Estudo e Implementação Experimental de Conversores
AC/DC de Onda Sinusoidal
Alexandre Paulo Guerreiro Morgado Jorge
Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em
Engenharia Electrotécnica e de Computadores
Júri
Presidente:
Prof. Doutor Paulo José da Costa Branco
Orientador:
Prof. Doutor Gil Domingos Marques
Vogal:
Prof. Doutor José Manuel Dias Ferreira de Jesus
Agradecimentos
Agradecimentos
Apesar de uma dissertação ser um trabalho individual, não posso deixar de agradecer a pessoas, cujos contributos individuais, permitiram que este trabalho fosse concluído.
Em primeiro lugar, gostaria de agradecer ao Professor Gil Marques, pela orientação, disponibilidade, dedicação e conhecimentos transmitidos, na resolução de problemas que foram surgindo no desenrolar do trabalho.
À Lúcia Cordeiro pelo apoio prestado na realização deste trabalho.
A todos os meus amigos e colegas que partilharam comigo estes anos de formação, e que de uma ou outra forma, contribuíram com conselhos fundamentais para a minha formação.
Resumo
Resumo
Actualmente, procura-se cada vez mais a melhoria nos sistemas de controlo dos conversores de potência, importantes para a conversão AC/DC ou DC/AC. Com a introdução dos microprocessadores nos sistemas de controlo em detrimento do uso de componentes de electrónica, os sistemas melhoraram a sua eficiência.
Neste trabalho pretende-se estudar a implementação experimental de um sistema de controlo de um inversor de tensão, constituído por um controlador PI responsável pelo controlo da tensão no condensador e por dois controladores PI responsáveis pelo controlo das correntes dq. Para tal, recorreu-se ao uso de um DSP que possui software necessário para a realização do algoritmo do sistema de controlo proposto. As leituras das tensões e das correntes são realizadas a partir de sensores de tensão e de corrente. Para o disparo dos semicondutores do inversor é utilizado o método do PWM que compara as tensões sinusoidais com uma onda triangular.
Os resultados comprovam o correcto funcionamento no laboratório, do inversor controlado a partir do sistema proposto. O sistema responde correctamente a variações dos valores de referência, verificando-se o desacoplamento entre as componentes d e q das correntes. Verifica-se portanto, que a potência activa não é influenciada pela potência reactiva.
Palavras-chave
Abstract
Abstract
Nowadays, the demand of better power converters control systems plays an important role, for DC/AC or AC/DC conversion. With the introduction of microprocessors in control systems over the use of electronic components, systems have improved their efficiency.
This paper aims to study the experimental implementation of a voltage source inverter control system, comprising a PI controller responsible for controlling the voltage on the capacitor and two PI controllers responsible for controlling the currents in the dq axes. To this end, a DSP with software implemented was used, for the implementation of the control system proposed. The readings of voltages and currents values are taken from voltage and current sensors. For the inverter semiconductors gate signals, a PWM method that compares the sinusoidal voltages with a triangular wave was used.
The results confirm the proper functioning of the inverter, controlled by the proposed system. The system responds correctly to a variation of the reference values, verifying the decoupling between the d and q current components. Therefore, the active power is not influenced by the reactive power.
Keywords
Conteúdo
Conteúdo
Agradecimentos ... iii
Resumo ... v
Abstract ... vi
Conteúdo ... vii
Lista de Figuras ... x
Lista de Tabelas ... xiii
Lista de Acrónimos ... xiv
Lista de Símbolos ... xv
1
Introdução ... 1
1.1
Enquadramento ... 2
1.2
Motivação e Conteúdo ... 3
2
Modelo do Conversor ... 5
2.1
Conversor DC-AC ... 6
2.1.1 Introdução ... 6 2.1.2 Transformação de Clarke ... 8 2.1.3 Transformação de Park ... 92.2
Modulação por Largura de Impulsos (PWM) ...10
2.2.1 Sinusoidal PWM (SPWM) ... 10
3
Controlo do Conversor ...13
3.1
Controlo Interno da Corrente ...14
3.1.1 Síntese da cadeia de controlo interno da corrente ... 16
3.1.2 Determinação dos parâmetros do controlador PI ... 18
3.2
Controlo da Tensão ...20
3.2.1 Síntese da cadeia de controlo da tensão ... 21
3.2.2 Determinação dos parâmetros do controlador PI ... 22
3.3
Simulação do Sistema de Controlo do Conversor ...23
3.3.1 Modelo de simulação ... 23
4
Implementação do Sistema ...31
4.1
Descrição Geral do Sistema ...32
4.2
Características do Equipamento ...35
4.2.1 Inversor de tensão ... 35
4.2.2 Processador Digital de Sinais (DSP) ... 38
4.2.3 Placa de Aquisição de Sinal ... 41
4.2.4 Placa do DSP ... 42
4.3
Configuração do Sistema ...44
4.3.1 Esquema de montagem ... 444.4
Descrição do Software ...45
4.4.1 Ficheiro adc.c ... 45 4.4.2 Ficheiro medidas.s... 46 4.4.3 Ficheiro multiply.c ... 46 4.4.4 Ficheiro transf.c ... 46 4.4.5 Ficheiro PI.c ... 47 4.4.6 Ficheiro PWM.c ... 48 4.4.7 Ficheiro main.c ... 49 4.4.8 Fluxograma do sistema ... 495
Resultados ...51
5.1
Cadeia Aberta ...52
5.2
Controlo da Corrente ...57
5.2.1 Ensaio em cadeia fechada ... 57
5.3
Controlo da Tensão no Condensador ...65
5.3.1 Ensaio da cadeia de controlo da tensão ... 65
5.3.2 Subida da tensão de referência ... 65
5.3.3 Descida da tensão de referência ... 67
6
Conclusões ...69
A
Projecto da Placa de Aquisição de Sinal ...71
A.1
Sensores de Corrente ...72
A.2
Sensores de Tensão ...74
A.3
Circuito Condicionador de Sinal ...75
B
Projecto da Placa do DSP ...77
B.1
Circuito da Placa do DSP ...78
C
Código do Sistema de Controlo ...79
C.1
Ficheiro adc.c ...80
C.2
Ficheiro medidas.s ...82
C.4
Ficheiro transf.c ...84
C.4
Ficheiro PI.c ...88
C.5
Ficheiro PWM.c ...91
C.6
Ficheiro main.c ...92
C.7
Ficheiro common.h ...95
D
Folha de Dados Técnicos ...97
Lista de Figuras
Lista de Figuras
Figura 1.1. Esquema de implementação do sistema proposto. ... 3
Figura 2.1. Esquema do inversor de tensão trifásico e da sua ligação à rede eléctrica trifásica. ... 6
Figura 2.2. Diagrama fasorial da Transformação de Park. ... 8
Figura 2.3. Diagrama fasorial da transformação de Park. ...10
Figura 2.4. Princípio de funcionamento do SPWM [3]. ...11
Figura 3.1. Esquema de implementação do sistema de controlo interno da corrente do inversor de tensão. ...15
Figura 3.2. Diagrama de blocos do sistema com controlador de corrente. ...17
Figura 3.3. Diagrama de blocos simplificado sem o acoplamento entre as componentes d e q da corrente. ...17
Figura 3.4. Diagrama de blocos simplificado de acordo com o descrito em 3.1.2...18
Figura 3.5. Diagrama de blocos simplificado cuja função de transferência representada permite o dimensionamento dos parâmetros do controlador PI. ...19
Figura 3.6. Esquema de implementação do sistema de controlo de tensão com controlo interno da corrente. ...20
Figura 3.7. Esquema simplificado do sistema a controlar. ...21
Figura 3.8. Diagrama de blocos do controlo da tensão no condensador. ...22
Figura 3.9. Modelo utilizado para a simulação do sistema de controlo de tensão com controlo interno de corrente. ...24
Figura 3.10. Bloco “Current PI Controller”. ...25
Figura 3.11. Bloco “PI Controller”. ...25
Figura 3.12. Bloco “SVPWM”. ...26
Figura 3.13. Variação da tensão do condensador para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms. ...27
Figura 3.14. Resposta das correntes nas 3 fases para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms. ...27
Figura 3.15. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms. ...28
Figura 3.16. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms. ...28
Figura 3.17. Variação da tensão do condensador para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms. ...29
Figura 3.18. Resposta das correntes nas 3 fases para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms. ...29
Figura 3.19. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms. ...30
Figura 3.20. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms. ...30
Figura 4.1. Esquema de implementação do ensaio em cadeia aberta do sistema no laboratório. ...33
Figura 4.2. Esquema de implementação do ensaio em cadeia fechada do sistema de controlo da corrente no laboratório. ...33 Figura 4.3. Esquema de implementação do ensaio em cadeia fechada do sistema de controlo
da tensão no laboratório. ...34
Figura 4.4. Módulo do conversor utilizado no laboratório do fabricante SEMIKRON. ...35
Figura 4.5. Módulo de disparo de um braço de potência do conversor utilizado no laboratório. ...37
Figura 4.6. Esquemático do módulo de disparo de um braço de potência do conversor. ...37
Figura 4.7. Esquema do microprocessador dsPIC30F4011 do fabricante MICROCHIP utilizado para realizar o controlo do inversor de tensão. ...40
Figura 4.8. Placa de Aquisição de Sinal utilizada no laboratório com os componentes montados. ...42
Figura 4.9. Circuito da Placa do DSP montado no laboratório. ...43
Figura 4.10. Régua com as entradas necessárias para a interligação entre a Placa de Aquisição de Sinal e a Placa do DSP. ...43
Figura 4.11. Configuração do cabo que interliga o MPLAB ICD2 e a Placa do DSP. ...44
Figura 4.12. Esquema de montagem no laboratório. ...45
Figura 4.13. Esquema de implementação do controlador PI. ...48
Figura 4.14. Fluxograma do programa que efectua o sistema de controlo. ...50
Figura 5.1. Correntes de saída (fases a e b) do inversor trifásico com amplitude de 5 A (escala de 10mV/A). ...52
Figura 5.2. Correntes de saída (fases a e b) do inversor trifásico com amplitude de 10 A (escala de 100mV/A). ...53
Figura 5.3. Tensões compostas à saída do conversor. ...54
Figura 5.4. Tensões compostas à saída do conversor. ...54
Figura 5.5. Formas de onda da tensão e da corrente em valores por unidade, para um ensaio com uma corrente de saída de 5 A. ...55
Figura 5.6. Representação das correntes e , em valores por unidade, para um ensaio com uma corrente de saída de 5 A. ...55
Figura 5.7. Formas de onda da tensão e da corrente , em valores por unidade, para um ensaio com uma corrente de saída de 10 A. ...56
Figura 5.8. Representação das correntes e , em valores por unidade, para um ensaio com uma corrente de saída de 10 A. ...56
Figura 5.9. Resposta no tempo das correntes ( e ) do sistema para uma corrente de referência e e para (escala de 100 mV/A). ...58
Figura 5.10. Resposta no tempo das correntes ( e ) do sistema para uma corrente de referência e e para (escala de 100 mV/A). ...58
Figura 5.11. Formas de onda da tensão e da corrente , em valores por unidade, para um ensaio com uma corrente de saída de 5 A e um valor de . ...59
Figura 5.12. Representação das correntes e , em valores por unidade, para um ensaio com uma corrente de saída de 5 A e um valor de . ...59
Figura 5.13. Resposta no tempo das correntes ( e ) do sistema para uma corrente de referência e e para (escala de 10 mV/A). ...60
Figura 5.14. Resposta no tempo das correntes ( e ) do sistema para uma corrente de referência e e para (escala de 10 mV/A). ...61
Figura 5.15. Formas de onda das correntes nas 3 fases para uma variação de de 0 para 10 A e se mantém (escala de 10mV/A). ...61
Figura 5.16. Representação das correntes e , em valores por unidade, para uma variação de de 0 para 10 A e se mantém . ...62
Figura 5.17. Formas de onda das correntes nas 3 fases para uma variação de de 0 para 10 A e se mantém (escala de 10mV/A). ...63 Figura 5.18. Representação das correntes e , em valores por unidade, para uma variação
de de 0 para 10 A e se mantém . ...63 Figura 5.19. Representação das correntes e , em valores por unidade, para uma variação
de de 0 para -10 A e se mantém . ...64 Figura 5.20. Formas de onda da tensão (a amarelo), da corrente (a roxo) numa das fases e da
tensão no condensador (a azul) para um aumento de tensão no condensador de 250 V para 350 V. ...65 Figura 5.21. Resposta da corrente (a roxo) e da tensão no condensador (a azul) para uma
variação de 250 V para 350 V na tensão do condensador. ...66 Figura 5.22. Resposta no tempo da corrente para uma variação de tensão no condensador
de 250 V para 350 V. ...66 Figura 5.23. Formas de onda da tensão (a amarelo), da corrente (a roxo) numa das fases e da
tensão no condensador (a azul) para uma diminuição da tensão no condensador de 250 V para 350 V. ...67 Figura 5.24. Resposta da corrente (a roxo) e da tensão no condensador (a azul) para uma
Lista de Tabelas
Lista de Tabelas
Tabela 3.1. Parâmetros utilizados para as simulações. ...26
Tabela 4.1. Características principais do módulo do conversor do fabricante SEMIKRON. ...36
Tabela 4.2. Função de cada conector do módulo de disparo. ...38
Tabela 4.3. Valores de tensão admissíveis pelo microprocessador nas portas utilizadas. ...40
Lista de Acrónimos
Lista de Acrónimos
AC Alternating Current
ADC Analog-to-Digital Converter BJT Bipolar Junction Transistor DC Direct Current
DSP Digital Signal Processing
IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Transistor PAS Placa de Aquisição de Sinal
PD Proportional-Derivative PI Proportional-Integral PWM Pulse Width Modulation
Lista de Símbolos
Lista de Símbolos
Amplitude da tensão de saída do inversor
Sinais de comando do inversor de tensão
Corrente no condensador
Corrente que circula na carga em paralelo com o condensador
Corrente continua à entrada do inversor de tensão
Ganho Integral do controlador
Ganho Proporcional do controlador
Potência activa no referencial de Park
Potência reactiva no referencial de Park
Período de comutação do inversor de tensão
Constante de tempo da cadeia de controlo interno de corrente
Tensão no condensador
Tensão de referência no condensador
Tensões compostas à saída do inversor
Tensões nas 3 fases da rede
Frequência da modulação PWM
Correntes nas 3 fases à saída do inversor de tensão
Correntes no referencial de Park
Correntes de referência no referencial de Park
Correntes no referencial de Clarke
Tensões nas 3 fases à saída do inversor de tensão
Tensões no referencial de Park
Tensões no referencial de Clarke
Componentes da Transformação de Park
Componentes da Transformação de Clarke
Frequência angular de corte Condensador
Neutro
Resistência à saída do inversor
Ângulo entre a componente d da Transformação de Park e o eixo α Constante de tempo dos parâmetros da rede
Capítulo 1
Introdução
1 Introdução
Uma breve descrição do sistema de controlo a implementar é feita neste capítulo. Para além disso, os objectivos principais da dissertação encontram-se também definidos neste capítulo. No fim é fornecida uma estrutura dos capítulos escritos.
1.1 Enquadramento
Nos últimos anos tem-se assistido a uma procura da melhoria da qualidade de energia e da eficiência dos sistemas de potência existentes, devido à crescente instalação de geração a partir de recursos renováveis. Porém, na maior parte dos casos, a qualidade de energia é inferior comparada com a energia produzida por uma unidade de geração cuja fonte não seja instável ao longo do tempo. No sentido de proporcionar esta melhoria na qualidade de energia, é necessário que os sistemas possuam um sistema de controlo fiável e robusto.
A energia produzida a partir de uma fonte solar, por exemplo, pode ser armazenada num sistema de armazenamento. Para que esta energia seja injectada na rede é necessário convertê-la em tensão alternada, através da utilização de inversores trifásicos. Estes inversores convertem tensão contínua em tensão alternada. São constituídos por semicondutores que necessitam de um sistema de comando adequado para entrarem em condução. Para tal, hoje em dia, utilizam-se diversos sistemas de controlo, que controlam as correntes e as tensões de saída do inversor, de acordo com os valores de referência pretendidos.
Muitos dos sistemas de controlo anteriormente realizados utilizavam muitos componentes electrónicos, o que, em caso de avaria de algum componente, trazia grandes problemas de fiabilidade e de robustez. Com a introdução de microprocessadores (como é o caso dos DSP’s) nos sistemas de controlo, reduziu-se o número de componentes electrónicos e o espaço que estes ocupam e a eficiência do sistema melhorou.
Este trabalho tem como objectivo estudar a implementação no laboratório de um sistema de controlo de um conversor, controlado por um DSP, que contém software para a realização do controlo de tensão com cadeia de controlo interno de corrente.
Para que este controlo seja possível ser implementado é necessário que o sistema proposto contenha sensores de corrente e de tensão indispensáveis para a leitura dos valores de corrente e de tensão no DSP. Após estes valores estarem disponíveis no microprocessador, as rotinas para implementação dos controladores PI da tensão no condensador e das correntes entram em funcionamento. A Figura 1.1 apresenta o esquema de implementação simplificado no laboratório.
Rede DSP ia ib va vb Udc 6 sinais PWM Inversor PAS R L Udc
Figura 1.1. Esquema de implementação do sistema proposto.
1.2 Motivação e Conteúdo
Com o presente trabalho pretende-se verificar a influência dos controladores PI no sistema de controlo e a sua implementação num microprocessador. Outro ponto importante que se pretende verificar é a resposta do sistema a perturbações impostas, por forma a proporcionar a estabilidade do sistema a implementar.
A dissertação é constituída por 6 capítulos: Capítulo 1 – Introdução
Capítulo 2 – Modelo do Conversor Capítulo 3 – Controlo do Conversor Capítulo 4 – Implementação do Sistema Capítulo 5 – Resultados
Capítulo 2
Modelo do Conversor
2 Modelo do Conversor
Neste capítulo encontra-se uma descrição geral da topologia de um conversor DC-AC e do seu modelo, onde são focadas as suas equações. São descritas também as transformações de variáveis necessárias para simplificar a implementação do sistema de controlo, tais como a Transformação de Clarke e a Transformação de Park.
No final do capítulo encontra-se a descrição detalhada do método de modulação por largura de impulso de tensões utilizado neste trabalho, denominado por Sinusoidal Pulse Width Modulation e vulgarmente conhecido como SPWM.
2.1 Conversor DC-AC
2.1.1 Introdução
Um conversor DC-AC aceita tensão contínua (DC) à sua entrada, proveniente de um condensador ou de um outro sistema de armazenamento de energia, e converte-a em tensão alternada sinusoidal (AC).
Tipicamente utilizam-se IGBT’s (Insulated Gate Bipolar Transistor), para a conversão. Este tipo de semicondutor é adequado para sistemas de electrónica de potência com tensões e potências elevadas, onde o sistema de controlo é extremamente rápido e que requerem uma frequência de comutação elevada. Estes dispositivos melhoram a performance dos sistemas de electrónica de potência, aumentando a eficiência e diminuído o nível de ruído audível.
Usualmente, um IGBT é conhecido como um dispositivo com as características de entrada de um MOSFET e com as características de saída de um BJT (Bipolar Junction Transistor). O IGBT combina a facilidade de controlo do disparo e a elevada impedância de entrada dos MOSFET, com a capacidade, dos transístores bipolares, de funcionamento com valores de corrente e tensão elevados. Para além disso, os IGBT’s apresentam baixas perdas de condução, que caracterizam os transístores bipolares [1].
Actualmente no mercado existem conversores constituídos por módulos IGBT compactos, e que utilizam poucos componentes de electrónica.
O esquema geral do inversor de tensão trifásico encontra-se representado na Figura 2.1.
Udc R L R L L R Ga Ga Gb Gb Gc Gc ua uc ub Ic Idc ia ib ic ea eb ec S1 S2 S3 S4 S5 S6 Rede
O inversor de tensão trifásico é constituído por seis semicondutores dispostos por 3 braços, cada um com dois semicondutores. A tensão contínua armazenada no condensador irá ser convertida em tensão alternada sinusoidal e sincronizada com a tensão da rede. A protecção do inversor é assegurada pelos díodos colocados em antiparalelo com os semicondutores.
Para o modelo do conversor considera-se que a potência é positiva quando circula do circuito de tensão contínua para a rede eléctrica.
O estado de comutação do inversor pode assim ser determinado por três funções, uma por cada braço de potência. As tensões de saída do inversor são definidas por
(2.1) (2.2)
. (2.3)
Estas tensões são determinadas apenas pelo valor da tensão no condensador e pelos sinais de comando dos semicondutores. Para o modelo do conversor é mais conveniente utilizar as tensões do lado da rede, referidas ao ponto neutro. Essas tensões simples devem verificar a relação
. (2.4)
As tensões compostas são dadas por
(2.5) (2.6)
. (2.7)
Colocando as tensões simples em função das tensões compostas (2.5), (2.6) e (2.7), obtém-se (2.8) (2.9)
. (2.10)
As tensões compostas também devem verificar a relação
. (2.11)
Após manipulações algébricas, as tensões do lado da rede em função dos sinais de comando podem obter-se através das equações
(2.12) (2.13)
Com o objectivo de simplificar os cálculos a efectuar para controlar o disparo dos semicondutores é necessário realizar transformações de variáveis. Para transformar o sistema trifásico variável num sistema difásico invariável são efectuadas duas transformações: a Transformação de Clarke e a Transformação de Park. Estas transformações irão ser descritas nos subcapítulos seguintes.
2.1.2 Transformação de Clarke
A transformação de Clarke consiste em representar um sistema de grandezas vectoriais trifásicas de soma nula (ou seja, sem componente homopolar), tais como tensões ( , e ) ou correntes ( , e ), num referencial ortogonal difásico αβ. Com esta transformação, a manipulação das tensões e correntes do conversor é simplificada [2].
A conversão do sistema trifásico abc num sistema estático αβ0 caracteriza-se pela equação
. (2.15)
Fazendo coincidir o eixo α com a fase a e, sabendo que a componente homopolar é nula, a transformação pode ser dada por
. (2.16)
As transformações (2.15) e (2.16) convertem no sistema difásico tanto as tensões como as correntes de um sistema trifásico. Na Figura 2.2 encontra-se representado o diagrama fasorial desta conversão.
x
α βx
βb
c
x
αa
Da mesma forma, a conversão do sistema difásico para o sistema trifásico é possível através da Transformação Inversa de Clarke. Para esse efeito é utilizada a expressão (2.17).
. (2.17)
2.1.3 Transformação de Park
A transformação de Park consiste na passagem do referencial difásico αβ, para um referencial ortogonal difásico dq, síncrono com a tensão da rede, que roda a uma velocidade angular e que faz um ângulo com o eixo α. Este referencial encontra-se representado na Figura 2.3. O eixo d representa a componente directa das tensões ou correntes, e o eixo q representa a componente em quadratura das tensões ou correntes a transformar.
Uma das grandes vantagens desta transformação consiste no facto de que as tensões ou as correntes, após a transformação, tomam valores contínuos e não sinusoidais, tornando-se assim num sistema invariante no tempo, simplificando todas as manipulações matemáticas com tensões e correntes.
A sincronização das tensões de saída do conversor com as tensões de referência da rede é realizada através desta transformação.
A expressão que traduz a transformação de Park é dada por
. (2.18)
Na expressão (2.18),
(2.19)
x
d βx
qb
c
x
αa
q
d
θ ωFigura 2.3. Diagrama fasorial da transformação de Park.
Da mesma forma, a Transformação Inversa de Park permite a conversão do sistema difásico dq com referencial girante para o sistema difásico αβ, através de
. (2.21)
2.2 Modulação por Largura de Impulsos (PWM)
2.2.1 Sinusoidal PWM (SPWM)
Um inversor é, normalmente, utilizado juntamente com máquinas eléctricas de velocidade variável para produzir tensões alternadas, sinusoidais, trifásicas e variáveis a partir de uma fonte de tensão contínua. Uma vez que a tensão alternada é definida por duas características, como a amplitude e a frequência, é essencial arranjar uma estratégia que permita o controlo destas grandezas.
Existem várias técnicas de modulação de largura de impulso (PWM – Pulse Width Modulation). Uma técnica bem conhecida e utilizada em muitas aplicações consiste na técnica de modulação sinusoidal denominada Sinusoidal Pulse Width Modulation (PWM).
Esta técnica consiste na comparação das ondas de tensão trifásicas sinusoidais modulantes, que se pretendem à saída do inversor, com uma onda triangular portadora, com uma determinada
frequência. Na Figura 2.4 encontra-se o princípio de funcionamento deste tipo de modulação sinusoidal.
Figura 2.4. Princípio de funcionamento do SPWM [3].
Para que sejam criadas as ondas sinusoidais pretendidas, desfasadas de 120º entre cada braço, o método realiza a modulação com ondas sinusoidais com baixa frequência e amplitude definida pelo índice de modulação, e com ondas portadoras triangulares de alta frequência. O índice de modulação encontra-se compreendido entre 0 e 1. Esta técnica encontra-se descrita mais detalhadamente em [4] e [5].
Neste tipo de modulação, a tensão de saída é positiva se a onda modulante é maior (em módulo) do que a onda portadora e negativa se a onda modulante for menor (em módulo) que a onda portadora, como se verifica na Figura 2.4.
Os semicondutores do conversor são comandados tendo em conta que quando o sinal de comando do disparo é positivo, o semicondutor entra em condução. Os sinais de disparo dos semicondutores
superiores de cada braço devem estar desfasados de 120º entre cada um, enquanto que os sinais de disparo dos semicondutores inferiores de cada braço devem ser complementares dos sinais dos semicondutores superiores.
Como os tempos de entrada em condução dos semicondutores são normalmente inferiores aos tempos de entrada ao corte, é necessário introduzir os tempos mortos entre os sinais de disparo dos semicondutores superiores e inferiores, para prevenir eventuais curto-circuitos [5].
Anteriormente, esta técnica era aplicada através da utilização de um circuito analógico, que era muito complexo e difícil de implementar. Actualmente, e com o grande avanço tecnológico na área de controlo de sistemas de potência, a geração dos sinais PWM passaram a ser de origem digital. Isto traz inúmeras vantagens, entre as quais a capacidade da frequência da onda portadora ser muito superior, o que melhora bastante as formas de onda que se desejam obter. Para além disso, como não usam circuito analógico, não estão sujeitos ao ruído adjacente a estes sinais.
A implementação digital do PWM permite maior flexibilidade na implementação de um sistema de controlo de um conversor, devido à simplificação da sua implementação.
Capítulo 3
Controlo do Conversor
3 Controlo do Conversor
Neste capítulo encontra-se uma descrição geral do sistema de controlo do inversor de tensão trifásico, a partir do modelo descrito no capítulo anterior. O controlo do conversor é assegurado pelo controlo da tensão aos terminais do condensador e pelo controlo interno das correntes de saída do inversor. No final do capítulo é feita uma descrição detalhada da simulação deste sistema de controlo do inversor de tensão trifásico, realizada em ambiente MATLAB/SIMULINK.
3.1 Controlo Interno da Corrente
Com o modelo do conversor e o PWM já definidos, é possível agora discutir o controlo de corrente do inversor de tensão trifásico. Como foi dito anteriormente, o disparo dos semicondutores do inversor é comandado através do sistema de controlo das correntes de saída do inversor. Existem vários métodos para controlar estas correntes. Porém, apenas um dos métodos será descrito em pormenor neste capítulo.
As várias técnicas existentes para controlar as correntes do inversor podem ser agrupadas em dois grupos principais. O primeiro grupo engloba todos os métodos de controlo de corrente que operam num referencial estacionário (referencial difásico αβ), enquanto que o segundo grupo inclui técnicas de controlo de corrente cujos controladores operam num referencial girante (referencial difásico dq). O controlo de corrente num referencial estacionário é tipicamente implementado analogicamente. Uma das técnicas mais utilizadas consiste no controlo de corrente que inclui um comparador de histerese, que compara a corrente de saída do conversor com a corrente de referência decidindo assim qual o dispositivo a colocar em condução. A grande desvantagem deste tipo de controlo está relacionada com a frequência de comutação do inversor ser variável, num dado período da tensão de saída. Assim, podem ocorrer alguns desvios de amplitude e de fase da tensão de saída, sendo necessário por isso a introdução de um compensador. O compensador mais usual é o compensador PI (Proporcional-Integral).
No caso do controlo de máquinas eléctricas, quando estas operam a velocidades baixas, a força electromotriz é baixa, o que permite uma melhor compensação do erro entre o valor de referência da corrente com o valor actual. Por outro lado, quando as máquinas eléctricas funcionam a velocidades altas, o erro entre o valor de referência da corrente com o valor actual é superior e, portanto mais difícil de compensar. Este problema pode ser resolvido através da utilização do controlo de corrente num referencial girante.
O controlo de corrente num referencial girante é o mais adequado para ser uma implementação digital. O principal objectivo deste tipo de controlo consiste no facto de que este tipo de controladores, constituídos por compensadores do tipo PI, processa sinais contínuos. O controlador proposto para o sistema de controlo do inversor existente no laboratório será então deste tipo. As saídas do controlador de corrente serão as tensões de entrada do modulador SPWM, que gera os seis sinais de disparo dos semicondutores do inversor de tensão. Mais uma vez, este tipo de controlo, juntamente com o SPWM, constitui a solução mais frequente para implementação digital de um sistema de controlo de um inversor de tensão trifásico.
Os compensadores podem ser de vários tipos, cada um deles específico para cada situação. Um compensador só com ganho Proporcional (P) não garante erro estático nulo. O compensador Proporcional (P) faz com que o controlador produza uma resposta em função do erro, ou seja, à
medida que o erro aumenta, o ganho Proporcional (P) também aumenta para que a correcção seja possível. O efeito do ganho Proporcional diminui quando o erro se aproxima do zero, para o qual não converge. O resultado é o aparecimento de um pequeno erro estático. Além disso, para ganhos elevados pode originar instabilidade. Por outro lado, um compensador só com acção Integral (I) origina um sistema com uma resposta lenta, pois aumenta o tempo de estabelecimento, apesar de eliminar o erro estático ao introduzir um pólo na origem da função de transferência do controlador. Quando se adiciona um compensador com acção derivativa (D) a um compensador do tipo Proporcional, o controlador torna-se muito sensível a variações do erro. Apesar de adicionar amortecimento ao sistema, melhorando a estabilidade, o compensador Proporcional-Derivativo (PD) acentua o ruído de alta frequência, o que pode provocar variações excessivas no período do PWM. Devido a esse facto, muitos controladores não possuem acção derivativa [6].
Considerando estes aspectos, o ideal consiste em escolher um compensador que seja eficiente e de implementação simples. Assim, o compensador Proporcional-Integral (PI) constitui a melhor solução, pois e adequado para sistemas com alterações de carga frequentes.
O sistema de controlo das correntes de saída do inversor de tensão encontra-se esquematizado na Figura 3.1. Este sistema é constituído por duas cadeias de controlo interno da corrente. Na transformação de Park e na transformação inversa de Park, os valores do e do são obtidos a partir das tensões de saída do inversor [7], através da utilização das equações (2.19) e (2.20).
Udc ua uc ub ia ib ic Rede αβ dq αβ abc iα iβ sinθ cosθ id iq uα uβ PWM ud uq id * iq * + + -PI PI αβ dq αβ abc sinθ cosθ
Figura 3.1. Esquema de implementação do sistema de controlo interno da corrente do inversor de tensão.
3.1.1 Síntese da cadeia de controlo interno da corrente
Para controlar as correntes de saída do inversor de tensão trifásico é necessário recorrer ao seu modelo, descrito em 2.1. Analisando a Figura 2.1, as tensões de saída do inversor são dadas por
. (3.1)
A implementação mais simples do sistema de controlo de corrente consiste em considerar o inversor de tensão a funcionar com frequência fixa e com as correntes controladas no referencial girante difásico dq, associado às tensões da rede. Para isso, é necessário aplicar as devidas transformações de variáveis às tensões em (3.1). Aplicando as transformações de Clarke e de Park vem
(3.2)
. (3.3)
Com o objectivo de melhorar a performance dos controladores, tipicamente introduzem-se sistemas de desacoplamento, como se verifica em (3.3). Resolvendo as equações em (3.3) em ordem a e
, resulta
(3.4)
. (3.5)
Sabendo que a constante de tempo , as equações (3.4) e (3.5) ficam
(3.6)
. (3.7)
De acordo com as equações (3.6) e (3.7) é possível representar sob a forma de um diagrama de blocos o sistema de controlo das correntes de saída do inversor. O diagrama de blocos encontra-se representado na Figura 3.2. O diagrama de blocos encontra-se dividido em duas partes: uma parte que representa o controlador PI, representado com o nome CONTROLLER, e uma segunda parte que representa o modelo do sistema a controlar, denominada PLANT.
id iq ud uq id* iq * ωL ωL ωL ωL CONTROLLER PLANT C(s) C(s) 1 R(1+sτ) 1 R(1+sτ) ed eq + + + + + -+ + +
-Figura 3.2. Diagrama de blocos do sistema com controlador de corrente.
Nas equações (3.6) e (3.7) verifica-se que existe um acoplamento entre as componentes d e q da corrente do conversor. Porém, este acoplamento pode afectar o desempenho do controlador. Por isso é necessário que seja feito o desacoplamento dessas componentes para o controlo das correntes. Este desacoplamento entre as duas malhas de controlo encontra-se representado na parte do controlador (CONTROLLER) da Figura 3.2. Anulando o acoplamento entre as componentes d e q das correntes através da introdução do circuito de desacoplamento, o diagrama de blocos do sistema com controlador de corrente é simplificado para o diagrama de blocos da Figura 3.3.
id iq ud uq id * iq * 1 R(1+sτ) 1 R(1+sτ) ed eq + + -- -+ + C(s) C(s)
Figura 3.3. Diagrama de blocos simplificado sem o acoplamento entre as componentes d e q da corrente.
3.1.2 Determinação dos parâmetros do controlador PI
A implementação do controlador para este sistema é simples. Nesta secção encontram-se demonstrados os vários passos de cálculo e opções tomadas na determinação dos parâmetros do controlador PI. A função de transferência do controlador PI é dada por
. (3.8)
Os valores dos ganhos proporcional e integral na expressão (3.8) determinam-se a partir de
(3.9)
. (3.10)
Para determinar o valor das constantes e é necessário considerar que a síntese do controlador PI deve ser realizada de modo a compensar a constante de tempo , ou seja, colocando o zero do PI sobre o pólo do filtro. Para isso, é necessário considerar
. (3.11)
Desta forma, e desprezando as perturbações e , o diagrama de blocos da Figura 3.3 pode ainda ser simplificado, de acordo com os diagramas de blocos que se encontram representados na Figura 3.4 e na Figura 3.5. id iq ud uq id * iq * 1 R(1+sτ) 1 R(1+sτ) + + -- 1 + sTn sTi 1 + sTn sTi
id * iq* + + -G(s) id G(s) iq
Figura 3.5. Diagrama de blocos simplificado cuja função de transferência representada permite o dimensionamento dos parâmetros do controlador PI.
Sabendo que a resposta em cadeia fechada do diagrama de blocos da Figura 3.5 é dada por
. (3.12)
Assim, o controlador é dimensionado de modo a se obter uma frequência de corte, em função de , dada por
. (3.13)
Logo, a constante pode-se determinar a partir da frequência de corte, ou seja
. (3.14)
Os parâmetros do controlador PI serão então
(3.15)
. (3.16)
Através de (3.15) e (3.16) verifica-se que estes dois parâmetros dependem dos parâmetros da rede (R e L). O parâmetro L tem de ser dimensionado criteriosamente pois uma baixa indutância poderá levar a um aumento de corrente significativo. Por outro lado, um valor elevado da indutância diminuirá o valor da corrente mas diminui a capacidade de operação do inversor.
Para se obter uma protecção contra curto-circuitos, os valores de referência das correntes são limitados a determinados valores.
A queda de tensão máxima na bobine é controlada pela tensão contínua armazenada no condensador. Assim, uma corrente elevada requer não só uma elevada tensão contínua armazenada
Para a determinação do parâmetro L óptimo utiliza-se a expressão [9]
.
(3.17)Na expressão (3.17) corresponde à tensão no condensador, corresponde à tensão de saída do inversor e corresponde à corrente que circula na bobine à saída do inversor.
3.2 Controlo da Tensão
Para que o sistema de controlo do inversor fique completo é necessário controlar a tensão da fonte contínua, ou seja, a tensão do condensador . O objectivo do controlo de tensão é alterar os valores de referência das correntes da cadeia de controlo interno da corrente, mencionadas na secção 3.1. Trata-se de um sistema de dupla realimentação e o esquema de implementação da Figura 3.1 é alterado para o esquema representado na Figura 3.6 [10].
Udc ua uc ub ia ib ic Rede αβ dq αβ abc iα iβ sinθ cosθ id iq uα uβ PWM ud uq id* iq* + + -PI PI αβ dq αβ abc sinθ cosθ + - PI Udc *
Figura 3.6. Esquema de implementação do sistema de controlo de tensão com controlo interno da corrente.
O sistema de controlo representado na Figura 3.6 é constituído por duas cadeias de controlo das correntes de saída do inversor e por uma cadeia de controlo da tensão do condensador, que estabelece a corrente de referência segundo o eixo d. A componente segundo o eixo q pode ser usada para controlar a potência reactiva trocada entre o inversor e a rede, enquanto que a
componente segundo o eixo d controla a potência activa. Usualmente, a corrente de referência segundo o eixo q considera-se nula, o que permite maximizar o factor de potência.
Este controlo vai permitir que as correntes do lado alternado tenham a capacidade de seguir as correntes de referência impostas pelo controlo da tensão no condensador.
3.2.1 Síntese da cadeia de controlo da tensão
A escolha do compensador é mais uma vez importante. A utilização de compensadores dos tipos Proporcional (P) e Proporcional-Derivativo (PD) não garantem erro estático nulo e, logo não são apropriados. Para dimensionar os parâmetros do controlo de tensão é necessário aplicar um compensador Proporcional-Integral (PI), pois este garante erro estático nulo e é apropriado para este tipo de sistemas [5].
O erro entre o valor de referência da tensão do condensador e o valor actual é determinado e aplicado ao compensador PI, que estabelece o valor de referência da componente d da corrente. A Figura 3.7 apresenta as correntes no circuito de tensão contínua que auxiliam o sistema de controlo da tensão contínua aos terminais do condensador.
U
dcRede
I
dcI
cargaI
cR
L
R
L
L
R
Figura 3.7. Esquema simplificado do sistema a controlar.
Um dos principais objectivos do sistema de controlo do conversor consiste em controlar a potência activa e a potência reactiva de saída do conversor. Desta forma, as componentes segundo o eixo d da tensão e da corrente do referencial girante difásico controlarão a potência activa entregue à rede, enquanto que as componentes segundo o eixo q controlarão a potência reactiva. As potências activa e reactiva podem então ser dadas por
(3.18)
. (3.19)
Considerando que se pretende maximizar o factor de potência, a potência reactiva é imposta nula. Como a potência do conversor se considera constante, a potência aos terminais do condensador será
. (3.20) Por sua vez, através da análise da Figura 3.7, a corrente do lado contínuo do condensador corresponde a
. (3.21)
Substituindo a equação (3.21) em (3.20), a equação (3.18) pode ser alterada para
. (3.22)
Além disso, a corrente que passa no condensador é dada por
. (3.23)
O diagrama de blocos do controlo da tensão no condensador encontra-se representado na Figura 3.8. Analisando o diagrama de blocos da Figura 3.8 constata-se que é possível controlar a tensão no condensador a partir da corrente .
A resposta da cadeia de controlo interno da corrente pode ser representada pela função de transferência com um atraso de da Figura 3.8.
Udc id* Udc* 1 1+sTp Icarga + -+ C(s) 1 sC Udc ed id Idc Ic
Figura 3.8. Diagrama de blocos do controlo da tensão no condensador.
3.2.2 Determinação dos parâmetros do controlador PI
O sistema de controlo de tensão é constituído por um compensador PI. Este compensador deve ser dimensionado de maneira a que o sistema em cadeia fechada se mantenha estável e que tenha uma boa resposta para a eliminação de possíveis perturbações.
A função de transferência do compensador existente na Figura 3.8 será do mesmo tipo da função de transferência em (3.8). Com o objectivo do sistema de controlo ter uma resposta rápida a uma perturbação, os ganhos proporcional e integral para o controlador, devem ser dados pelas equações
. (3.25) As equações (3.24) e (3.25) são obtidas através do critério de simetria, que corresponde ao melhor método para eliminar eventuais perturbações externas, que no caso em estudo estão relacionadas com a corrente que circula na carga.
Tal como no controlo interno da corrente são introduzidos os limitadores, para limitar a corrente de curto-circuito do conversor e para que o conversor nunca gere correntes acima do valor nominal da corrente.
3.3 Simulação do Sistema de Controlo do Conversor
Nesta secção encontram-se expostos os procedimentos envolvidos na simulação do sistema de controlo do conversor, utilizando o ambiente MATLAB/SIMULINK como ferramenta de trabalho. Inicialmente é feita uma análise detalhada dos blocos constituintes do modelo para o sistema considerado, baseada nas características da cadeia de controlo interno de corrente e da cadeia de controlo da tensão do condensador, definidas em 3.1 e em 3.2, respectivamente.
As diversas simulações do sistema de controlo permitem o dimensionamento correcto e adequado dos parâmetros do sistema. É esse um dos objectivos principais das simulações. Estes parâmetros podem ser depois implementados no microprocessador.
Por fim, os resultados das simulações vão permitir que seja possível efectuar uma comparação destes resultados simulados com os resultados obtidos experimentalmente no laboratório.
3.3.1 Modelo de simulação
O modelo de simulação considerado contempla o controlo da potência activa e da potência reactiva através do controlo da tensão aos terminais do condensador.
Na Figura 3.9 apresenta-se o esquema geral do modelo utilizado para a simulação do sistema de controlo de tensão com controlo interno de corrente, realizado em MATLAB/SIMULINK. Na parte inferior da Figura 3.9 encontra-se o sistema de potência, constituído pelo condensador, o conversor e a rede trifásica, e na parte superior da Figura 3.9 encontra-se o sistema de controlo a ser implementado digitalmente no microprocessador, onde se incluem os controladores PI e o SVPWM, responsáveis pelo comando dos semicondutores do inversor de tensão.
Figura 3.9. Modelo utilizado para a simulação do sistema de controlo de tensão com controlo interno de corrente.
Os blocos da parte inferior da Figura 3.9 correspondem ao sistema de potência que se pretende controlar, de acordo com o esquema da Figura 3.7. O bloco “Universal Bridge” corresponde ao inversor de tensão trifásico constituído por IGBT’s comandados através do SVPWM. A rede trifásica de 400 V de tensão composta a 50 Hz encontra-se representada pelo bloco “Three-Phase Source”. Para completar o esquema, a fonte de tensão contínua é representada pelo condensador C. Os parâmetros destes blocos estão definidos no ponto 3.3.2.
Na parte superior está implementado o sistema de controlo de acordo com a Figura 3.6. O bloco “Discrete PI Controller” corresponde ao compensador PI do controlo de tensão discutido em 3.2. Este compensador PI apresenta os limitadores descritos anteriormente.
O bloco “Current PI Controller” simula a cadeia de controlo interno de corrente, como se encontra descrito no diagrama de blocos da Figura 3.2. Este bloco está representado na Figura 3.10.
Neste bloco são aplicadas as devidas transformações às correntes e às tensões trifásicas, nomeadamente as transformações de Clarke e de Park, bem como as respectivas transformações inversas, descritas em 2.1.1 e em 2.1.2, de acordo com a Figura 3.6. O bloco “PI Controller” simula o controlador da Figura 3.2, e encontra-se representado na Figura 3.11, onde é possível verificar a introdução do desacoplamento.
Figura 3.10. Bloco “Current PI Controller”.
Figura 3.11. Bloco “PI Controller”.
O bloco “SVPWM” corresponde ao bloco que gere os seis sinais de comando necessários para disparar os semicondutores do inversor trifásico. Este bloco está representado na Figura 3.12.
Figura 3.12. Bloco “SVPWM”.
3.3.2 Parâmetros de simulação
Os parâmetros utilizados para as simulações do sistema de controlo do conversor encontram-se na Tabela 3.1.
Tabela 3.1. Parâmetros utilizados para as simulações.
Parâmetros Descrição Valores Unidades
C Condensador do lado DC do sistema 4700 μF R Parâmetro da rede 0,1 Ω L Parâmetro da rede 15 mH fPWM Frequência do PWM 4000 Hz
TS Período de comutação dos semicondutores 0,00025 s
TP Tempo de resposta do sistema de controlo de corrente 5 ms
Kpi Ganho proporcional do controlador de corrente 81,6
Kii Ganho integral do controlador de corrente 314
Kpu Ganho proporcional do controlador de tensão 0,3
3.3.3 Análise de resultados
Para o teste do sistema de controlo descrito anteriormente realizaram-se duas simulações. A primeira simulação consistiu em realizar uma variação de escalão na tensão de referência do condensador. De seguida analisaram-se as formas de onda para este aumento da tensão no condensador de 1000 V iniciais para 1100 V, aos 10 ms. Nas figuras 3.13 e 3.14 encontram-se, respectivamente, as respostas no tempo da tensão no condensador e das correntes nas 3 fases da rede.
Figura 3.13. Variação da tensão do condensador para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms.
Figura 3.14. Resposta das correntes nas 3 fases para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms.
As figuras 3.15 e 3.16 apresentam as respostas no tempo das componentes d e q do sistema, respectivamente, para um aumento da tensão no condensador. Como se verifica, uma variação na tensão do condensador apenas influencia a componente d da corrente. Desta forma, as duas componentes encontram-se desacopladas. Para além disso, verifica-se que o tempo de resposta é de cerca de 30 ms.
Figura 3.15. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms.
Figura 3.16. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms.
A segunda simulação consistiu em introduzir, para além do primeiro escalão, um outro escalão aos 30 ms, na componente q da corrente. As respostas no tempo encontram-se nas figuras 3.17, 3.18, 3.19 e 3.20.
Figura 3.17. Variação da tensão do condensador para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms.
Figura 3.18. Resposta das correntes nas 3 fases para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms.
Figura 3.19. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms.
Figura 3.20. Resposta da corrente para uma entrada em escalão na tensão de referência do condensador aos 10 ms e na corrente aos 30 ms.
Mais uma vez se verifica o desacoplamento das duas componentes da corrente, pois uma variação na componente q da corrente não influencia a resposta da componente d da corrente. Para além disso, é possível verificar a rápida resposta da cadeia de controlo interno da corrente, que para uma variação na componente q da corrente, o tempo de resposta é de cerca de 5 ms.
Capítulo 4
Implementação do Sistema
4 Implementação do Sistema
Neste capítulo encontra-se a descrição detalhada do sistema de controlo do conversor implementado no microprocessador, bem como das características dos diversos equipamentos indispensáveis para a realização do sistema de controlo.
Inicialmente descreve-se o equipamento utilizado e no fim do capítulo, auxiliado por um fluxograma, são explicadas as funções e rotinas utilizadas que se encontram nos ficheiros que implementam o sistema de controlo.
4.1 Descrição Geral do Sistema
O sistema a implementar no laboratório para controlar o inversor trifásico de tensão a partir da tensão aos terminais do condensador e das correntes de saída do inversor é constituído pelo seguinte equipamento auxiliar:
Placa de Aquisição de Sinal (PAS); Processador Digital de Sinais (DSP).
A Placa de Aquisição de Sinal é responsável por adquirir os sinais de tensão e de corrente necessários ao sistema de controlo. Os sinais são adquiridos através da utilização de sensores de corrente e de tensão, que transformam estes sinais em tensões compreendidas entre certos valores, permitindo assim a entrada destes sinais analógicos no DSP para serem processados. Para que seja possível realizar o sistema de controlo de corrente proposto basta apenas ler as correntes em duas das fases, bem como apenas duas tensões de saída do conversor. Por outro lado, para o controlo da tensão aos terminais do condensador é necessário que a Placa de Aquisição de Sinal possua mais um sensor de tensão para a leitura desta tensão.
O Processador Digital de Sinais vai receber então as duas correntes, as duas tensões das fases e a tensão aos terminais do condensador lidas nos sensores e vai gerar os seis sinais de comando do disparo dos semicondutores do conversor. O processador vai possuir software capaz de realizar o controlo da tensão aos terminais do condensador assim como do controlo das correntes de saída do inversor.
A metodologia utilizada para a implementação deste sistema completo corresponde à realização dos ensaios seguintes:
Ensaio em cadeia aberta;
Ensaio em cadeia fechada da cadeia de controlo da corrente;
Ensaio em cadeia fechada da cadeia de controlo da tensão com controlo interno de corrente. O ensaio em cadeia aberta tem como principal objectivo a calibração dos parâmetros do controlador PI do controlo de corrente, bem como dos valores das correntes de referência a serem convertidos para o formato lido pelo microprocessador. O esquema de implementação deste ensaio no laboratório encontra-se representado na Figura 4.1. Neste ensaio são lidas as grandezas indicadas na Figura 4.1.
O ensaio em cadeia fechada realiza o controlo de corrente dimensionado no microprocessador, com os valores já configurados no ensaio em cadeia aberta. Este ensaio encontra-se representado no esquema de implementação da Figura 4.2.
Por fim, o ensaio em cadeia fechada do controlo de tensão permite controlar a tensão aos terminais do condensador para o valor de referência pretendido. Para tal é necessário realizar a configuração
da Figura 4.3, para a implementação do sistema de controlo da tensão do condensador com controlo interno de corrente. Este ensaio corresponde à implementação completa do sistema de controlo proposto para o inversor trifásico e nele são lidas as grandezas indicadas na figura correspondente.
DSP ia ib va vb Udc 6 sinais PWM Rectificador Inversor PAS R L Rede
Figura 4.1. Esquema de implementação do ensaio em cadeia aberta do sistema no laboratório.
Rede DSP ia ib va vb Udc 6 sinais PWM Rectificador Inversor PAS R L
Rede DSP ia ib va vb Udc 6 sinais PWM Inversor PAS R L Udc
Figura 4.3. Esquema de implementação do ensaio em cadeia fechada do sistema de controlo da tensão no laboratório.
Por razões relacionadas com a alimentação do microprocessador, este é ligado a uma placa denominada Placa do DSP, cuja função consiste em alimentar o processador e fazer a interligação do DSP com os módulos de disparo do inversor.
O conversor utilizado no laboratório para este trabalho, que vai ser descrito detalhadamente na secção seguinte, contém um rectificador que ligado à rede gera uma tensão contínua que irá estar disponível aos terminais do condensador.
De maneira a garantir a segurança do ensaio em cadeia fechada do sistema de controlo da tensão coloca-se uma carga com uma determinada resistência para impedir que a corrente no condensador aumente muito rapidamente, em caso de o sistema se tornar instável.
As bobines L existentes no laboratório e que se encontram representadas nas figuras anteriores têm o valor de 15 mH. A resistência R tem um valor muito baixo, e para os cálculos de dimensionamento considerou-se um valor de resistência na ordem de 1 Ω.
4.2 Características do Equipamento
4.2.1 Inversor de tensão
O módulo do conversor existente no laboratório a ser controlado pelo sistema proposto neste trabalho é constituído por três equipamentos principais:
O inversor trifásico de 3 braços com os módulos de disparo incluídos; Quatro condensadores de 4700 μF;
Rectificador para carregar o condensador a partir de uma fonte de corrente alternada.
O inversor de tensão contém os 6 semicondutores (do tipo IGBT) dispostos por 3 braços de potência, como referido no Capítulo 2. O disparo destes é efectuado por 3 módulos de disparo existentes na estrutura do módulo do conversor, que possuem a capacidade para comandar o disparo dos semicondutores superiores e dos semicondutores inferiores, através do método PWM. Estes seis sinais de disparo PWM são provenientes da Placa do DSP, que irá ser explicada nos pontos seguintes.
Os quatro condensadores de 4700 μF encontram-se dispostos da seguinte forma: 2 em série em paralelo com outros 2 também em série. Cada condensador consegue suportar até um valor de tensão de 450 V. Com a configuração referida anteriormente, a tensão contínua máxima que o conjunto dos condensadores, constituído pelos 4 condensadores, consegue suportar no total é de 800 V.
O módulo do conversor utilizado neste trabalho que contém todo o equipamento necessário para o funcionamento do sistema de controlo do inversor de tensão corresponde ao modelo do fabricante SEMIKRON como se encontra representado na Figura 4.4.
Condensador
Módulo de disparo
Nas montagens da Figura 4.1 e da Figura 4.2 o condensador C, que corresponde ao condensador equivalente da configuração referida anteriormente, é carregado através do rectificador existente no módulo do conversor que se encontra alimentado por uma tensão alternada do secundário do autotransformador ligado à rede, que regula o valor da tensão que se encontra disponível aos terminais do condensador. Para a montagem do sistema de controlo de tensão, o rectificador deixa de estar em funcionamento e o funcionamento do conversor fica controlado pelo sistema de controlo completo proposto.
As características mais importantes do módulo do conversor e dos seus constituintes encontram-se resumidos na Tabela 4.1.
Tabela 4.1. Características principais do módulo do conversor do fabricante SEMIKRON.
Símbolo Descrição Valor Unidade
Corrente eficaz 50 A
Tensão alternada de entrada para o rectificador que carrega o
condensador 380 V
Tensão contínua máxima suportada no condensador 800 V Frequência de comutação máxima 10 kHz Capacidade do condensador equivalente 4700 μF Rendimento do conversor 98 %
O módulo de disparo que se encontra na estrutura do conversor é o que se encontra na Figura 4.5. O esquemático deste módulo, onde se encontram representados os conectores que irão ser ligados à Placa do DSP, corresponde ao esquemático que se apresenta na Figura 4.6.
Os 14 conectores que se podem ver do lado esquerdo da Figura 4.6 vão ser ligados através de um cabo para a Placa do DSP. Cada conector vai-se encontrar ligado a um determinado ponto, dependendo do tipo de conector. Certos conectores têm a função de alimentar o módulo de disparo enquanto que outros conectores têm a função de fornecer os sinais de disparo aos IGBT dos semicondutores. Cada braço de potência terá o seu módulo de disparo. As funções atribuídas a cada conector encontram-se descritas na Tabela 4.2.
Figura 4.5. Módulo de disparo de um braço de potência do conversor utilizado no laboratório.
Tabela 4.2. Função de cada conector do módulo de disparo.
Conector (CN1) Símbolo Descrição Tensão [V]
CN1:1 Não conectado
CN1:2 BOT Sinal de disparo do IGBT inferior [0;5] CN1:3 Não conectado
CN1:4 TOP Sinal de disparo do IGBT superior [0;5] CN1:5 Não conectado
CN1:6 Não conectado CN1:7 Não conectado
CN1:8 Tensão de alimentação do módulo 15 CN1:9 Tensão de alimentação do módulo 15
CN1:10 GND Terra 0
CN1:11 GND Terra 0
CN1:12 Não conectado CN1:13 Não conectado CN1:14 Não conectado
4.2.2 Processador Digital de Sinais (DSP)
O microprocessador utilizado para a realização do sistema de controlo proposto neste trabalho é do fabricante MICROCHIP. No microprocessador irá ser implementado o software necessário para que o inversor de tensão produza os sinais de tensão e de corrente desejados e que a potência activa e a potência reactiva sejam controladas a partir da tensão aos terminais do condensador. O software será desenvolvido com o auxílio da ferramenta MPLAB IDE, específica para o desenvolvimento de software de microprocessadores do fabricante MICROCHIP.
O microprocessador da MICROCHIP utilizado foi o dsPIC30F4011 [11]. Este microprocessador é adequado para o controlo de máquinas eléctricas e de conversores de potência, pois tem a capacidade de gerar até 6 sinais PWM no máximo e possui 8 entradas analógicas. Para este trabalho satisfaz os requisitos propostos referidos nas secções anteriores.
As características principais que o microprocessador possui e que são fundamentais para que o sistema de controlo funcione são as seguintes:
Processador com linguagem de 16 bits; Contadores de 16 bits internos (TIMER);
9 portas para o conversor analógico-digital (ADC, ou seja, Analog-to-Digital Converter) de 10 bits existente dentro do microprocessador [12];
Possibilidade de amostragem a uma taxa de 1 Msps;
6 canais de saída do PWM, com os modos complementares já incluídos [13].
As instruções realizadas pelo processador são baseadas em palavras de 16 bits. Os contadores internos são importantes para o funcionamento tanto dos conversores analógico-digitais como da geração dos sinais PWM.
O conversor analógico-digital converte sinais analógicos em sinais digitais que podem ser interpretados pelo microprocessador como variáveis armazenadas em memória, e logo com a possibilidade de serem manipuladas com um dado objectivo. O sinal digital resultante desta conversão apresenta 10 bits. Como as instruções do microprocessador são de 16 bits, terão que ser adicionados 6 bits indiferentes (0 ou 1) à palavra de saída do módulo ADC para perfazer o total de 16 bits. Esta particularidade é feita automaticamente na conversão de um sinal analógico para um sinal digital.
O microprocessador possui um módulo que gera os 6 sinais de PWM, com os modos complementares já incluídos, e com o tempo morto entre os sinais definido pelo utilizador também já incluído. Possui 3 geradores de factor de ciclo e pode estar sincronizado com a amostragem do módulo que possui o conversor analógico-digital. A frequência do PWM é também deifinida pelo utilizador no software.
O esquema das portas do microprocessador utilizado encontra-se representado na Figura 4.7, onde é possível ver as portas de entrada para os sinais analógicos do lado esquerdo, designadas na Figura 4.7 como ANx, em que x representa um número entre 0 e 9, bem como as saídas do PWM do lado direito.
