formas de onda de tensão de entrada e saída para μo = 0,675. . 123
Figura 4.47 - Formas de onda de tensão de entrada e saída para μo = 0,6. ... 123
Figura 4.48 – Esquema dos filtros utilizados na topologia. ... 125 Figura 4.49 – Circuito do filtro simplificado. ... 126 Figura 4.50 – Resposta de ganho em frequência para valores extremos de resistor
de amortecimento. ... 127 Figura 4.51 – Valores de pico de ressonância do filtro para diversos valores de
resistor de amortecimento. ... 127 Figura 4.52 – Efeitos da escolha de um capacitor de filtro com valor elevado. ... 129 Figura 4.53 - Efeitos da escolha de um capacitor de filtro com valor reduzido. ... 130 Figura 4.54 – Circuito de condicionamento de sinais para os sensores. ... 131 Figura 5.1 – Topologia completa com ênfase no retificador ativo de entrada. ... 134 Figura 5.2 – Formas de onda das correntes em cada interruptor da ponte
retificadora para uma carga resistiva. ... 134 Figura 5.3 - Formas de onda das correntes em cada interruptor da ponte
retificadora para uma carga indutiva. ... 135 Figura 5.4 - Formas de onda das tensões em cada interruptor da ponte
retificadora para qualquer carga. ... 136 Figura 5.5 - Topologia completa com ênfase na ponte do CSR. ... 138 Figura 5.6 – Formas de onda de corrente nos interruptores do CSR para uma
carga puramente resistiva do ponto de vista da frequência da rede. ... 139 Figura 5.7 – Formas de onda da corrente nos interruptores do CSR para uma
carga puramente resistiva do ponto de vista da frequência de ressonância. ... 139 Figura 5.8 – Formas de onda das tensões nos interruptores do CSR. ... 140
Figura 5.10 – Formas de onda da corrente para os interruptores SF1 e SF2 do ponto
de vista da frequência da rede. ... 143 Figura 5.11 - Formas de onda da corrente para os interruptores SF1 e SF2 do ponto
de vista da frequência de ressonância. ... 143 Figura 5.12 – Formas de onda da tensão nos interruptores SF1 e SF2. ... 144
Figura 5.13 – Circuito equivalente simplificado de IGBT, MOSFET e diodos para cálculo de perdas por condução. ... 146 Figura 5.14 – RDS(on) (mΩ) versus Temperatura de junção (ºC) para o MOSFET
CREE C3M0075120K. ... 147 Figura 5.15 – Circuito equivalente simplificado de IGBT e MOSFET para
cálculo de perdas por comutação. ... 148 Figura 5.16 – Topologia completa com ênfase nos elementos passivos
capacitivos e resistor de amortecimento. ... 154 Figura 5.17 – Formas de onda de corrente e tensão no capacitor de filtragem. ... 155 Figura 5.18 – Formas de onda de corrente e tensão no capacitor ressonante. 157 Figura 5.19 – VRMS (V) versus Frequência (kHz) para os capacitores KEMET
R76 2000VDC com ênfase na frequência de operação do conversor. ... 158
Figura 5.20 - IRMS (V) versus Frequência (kHz) para os capacitores KEMET R76
2000VDC com ênfase na frequência de operação do conversor. ... 159
Figura 5.21 – Circuito elétrico equivalente para análise de transferência térmica. ... 161 Figura 5.22 – Circuito equivalente térmico para cálculo das temperaturas de
junção para cada etapa do conversor. ... 163 Figura 5.23 – Topologia completa com ênfase no transformador. ... 165 Figura 5.24 – Representação gráfica do núcleo magnético de ferrite tipo EE e do
seu carretel. ... 166 Figura 5.25 – Formas de onda de tensão aplicada no enrolamento primário do
transformador e sua respectiva densidade de fluxo magnético. ... 166 Figura 5.26 – Curva de Histerese para materiais de ferrite EPCOS N87, operando
com temperatura de 100ºC. ... 169 Figura 5.27 - Topologia completa com ênfase no indutor ressonante. ... 178 Figura 5.28 – Circuito de sensoriamento da placa de condicionamento de sinais. ... 182 Figura 5.29 – Representação do circuito do Buffer. ... 184 Figura 6.1 – Protótipo com medidas de altura, largura e comprimento. ... 186 Figura 6.2 – Visão superior do protótipo com ênfase nas principais estruturas. ... 186 Figura 6.3 – DSP F28379D LaunchPad™. ... 187
Figura 6.4 – Placa de Condicionamento de Sinais com DSP acoplado. ... 188 Figura 6.5 - Gate Driver utilizado para acionamentos dos interruptores. ... 188 Figura 6.6 – Tensão da rede e corrente de entrada do sensor. ... 189 Figura 6.7 – forma de onda da tensão da rede e queda de tensão do resistor de
entrada da placa de condicionamento. ... 190 Figura 6.8 – Forma de onda da tensão da rede com sinal lido pelo ADC do DSP. ... 191 Figura 6.9 – Tensão Retificada da ponte passiva. ... 192 Figura 6.10 – Tensão retificada na ponte ativa. ... 193 Figura 6.11 – Formas de onda da tensão de entrada, tensão retificada e tensão
nos IGBTs complementares. ... 193 Figura 6.12 – Forma de onda de tensão da rede, tensão retificada e tensões nos
IGBTs complementares na passagem pelo zero da rede. ... 194 Figura 6.13 – Comparação entre sinal enviado pelo DSP e sinal recebido pelo
IGBT após o optoacoplador. ... 195 Figura 6.14 – Atraso entre o sinal do DSP e o sinal do IGBT. ... 196 Figura 6.15 – Formas de ondas das tensões aplicadas nos MOSFETs
complementares, da corrente ressonante e corrente de saída retificada do ponto de vista da frequência da rede. ... 197 Figura 6.16 – Formas de ondas das tensões aplicadas nos MOSFETs
complementares, da corrente ressonante e corrente de saída retificada do ponto de vista da frequência ressonante. ... 198 Figura 6.17 – Formas de ondas simuladas de VS1, VS2, corrente de saída de
corrente ressonante. ... 198 Figura 6.18 – Formas de onda de tensão no enrolamento primário, enrolamento
secundário e corrente ressonante. ... 199 Figura 6.19 – Tensão do enrolamento primário, secundário e corrente ressonante,
com ênfase nos picos de tensão nos enrolamentos. ... 200 Figura 6.20 – Formas de onda da tensão no primário e secundário do
transformador e corrente ressonante na passagem pelo zero da rede. ... 201 Figura 6.21 – Tempo morto dos sinais de comando dos interruptores S1 e S2 do
CSR... 202 Figura 6.22 – Resultado de simulação esperado para as correntes nos
interruptores de saída e corrente de saída. ... 202 Figura 6.23 – Formas de onda das correntes nos interruptores do Push-Pull e
corrente de saída do ponto de vista da frequência da rede. ... 203 Figura 6.24 - Formas de onda das correntes nos interruptores do Push-Pull e
corrente de saída do ponto de vista da frequência de ressonância. ... 204 Figura 6.25 – Forma de onda das tensões nos interruptores SF1 e SF2 no ponto
Figura 6.27 - Demonstração do atraso na estratégia de comutação para passagem de semiciclo positivo para negativo. ... 206 Figura 6.28 - Forma de onda das tensões nos interruptores SF1 e SF2 no ponto
de vista da frequência ressonante. ... 207 Figura 6.29 – Formas de tensão simuladas nos interruptores SF1 e SF2 com picos
de tensão devido ao tempo morto. ... 208 Figura 6.30 - Formas de tensão obtidas nos interruptores SF1 e SF2 com picos
de tensão devido ao tempo morto. ... 208 Figura 6.31 – Acionamento da ponte ativa na passagem pelo zero da rede. .. 209 Figura 6.32 – Demonstração do atraso na comutação na passagem pelo zero da
rede. ... 210 Figura 6.33 – Comutação suave ZVS nos interruptores do CSR. ... 211 Figura 6.34 – Comutação forçada devido a tempo morto insuficiente. ... 212 Figura 6.35 – Sinais de comando dos interruptores do CSR e do Push-Pull. 213 Figura 6.36 – Ênfase no tempo morto do acionamento dos interruptores do CSR
e Push-Pull. ... 214 Figura 6.37 – Corrente nos interruptores do Push-Pull acompanhadas com seus
sinais de comando para corrente de saída positiva. ... 215 Figura 6.38 - Corrente nos interruptores do Push-Pull acompanhadas com seus
sinais de comando para corrente de saída negativa. ... 216 Figura 6.39 – Forma de onda de tensão e corrente de saída para Pout = 586W.
... 217 Figura 6.40 - Forma de onda de tensão e corrente de entrada para Pout = 586W.
... 218 Figura 6.41 - Formas de onda de tensão de entrada e de saída para Pout = 586W.
... 219 Figura 6.42 – Passagem pelo zero das formas de onda de tensão de entrada e
saída. ... 220 Figura 6.43 - Formas de onda de corrente de entrada e de saída para Pout = 586W.
... 220 Figura 6.44 - Forma de onda de tensão e corrente de saída para Pout = 773W.
... 221 Figura 6.45 - Forma de onda de tensão e corrente de entrada para Pout = 773W.
... 222 Figura 6.46 - Formas de onda de corrente de entrada e de saída para Pout = 773W.
... 223 Figura 6.47 - Forma de onda de tensão e corrente de saída para Pout = 1138W.
Figura 6.48 - Forma de onda de tensão e corrente de entrada para Pout = 1138W.
... 224 Figura 6.49 - Formas de onda de corrente de entrada e de saída para Pout =
1138W. ... 225 Figura 6.50 – Formas de onda de tensão e corrente de entrada e saída na
passagem pelo zero. ... 225 Figura 6.51 – Representação vetorial das correntes de saída e de filtro. ... 226 Figura 6.52 - Curva de Rendimento versus Tensão de entrada para três diferentes
potências. ... 228 Figura 6.53 - Curva de Rendimento versus Potência para três diferentes
potências. ... 229 Figura 6.54 – Fator de Potência e Eficiência versus Potência... 230 Figura 6.55 – Taxa de Distorção Harmônica de tensão de saída e corrente de
Tabela 1.1 – Parâmetros definidos inicialmente. ... 33 Tabela 4.1 – Valores simulados de Tensão de saída (V), THDv (%) e Ganho (%)
para diferentes valores de μo. ... 124
Tabela 5.1 – Parâmetros físicos dos núcleos magnéticos da EPCOS. ... 170 Tabela 5.2 – Parâmetros físicos para diversos modelos de fio AWG. ... 173 Tabela 6.1 - Rendimento para cada degrau de 10V de tensão de entrada para as
três potencias testadas. ... 227 Tabela 6.2 – Qualidade de energia do conversor para diferentes potências. .. 229
ADC Analog to Digital Converter
ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica ATCA Alta Tensão em Corrente Alternada ATCC Alta Tensão em Corrente Contínua AWG American Wire Gauge
BTCA Baixa Tensão em Corrente Alternada BTCC Baixa Tensão em Corrente Contínua
CA Corrente Alternada
CC Corrente Contínua
CORPE Center of Reliable Power Electronics
CSR Conversor Série Ressonante
DSP Digital Signal Processor EPE Empresa de Pesquisa Energética
FREEDM Future Renewable Electric Energy Delivery and Management
HEART Highly Efficiency and Reliable Smart Transformer
IGBT Insulated-Gate Bipolar Transistor ISOP In Series, Out Parallel
LED Light Emissor Diode
MIT Massachusetts Institute of Technology MOSFET Metal-Oxide Semiconductor Field Effect
Transistor
NSC National Science Foundation
PRODIST Procedimentos de Distribuição de Energia Elétrica no Sistema Elétrico Nacional PWM Pulse Width Modulation
SiC Silicon Carbide
SSPE Solid State Power Substation SST Solid-State Transformer THD Total Harmonic Distortion TI Texas Instruments
ZCS Zero Current Switching ZVS Zero Voltage Switching
µo Razão entre Frequência de Comutação e Ressonância
a Relação de transformação
Ae Seção da perna central do núcleo EE de ferrite
Aw Área para enrolamentos do núcleo EE de ferrite
B Densidade no fluxo magnético Cd Capacitor de Amortecimento
Cf Capacitor de Filtragem
Co Capacitor de Saída
COSS Capacitância de saída do MOSFET
Cr Capacitor Ressonante
Dx Diodo X da ponte retificadora
Fc Frequência de corte do filtro
Fr Frequência de Ressonância
Fs Frequência de Comutação
GND Ground (Referência)
ILr Corrente no indutor ressonante
Io Corrente de Saída
J Densidade de corrente
kp Fator de ocupação do enrolamento primário
kw Fator de ocupação da janela
Le Comprimento magnético percorrido pelo fluxo magnético
Lin Indutor de Entrada
Lm Indutância Magnetizante
Lr Indutor Ressonante
Lt Comprimento médio de cada espira
Rac Resistência de saída refletida no primário do
transformador
RDS(on) Resistência Intrínseca do MOSFET
Ro Carga
SFX Interruptor X do estágio Push-Pull
Spx Interruptor X da ponte retificador ativa
Sx Interruptor X da ponte do CSR Ta Temperatura ambiente Tc Temperatura de capsula Td Temperatura do dissipador Tj Temperatura de junção VCA Tensão alternada
VCr Tensão no capacitor ressonante
VDC Tensão contínua
Ve Volume do conjunto magnético de ferrite
Vin Tensão de Entrada
VLm Tensão no enrolamento primário
VLr Tensão no Indutor Ressonante
Vout Tensão de Saída
Z Impedância característica δ Profundidade de penetração ΔT Variação de Temperatura ζ Taxa de amortecimento do filtro
λ Razão entre indutância ressonante e indutância magnetizante
ρ Resistividade do cobre ω Velocidade Angular
1 INTRODUÇÃO ... 27 1.1 MOTIVAÇÃO ... 27 1.2 TRANSFORMADORES DE ESTADO SÓLIDO ... 29 1.3 CONVERSOR SÉRIE RESSONANTE ... 30 1.4 OBJETIVOS ... 32 1.4.1 Objetivos Gerais ... 32 1.4.2 Objetivos Específicos ... 32 1.5 DEFINIÇÕES E ESTRUTURA DO TRABALHO ... 32 2 TRANSFORMADORES DE ESTADO SÓLIDO ... 35 2.1 INTRODUÇÃO ... 35 2.2 HISTÓRICO ... 35 2.3 PRINCIPAIS CARACTERÍSTICAS ... 37 2.4 CLASSIFICAÇÃO QUANTO A POSIÇÃO DO ESTÁGIO DE ISOLAÇÃO ... 38
2.4.1 Matrix Type ... 38 2.4.2 Isolated Back-End ... 39 2.4.3 Isolated Front End ... 40 2.4.4 Isolated Modular Multilevel Converter ... 41 2.4.5 Single-Cell Approach ... 41 2.5 CLASSIFICAÇÃO QUANTO AO BARRAMENTO CC ... 42 2.5.1 Estágio simples ... 43 2.5.2 Dois estágios com barramento CC em baixa tensão ... 43 2.5.3 Dois estágios com barramento CC em alta tensão. ... 44 2.5.4 Três estágios ... 45 2.6 PROJETOS EXISTENTES ... 46 3 CONVERSORES SÉRIE RESSONANTE ... 49 3.1 INTRODUÇÃO ... 49
3.2 HISTÓRICO ... 49 3.3 PRINCIPAIS CARACTERÍSTICAS ... 51 3.4 MODELO SIMPLIFICADO ... 51 3.5 MODOS DE OPERAÇÃO ... 53 3.5.1 Operação com frequência de comutação superior à frequência de ressonância. ... 53 3.5.2 Operação com frequência de comutação igual à frequência de ressonância. ... 57 3.6 PLANO DE FASE ... 60
3.7 PROJETO DO PAR LC PARA OPERAÇÃO NA
FREQUÊNCIA DE RESSONÂNCIA ... 64 3.8 GANHO ESTÁTICO ... 65 3.9 COMUTAÇÃO SUAVE ... 68 3.10CONVERSOR LLC ... 70 3.10.1Modos de operação ... 73 3.11INFLUÊNCIA DO TEMPO MORTO NA COMUTAÇÃO ... 76 4 PROJETO DO CONVERSOR ... 85 4.1 INTRODUÇÃO ... 85 4.2 ESTRUTURA TOPOLÓGICA ... 85 4.2.1 Ponte retificadora ... 85 4.2.2 Conversor Série Ressonante ... 91 4.2.3 Inversor de saída... 95 4.3 OPERAÇÃO COM CARGA PURAMENTE RESISTIVA .... 98 4.3.1 Modulação em baixa frequência ... 98 4.3.2 Modulação em alta frequência ... 99 4.4 ESTRATÉGIA DE COMUTAÇÃO PARA CARGAS COM PROPRIEDADES INDUTIVAS ... 105
4.4.1 Bidirecionalidade do conversor ... 105 4.4.2 Etapas de Operação ... 106 4.4.3 Modulação de inversor sem detecção pelo zero. ... 117
4.6 FILTROS ... 124 4.7 CONDICIONAMENTO DE SINAIS ... 130 5 DIMENSIONAMENTO DOS COMPONENTES ... 133 5.1 INTRODUÇÃO ... 133 5.2 ELEMENTOS SEMICONDUTORES ... 133 5.2.1 Ponte retificadora ... 133 5.2.2 Conversor Série Ressonante ... 138 5.2.3 Inversor Push-Pull ... 142 5.3 PERDAS NOS INTERRUPTORES ... 146 5.3.1 Perdas por condução ... 146 5.3.2 Perdas por comutação ... 148 5.3.3 Ponte retificadora ... 149 5.3.4 Conversor Série Ressonante ... 151 5.3.5 Inversor Push-Pull ... 152 5.4 DIMENSIONAMENTO DOS ELEMENTOS PASSIVOS... 154 5.4.1 Capacitor de filtragem ... 154 5.4.2 Capacitor e Resistor de amortecimento ... 156 5.4.3 Capacitor de Saída ... 156 5.4.4 Capacitor Ressonante ... 157 5.5 CÁLCULO TÉRMICO ... 160 5.6 DIMENSIONAMENTO DOS ELEMENTOS MAGNÉTICOS
164
5.6.1 Projeto do Transformador ... 165 5.6.2 Projeto do Indutor Ressonante ... 178 5.7 CIRCUITO DE CONDICIONAMENTO DE SINAIS ... 181 5.7.1 Sensoriamento ... 182 5.7.2 Acionamento dos Gate Drivers ... 184
6 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ... 185 6.1 PROTÓTIPO ... 185 6.2 FORMAS DE ONDAS EXPERIMENTAIS ... 189 6.2.1 Sensoriamento ... 189 6.2.2 Ponte Retificadora ... 191 6.2.3 Conversor Série Ressonante ... 196 6.2.4 Push-Pull ... 202 6.2.5 Comutação Suave ... 209 6.2.6 Relação entre entrada e saída ... 216 6.3 RENDIMENTO E QUALIDADE DE ENERGIA ... 226 7 CONSIDERAÇÕES FINAIS ... 233 7.1 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS ... 235 REFERÊNCIAS ... 237 APÊNDICE A – PLANILHA DE PROJETO DO CONVERSOR 243 APÊNDICE B – PLANILHA DE DIMENSIONAMENTO DOS COMPONENTES ... 251 APÊNDICE C – PLANILHA DE DIMENSIONAMENTO DOS ELEMENTOS MAGNÉTICOS ... 275 APÊNDICE D – CÓDIGO IMPLEMENTADO NO DSP ... 293 APÊNDICE E – ESQUEMÁTICO E LAYOUT DA PLACA DE POTÊNCIA ... 299 APÊNDICE F – LISTA DE COMPONENTES ... 303
1 INTRODUÇÃO
Este capítulo introduzirá a motivação do autor para a realização da pesquisa, seguido de uma pequena revisão bibliográfica sobre transformadores de estado sólido e conversores série ressonante, que serão o objeto de estudo da dissertação. Em seguida, será apresentada a definição dos objetivos estabelecidos para alcançar os resultados e por fim, algumas definições da pesquisa e a estrutura do documento.
1.1 MOTIVAÇÃO
Conforme a Agência Nacional de Energia Elétrica (ANEEL), no Brasil, a geração e transmissão de energia elétrica acontece na faixa de 88kV até 230kV. Nas subestações, a tensão é abaixada e distribuída para consumidores com tensão de 127V ou 220V. O uso dos transformadores é de essencial importância, visto que seria impossível obter a tensão nominal na faixa de 127V até 220V. Um grande problema do uso desses equipamentos é a perda de energia através de calor nos componentes, que influencia diretamente os custos das concessionárias e consequentemente a conta dos consumidores.
Outro fator importante que deve ser levado em conta é o crescimento da geração de energia elétrica a partir das fontes renováveis. Pode-se notar, na Figura 1.1, o crescimento da produção de energia eólica do ano 2016 para o ano 2017. De acordo com dados publicados pela Empresa de Pesquisa Energética (EPE), em 2016, 5.4% da energia elétrica gerada no Brasil era proveniente das fontes eólicas. Esse valor amentou para 6.8% em um ano [1].
Figura 1.1 - Matriz energética brasileira em 2016 e em 2017.
Ainda de acordo com o EPE, em termos de geração distribuída, a energia solar tem uma parcela significativa de 70.9% da geração. Em 2016, a capacidade instalada de energia solar fotovoltaica era de 56.9MW, passando para 174.5MW em apenas um ano, representando um crescimento de aproximadamente 300%. Outro aspecto importante na área de energias renováveis é que, diferente de outros países, o Brasil tem uma grande participação dessas energias em sua matriz energética, como mostrado na Figura 1.2.
Figura 1.2 – Participação de renováveis na matriz elétrica do Brasil e no mundo.
Fonte: Extraído de [1].
A conciliação entre as energias provenientes das grandes usinas com a energia gerada na geração distribuída é um problema quando se faz uso dos transformadores convencionais, pois a contribuição da geração distribuída pode causar elevação de tensão da rede, além de outras influências indesejadas.
O uso de transformadores de estado sólido pode ser uma solução viável, visto que o mesmo pode conter um barramento em tensão contínua, capaz de processar energia tanto da rede quando das pequenas geradores, além de ligação com bancos de baterias, que são muito utilizados na geração de energia solar fotovoltaica.
Considerando que os transformadores de distribuição serão ligados à rede elétrica e que essa rede está sujeita a variações climáticas, grandes consumidores e outros aspectos, deve-se esperar que essa rede possa apresentar pequenas variações do seu nível de tensão. Os transformadores atuais não possuem um controle de nível de tensão, ou seja, caso a tensão afunde ou aumente, a tensão recebida nas unidades consumidoras também sofrerá variações. Esse é outro aspecto que o transformador eletrônico é capaz de melhorar. Visto que em diversas topologias ele é composto por um sistema de regulação de nível de tensão, ao ocorrer uma variação de
tensão, ele seria capaz de compensar essa variação e continuar entregando ao consumidor uma tensão nominal e de qualidade.
1.2 TRANSFORMADORES DE ESTADO SÓLIDO
Transformadores de estado sólido, do inglês Solid-State Transformers (SST), são equipamentos formados por um conjunto de semicondutores de potência, transformadores de média ou alta frequência e circuitos de controle que são usados para controlar o fluxo de potência para as redes de distribuição. Diferente dos transformadores convencionais, que utilizam bobinas e núcleos magnéticos, o transformador de estado sólido faz o seu processamento de energia através de interruptores comutando em alta frequência e de outros elementos elétricos, tais como capacitores e indutores. Foram considerados pelo Massachusetts Institute of Technology (MIT), como uma das 10 tecnologias mais emergentes da atualidade [2]. A Figura 1.3 mostra a configuração básica de um SST, que liga a fonte à carga.
Figura 1.3 - Configuração básica de um SST.
Os SST possuem algumas vantagens em relação aos transformadores comuns, bem como comtemplam alguns aspectos importantes. São elas: densidade de potência elevada, o que resulta num menor volume; integração com fontes de energias renováveis e sistemas de armazenamento de energia e capacidade de controle desse transformador [3]. SSTs também são capazes de fornecer tensão contínua, a depender da sua topologia [4].
Uma das vantagens que se sobressaem aos SST é o seu reduzido volume. A depender da sua configuração interna, um transformador de estado sólido pode contar com um conversor série ressonante. Esse conversor é capaz de fazer a comutação dos interruptores com frequências elevadas, devido ao fenômeno da ressonância. Essa comutação em alta
frequência permite que as harmônicas sejam de frequências ainda maiores e por terem elevadas frequências, necessitam de filtros menores, causando então, uma redução no volume dos elementos passivos como indutores e capacitores. A comutação suave, que dissipa pouca ou quase nula potência, permite que os dissipadores sejam ainda menores, devido à baixa geração de calor dos interruptores.
Um segundo aspecto interessante dos SST é a sua interconexão com energias renováveis e com sistemas de armazenamento de energia. A depender da sua configuração, tais transformadores possuem um estágio de tensão contínua em sua topologia. Esse estágio pode ser usado para fornecer corrente contínua, sendo útil para fornecer energia para baterias, etc. Usualmente, as fontes de energias renováveis como energia eólica e solar fotovoltaica também possuem tal estágio. Quando usados os mesmos níveis de tensão, ambos estágios podem ser conectados e essa conexão permite que pequenas geradoras elétricas contribuam para a rede elétrica de distribuição. A ligação com sistemas de armazenamento também permite que, caso haja uma falha na geração elétrica, as baterias possam suportar o consumo das cargas até que o problema seja solucionado, evitando assim a interrupção do fornecimento de energia para residências, indústrias, e mais importante ainda, para cargas críticas como hospitais e aeroportos.
1.3 CONVERSOR SÉRIE RESSONANTE
O Conversor Série Ressonante (CSR) é um conversor que utiliza um circuito série ressonante que permite que haja comutação não dissipativa nos interruptores [5]. Devido a diminuição das perdas por comutação, esse conversor consegue operar em altas frequência, reduzindo assim, o volume o peso dos elementos armazenadores de energia. Na Figura 1.4 pode ser visto o CSR em meia ponte. O acoplamento X representa o acoplamento magnético de um transformador.
Figura 1.4 – Conversor Série Ressonante em meia ponte.
Fonte: Extraído de [5].
A configuração de meia ponte é limitada por conta da potência que pode processar. O CSR de ponte completa, mostrado na Figura 1.5 é capaz de processar uma potência maior [6].
Figura 1.5 - Conversor Serie Ressonante de ponte completa.
Fonte: Extraído de [6].
Ao analisar a frequência de operação, o conversor pode atuar com frequência de comutação menor, maior ou igual a frequência ressonante. Ao operar com frequência maior que a frequência de ressonância, a comutação dos interruptores é feita quando a tensão sobre os mesmos é anulada, ou Zero Voltage Switching (ZVS). Nesse modo, a impedância equivalente vista dos terminais de entrada do par LC torna-se indutiva e isso faz com que a corrente esteja atrasada em relação à tensão.
Se operar com frequência de comutação menor que a frequência de ressonância, a comutação acontece quando a corrente nos interruptores é anulada, ou Zero Current Switching (ZCS). Nesse caso, a impedância capacitiva prevalece sobre a indutiva, fazendo com que a corrente esteja em avanço de fase em relação à tensão.
Ao operar com frequência de comutação igual a frequência de ressonância, a impedância capacitiva anula a impedância indutiva, fazendo com o que seja visto pelo conversor apenas as perdas resistivas
dos componentes. Como não há influência das impedâncias reativas, a corrente ressonante estará em fase com a tensão de entrada do par LC [5].
Ao considerar o modo de condução, pode operar em modo de condução contínua ou descontínua. No modo de condução contínua, a frequência de comutação varia entre 0,5f0≤fS≤f0, onde f0 é a frequência
ressonante. Já no modo de condução descontínua, a frequência varia entre 0≤fS≤0,5f0. A condução crítica ocorre em fS=0,5f0.
1.4 OBJETIVOS 1.4.1 Objetivos Gerais
Desenvolver um protótipo de circuito capaz de processar energia elétrica proveniente da rede com possibilidade de regulação de tensão em sua saída, baseando-se no conceito de transformadores de estado sólido;
1.4.2 Objetivos Específicos
Pesquisa bibliográfica e análise de arquiteturas e topologias de conversores que contemplem os objetivos propostos;
Modelar e simular o sistema proposto para verificação do funcionamento do mesmo;
Projetar e construir o protótipo, através do dimensionamento dos componentes necessários e criação de layout de placa impressa; Testar e analisar os resultados experimentais, verificando a
funcionalidade e viabilidade do conversor;
Documentar e transferir o conhecimento adquirido para contribuir com o conhecimento científico já existente na área.
1.5 DEFINIÇÕES E ESTRUTURA DO TRABALHO
Para o desenvolvimento do projeto, foram definidos alguns parâmetros que seria padrões para a simulação, dimensionamento e construção do conversor. A Figura 1.6 ilustra o estágio de potência do conversor que foi proposto.
Figura 1.6 – Estágio de Potência do conversor proposto.
A Tabela 1.1 traz informações sobre os dados iniciais definidos no projeto.
Tabela 1.1 – Parâmetros definidos inicialmente.
Potência 2kW
Valor eficaz da tensão de
entrada 220V
Frequência de Ressonância 40kHz Valor eficaz da tensão de
saída 220V
A escolha da potência se limitou ao volume e peso que seriam necessários para construir o protótipo. Para uma frequência de ressonância de 40kHz, o valor escolhido seria viável para construção de protótipo em bancada.
A definição da tensão de entrada foi de acordo com a tensão de rede local, cujo valor eficaz é de 220V. A saída da tensão também foi definida com o mesmo valor da tensão de entrada, tornando o conversor um tipo de transformador com ganho unitário.
A estrutura do trabalho foi dividida de acordo com a sequência seguida pela pesquisa. O capítulo 2 tratará de uma revisão bibliográfica dos Transformadores de Estado Sólido. Nesse capítulo serão discutidas as diferentes topologias para SSTs, aplicações de cada tipo de transformador e trabalhos recentes no âmbito mundial referente a essa linha de pesquisa.
No capítulo 3 será apresentado uma abordagem mais profunda dos Conversor Série Ressonante, incluindo seu funcionamento, etapas de operação para diferentes frequências de comutação, e formas de onda.
O capítulo 4 trará o projeto do conversor, com valores definidos e calculados a partir dos parâmetros especificados no início do projeto.
Também serão ilustrados nesse capítulo justificativas para a escolha de determinados elementos do conversor. O dimensionamento e escolha dos componentes, sejam eles semicondutores ou passivos, será mostrado no capítulo 5, juntamente com especificações dos componentes escolhidos. Os resultados experimentais obtidos após a montagem do conversor serão apresentados no capítulo 6. Por fim, o capítulo 7 trará as considerações finais do trabalho, bem como sugestões para trabalhos futuros.
2 TRANSFORMADORES DE ESTADO SÓLIDO 2.1 INTRODUÇÃO
Atualmente, o sistema de energia elétrica hoje pode ser distribuído normalmente em 3 etapas: geração, transmissão e distribuição [2]. A geração transforma alguma outra fonte de energia, seja ela mecânica ou térmica, em energia elétrica, enquanto a transmissão leva essa energia para longas distâncias e ao fim, a distribuição faz o papel de entregar essa energia para casas, indústrias, comércio, entre outros. Cada etapa é interligada a outra através de subestações abaixadoras ou elevadoras. A Figura 2.1 ilustra bem esse sistema, que é um tipo de arquitetura que está presente há mais de 100 anos [20].
Figura 2.1 – Sistema de distribuição de energia elétrica padrão.
Fonte: Extraído de [20].
Observando mais próximo o sistema de distribuição, é fácil notar que eles possuem alguns agentes principais responsáveis em distribuir a energia. São eles: os fios de média e baixa tensão, postes e os transformadores de distribuição. No Brasil e no mundo, o uso dos transformadores convencionais era incontestável, até que nos últimos anos, a evolução dos transformadores de estado sólido começou lentamente a mudar esse panorama.
2.2 HISTÓRICO
Em 1968, nos Estados Unidos, W. McMurray arquivou uma patente que foi uma das primeiras ideias do transformador de estado sólido. Em sua publicação, o autor propôs um circuito que tivesse como entrada uma tensão alternada em baixa frequência, elementos
comutadores em alta frequência, isolação galvânica entre entrada e saída com um transformador em alta frequência, e uma saída alternada. A Figura 2.2 mostra a ideia geral concebida por McMurray [21].
Figura 2.2 – Patente de um SST registrada por McMurray em 1968.
Fonte: Extraído de [21].
Em 1971, McMurray publica um artigo denotando o uso de tiristores aplicados em conversores de potência com conexão em alta frequência. Em sua publicação, o autor afirma que além de prover todas as vantagens de um transformador comum, o SST consegue também prover limitação ou interrupção de corrente em caso de curto-circuito [22].
A princípio, os transformadores de estado sólido foram pensados para aplicações com trações, como trens, que necessitam que seus componentes e equipamentos sejam o mais leves possível. A grande vantagem do uso dos SST é que por operar com uma frequência de comutação elevada, tais dispositivos tem o seu peso e volume reduzidos. Em cerca de 1978, esforços já eram feitos para que a frequência de operação do transformador principal de uma locomotiva fosse aumentada, obtendo as vantagens desejadas [3].
Próximo da virada do milênio, em 1999, o autor Moonshik Kang publica um artigo no qual estuda o uso de um SST aplicado à rede elétrica de distribuição, cujas características de entrada e saída são idênticas, porém, por ter uma frequência elevada, consegue ter uma densidade de potência maior, além de perdas reduzidas e controlabilidade [23]. Em seu artigo, propõe um conversor de 10kVA e percebe que esse conversor consegue processar três vezes mais potência operando a 1kHz do que um transformador operando a 60Hz. A Figura 2.3 mostra o comportamento da tensão no transformador, em alta frequência, e a tensão na rede, após a passagem pelos filtros.
Figura 2.3 – Formas de onda da tensão no transformador e na tensão de saída.
Fonte: Extraído de [23]. 2.3 PRINCIPAIS CARACTERÍSTICAS
O transformador de estado sólido possui todas as características que um transformador convencional possui, tal como: conexão com a média tensão e baixa tensão, isolamento galvânico, etc., porém, é possível também identificar qualidades adicionais a esse equipamento, tais como: Peso e volume reduzidos. Transformadores convencionais, por operar em baixas frequências, tais como 50Hz ou 60Hz, necessitam ter fios mais grossos para não haver grande densidade de corrente, e também núcleos magnéticos mais espessos, para que não haja saturação do núcleo. Para reduzir o volume de um transformador convencional, surge um risco de comprometer essas duas características. A melhor solução é aumentar a frequência de operação, visto que a área do núcleo e os fios são inversamente proporcionais à frequência [3].
Conexão com média tensão, seja ela alternada ou contínua, diferente de conversores convencionais. Através da conexão modular, os SST’s têm a capacidade de suportar altos níveis de tensão ou de corrente, a depender do seu tipo de conexão modular [3].
Controlabilidade. Diferente de transformadores convencionais, ele possui a habilidade de controlar tensão e corrente, tanto de entrada quanto de saída, e também a frequência de saída, se a aplicação exigir. Essa característica permite que ele consiga proteger a carga de perturbações na rede e também de proteger a rede caso haja perturbações provenientes da carga [3].
A depender da sua topologia, o transformador eletrônico pode interagir com fontes de energias renováveis e também fornecer energia em forma de tensão contínua. Visto que alguns transformadores eletrônicos possuem um estágio CC, esse estágio pode ser levado diretamente para fora, servindo assim como uma fonte de tensão contínua, como também pode ser conectado com outros estágios CC de geradores provenientes de energias renováveis, tais como energia solar fotovoltaica ou energia eólica [20].
Baixa confiabilidade e robustez. Por conter elementos semicondutores, o SST se torna mais propenso a falhas, visto que tais elementos são senvíveis a picos de tensão ou corrente. Dessa forma, o SST não deve operar fora da sua faixa de potência nominal, para que se evitem falhas nos elementos semicondutores.
Tempo de vida útil reduzido. Como possui capacitores, e outros elementos de curta vida útil, o transformador eletrônico, diferente do transformador convencional, possui tempo de vida útil também reduzido. Esse tipo de conexão é um grande desafio, visto que a rede elétrica convencional foi concebida para ter fluxo de potência unidirecional, e que a tendência do futuro é o aumento da microgeração e a predominância das energias renováveis. Um exemplo disso é a Alemanha, cujo objetivo é alcançar 80% de geração de energia elétrica a partir de fontes renováveis [20].
2.4 CLASSIFICAÇÃO QUANTO A POSIÇÃO DO ESTÁGIO DE ISOLAÇÃO
Apesar de terem sido criadas diversas topologias de SST’s, pode-se chegar à conclusão que todas, ou a sua maioria, derivam de 5 principais topologias, que serão discutidas agora [3]. Essas topologias dizem respeito a posição do estágio de isolação.
2.4.1 Matrix Type
É uma topologia destinada a aplicações onde exija conexão CA-CA diretamente, ou seja, não há nenhum barramento CC, e que não haja
a necessidade de mudança da frequência de saída, reduzindo o tamanho e volume do transformador [3]. A Figura 2.4 mostra uma conexão com entrada em série e saída em paralelo – In Series, Out Paralel (ISOP). Esse tipo de conexão é ideal para altos níveis de tensão de entrada e alto nível de corrente de saída.
Figura 2.4 – Topologia Matrix Type em configuração modular ISOP.
Fonte: Extraído de [3]. 2.4.2 Isolated Back-End
Caso a aplicação exija um barramento CC ou maior controlabilidade, a literatura afirma que essa é a melhor opção. De acordo com [3], é a opção mais comum dos transformadores de estado sólido modernos e foi patenteada em 1996 e está representada na Figura 2.5.
Figura 2.5 – Topologia Isolated Back-End fazendo uso de um circuito ressonante.
Fonte: Extraído de [3]. 2.4.3 Isolated Front End
Nessa topologia, o controle e a isolação são feitos no lado de baixa tensão. Através do uso de um conversor Boost na saída do SST, pode haver o controle do nível de tensão de saída. A Figura 2.6 demonstra um exemplo de circuito dessa topologia.
Figura 2.6 – Topologia Isolated Front-End em cascata e usando circuitos ressonantes.
2.4.4 Isolated Modular Multilevel Converter
É um tipo de conversor mostrado em 1981, porém aperfeiçoado em 2002, que possui modularidade, no que diz respeito aos elementos semicondutores, porém ao se tratar de isolação, possui apenas um transformador. Esse tipo de topologia, ilustrado na Figura 2.7, traz uma desvantagem, pois causa elevados esforços aos semicondutores, porém facilita a instalação do transformador de média frequência, por ser um só [3].
Figura 2.7 – Topologia Isolated Modular Multilevel.
Fonte: Extraído de [3]. 2.4.5 Single-Cell Approach
Esse tipo de topologia usa apenas um estágio de potência para se obter a isolação em média frequência. Isso se dá pelo avanço das tecnologias dos semicondutores, que a cada dia são capazes de suportar maiores tensões [3]. Um exemplo dessa topologia pode ser visto na Figura 2.8, que é um exemplo de transformador de estado sólido projetado pela National Science Foundation (NSF), o Future Renewable Electric Energy Delivery and Management (FREEDM) [24].
Figura 2.8 – Topologia de célula única FREEDM.
Fonte: Extraído de [24].
2.5 CLASSIFICAÇÃO QUANTO AO BARRAMENTO CC
Os SST’s também podem ser classificados quanto a presença de barramento de corrente contínua (CC) [25]. A Figura 2.9 ilustra quatro tipos mais comuns de topologias de SST quanto a esse tipo de classificação.
Figura 2.9 – Topologias de SST em função da presença de barramento CC.
A Figura 2.9 (a) mostra uma topologia que não possui nenhum barramento CC, que seria o caso do conversor apresentado por McMurray [21]. A Figura 2.9 (b) ilustra uma configuração com um barramento CC o lado de baixa tensão (BTCC), enquanto que a Figura 2.9 (c) mostra uma configuração que possui também apenas um barramento CC, porém no lado de alta tensão (ATCC). A Figura 2.9 (d) mostra uma topologia que possui dois barramentos CC: um no lado da baixa tensão e outro no lado da alta. Mesmo com diferentes meios de processar a energia, pode-se notar que todos têm em suas entradas alta tensão (ATCA), e nas saídas baixa tensão (BTAC).
2.5.1 Estágio simples
Nesse tipo de configuração, não há nenhum tipo de barramento CC. A potência é processada de forma alternada a todo momento. Um exemplo de circuito em ponte completa é apresentado por [25] e pode ser visto na Figura 2.10.
Figura 2.10 – Topologia de estágio simples.
Fonte: Extraído de [25].
Percebe-se nessa configuração que em nenhum momento há conversão da tensão alternada em tensão contínua. O transformador em alta frequência possui volume reduzido, porém o seu filtro de entrada é volumoso, para que consiga obter um bom fator de potência na entrada. 2.5.2 Dois estágios com barramento CC em baixa tensão
Nessa configuração, há a mudança de nível de alta tensão para a baixa tensão seguida de uma retificação. Após o barramento CC, há a
inversão da tensão, para que se obtenha uma tensão alternada de saída. Outro exemplo mostrado por [25] pode ser visto na Figura 2.11.
Figura 2.11 – Topologia de estágio duplo com barramento em baixa tensão.
Fonte: Extraído de [25].
Esse tipo de configuração é aplicável quando o SST se conecta com algum tipo de energia renovável que possua esse barramento CC em sua estrutura. Também pode ser conectado a sistemas de armazenamento, contanto que haja compatibilidade de nível de tensão entre os dois sistemas. Uma desvantagem dessa topologia é que o capacitor do barramento terá de absorver uma tensão na frequência de 120Hz, o que o torna volumoso [25].
2.5.3 Dois estágios com barramento CC em alta tensão.
Essa configuração traz o barramento CC na alta tensão, que permite a correção de distorções harmônicas da corrente de entrada. A Figura 2.12 mostra a topologia usada por [26], onde o autor tem um barramento CC em alta tensão com um inversor em seguida.
Figura 2.12 – Topologia de estágio duplo com barramento em alta tensão.
Fonte: Extraído de [26]. 2.5.4 Três estágios
Essa topologia conta com dois barramentos CC, uma na alta tensão e outro na baixa. [25] demonstra essa estrutura na figura abaixo.
Figura 2.13 - Topologia de três estágios com barramento em alta tensão e baixa tensão.
Essa configuração tem alta controlabilidade que permite diversas funções desejadas para um SST, porém pode não ser considerada confiável e eficiente devido ao elevado número de interruptores e demais componentes [25].
2.6 PROJETOS EXISTENTES
Devido às suas vantagens e a evolução dos elementos comutadores, os SSTs tem sido estudados a cada dia. Diversos projetos na atualidade têm sido feitos procurando sempre a melhoria de desempenho e eficiência dos transformadores eletrônicos, e alguns deles serão citados aqui. Apesar de terem sido inicialmente pensados para sistemas de tração, a pesquisa dos transformadores de estado sólido hoje é voltada para o sistema de distribuição, porém, [2] e [3] concordam que essa aplicação ainda possui diversos desafios a serem vencidos, e um deles é construir um protótipo que seja tão robusto e eficaz quanto aos transformadores convencionais. A Figura 2.14 mostra uma linha do tempo dos projetos existentes.
Figura 2.14 – Linha do tempo de projetos de SST.
Fonte: Extraído de [27]. FREEDM
O Future Renewable Electric Energy Delivery and Management (FREEDM) foi criado pela National Science Foundation (NSC) com o objetivo de modernizar o sistema elétrico atual. Para evitar o uso de diversos módulos em série, a FREEDM aposta em interruptores de alta tensão. A terceira geração de SST foi desenvolvida alcançando eficiência de 97% sob máxima carga, tensão máxima de 7.2kV por fase, e 20kVA de potência [24]. A Figura 2.15 mostra o protótipo da terceira geração construído.
Figura 2.15 – Protótipo desenvolvido pela FREEDM.
Fonte: Extraído de [24]. HEART
Highly Efficiency and Reliable Smart Transformer (HEART) é um projeto criado pela Universidade de Kiel, em parceria com o Center of Realiable Power Electronics (CORPE), em 2014. Esse projeto propõe um conceito de transformador inteligente baseado na arquitetura modular dos conversores estáticos. O projeto tem previsão de fim no ano de 2019, contanto já está previsto um protótipo de 1MVA conectando a rede CA de 10kV com uma rede CA de 400V. O conceito desse novo tipo de transformador, que é chamado de Smart Transformer, pode ser visto na Figura 2.16 [28].
Figura 2.16 – O Transformador Inteligente e seu papel na rede elétrica.
GE e Cree
O Solid State Power Substation (SSPS) é um protótipo de transformador de estado sólido que utiliza semicondutores SiC de 10kVA, desenvolvidos por um consórcio entre a General Electric e a Cree. O SSPS foi projetado para uma potência de 1MVA, interligando uma rede monofásica de 13,8kV com uma rede de baixa tensão de 265V.
Esse conversor conta com uma conexão modular ISOP de quatro células com dispositivos Silicon Carbide (SiC) de 10kV, que permite que o transformador opere com 20kHz, trazendo uma eficiência de 97% com redução de 75% de seu peso e 50% de tamanho quando comparado com transformadores de baixa frequência convencionais [3]. A Figura 2.17 ilustra o protótipo montado.
Figura 2.17 – Protótipo SPSS de 1MVA.
3 CONVERSORES SÉRIE RESSONANTE 3.1 INTRODUÇÃO
Há, no mundo da eletrônica de potência, uma grande preocupação com a eficiência dos seus conversores. Diversas técnicas são criadas para que haja o mínimo de perdas nos interruptores e demais componentes, ao mesmo tempo em que são criados novos interruptores com imperfeições cada vez menos significativas.
Apesar de considerar importante as perdas por condução, as perdas por comutação também têm a sua parcela quando a frequência é elevada, e são elas que impossibilitam algumas vantagens importantes. Para reduzir perdas por comutação, a frequência de comutação é reduzida, fazendo com que conversores tenham tamanho e volume final maiores que o desejado. Se faz necessário então o uso de alguma técnica para tornar possível a redução dos conversores, além de trazer mais economia para a produção dos mesmos.
Nesse capítulo serão analisadas diferentes topologias de Conversores Série Ressonante, além de diferentes formas de operação, para que haja variedade nas análises, tornando o entendimento mais abrangente e não focando em apenas uma estrutura e um modo de operação.
3.2 HISTÓRICO
Uma das primeiras aparições do Conversor Série Ressonante (CSR) foi em um artigo publicado por Francisc Schwarz em 1970, onde o autor propôs um modelo de conversor que era capaz de ter 95% de eficiência e 0,4kW/kg de densidade de potência, através do uso de um circuito ressonante [7]. O autor conclui em seu artigo que é possível obter uma densidade de 1kW/kg com o uso de retificadores com o tempo de recuperação ainda menor que os usados na época, o que também pode elevar a frequência de operação. O circuito original usado pelo autor pode ser visto naFigura 3.1.
Figura 3.1 – CSR proposto por Schwartz, em 1970.
Fonte: Extraído de [7].
Em 1976, Schwarz novamente publica um artigo com um modelo melhorado do próprio conversor proposto em 1970, porém com duas principais melhorias: estabilidade intrínseca do alto ganho do conversor e uma perda de potência praticamente constante dado uma determinada corrente [8].
Em 1978, o mesmo autor, Schwarz, publica um artigo propondo um conversor DC-DC com eficiência de 95%, de 1kW, com isolação galvânica [9]. Ele descreve que as perdas que são altas num conversor comum podem ser reduzidas com o uso de um circuito série ressonante que favorece a comutação dos interruptores. Diferente os seus artigos anteriores, Schwarz propõe agora o uso de transistores no lugar de tiristores, devido ao seu tempo de bloqueio ser muito menor que o tempo de bloqueio dos tiristores. O circuito proposto por Schwarz, em 1978, pode ser visto na Figura 3.2:
Figura 3.2 – Conversor proposto por Schwartz em 1978.
Fonte: Extraído de [9].
Desde o seu possível surgimento, em 1970, até a atualidade, novas topologias foram propostas para tal conversor, visando cada vez mais eficiência e baixo custo de produção, e a topologia mais comum e a utilizada nesse projeto será vista nos tópicos a seguir.
