Amplificador Classe-D
1- Introdução
Os amplificadores são identificados pelo período de condução dos dispositivos de saída: classe A (período completo), classe B (1/2 período), classe C (menor que 1/2 período - empregado em circuitos RF sintonizados); vide figura 1.1.
Em um amplificador classe D, os dispositivos operam como chaves nas condições ligada ou desligada, tendo como resultado um trem de pulsos variando entre os extremos das tensões de alimentação, vide figura 1.2. Uma das opções de codificação da informação é a modulação por largura de pulso (PWM - pulse width modulation): o nível médio do sinal chaveado (VMOD) corresponde a informação.
O espectro de frequências de um sinal modulado em PWM é ilustrado na figura 1.3. Por meio de um filtro passa baixa LC é possível transferir o nível médio do sinal para a carga, vide figura 1.4. Excetuando o período de transição, os dispositivos trabalham em duas condições: ligado (tensão baixa × corrente elevada), desligado (tensão alta × corrente desprezível). Assim, a potência dissipada nos dispositivos é baixa, resultando em uma eficiência maior em comparação com outras classes de amplificadores. VP VS VN VE t IDSN -IDSP IDSN IDSP VP VS t VE IDSN IP IDSN VP VS VE I DSN t IDSN filtro
Figura 1.1. Operação de amplificadores classes A, B e C.
Cvp Cvn VP VN VMOD VMOD VP VN
frequência sinal frequência chaveamento f banda passagem filtro VMOD
Figura 1.3. Espectro de frequências em uma modulação PWM.
Cvp Cvn VP VN VMOD L C Filtro VAVR
Figura 1.4. Filtro na saída para eliminar componentes de alta frequência.
2- Ganho do Modulador PWM
Um modulador PWM pode ser implementado com um comparador (amplificador operacional especial) e uma forma de onda triangular, vide figura 2.1. A informação, VERR, é comparada com o nível de tensão da forma de onda triangular, VTRI. Para VERR> VTRI → VS= VP e paraVSIN < VTRI → VS= -VP. VP -VP VS VP -VP VERR VTRI VERR VTRI VS VS = VP VS = -VP VERR> VTRI VERR<VTRI (V+) >(V-) VS = VP (V+) <(V-) VS = -VP VERR VP VS -VP VTRI
Figura 2.1. Modulador PWM, exemplo de operação.
O ganho do modulador PWM, GPWM, é razão entre a tensão de saída do modulador, VP, e a amplitude onda triangular VTRI, vide figura 2.1. Para VERR ≈VTR, VS =VP praticamente todo período, resultando VARV ≈VP. Na condição contrária, VERR ≈-VTR, VS =-VP praticamente todo período, resultando VARV ≈-VP. Assim,
TR P PWM V V G = (2.1) VP= -VN 1V -1V VS VTRI 1V -1V VERR= 1 VERR=-1 VERR 15V -15V = 15V VAVR 15V -15V VAVR=-15V VP= VN= VAVR
Figura 2.2. Exemplo: +1V < VERR < -1V; VTR = 1V, VP =+15V, VN = -15V resultando em GPWM = 15/1
A razão cíclica,
δ
, é razão entre os intervalos tp e tc, vide figura 2.3. A tensão média na saída, VAVR, em função da razão cíclica é dada por:P AVR V V =(2
δ
−1) (2.2) VAVR tp VP tc + = tn tc VN VAVR= (2δ-1)VP VAVR tp VP tc + = tn tc VN δ 1-δ -VP VP VN tp tn tc -VP tp tc =δ tc =1-δ tnFigura 2.3. Tensão na saída em função da razão cíclica.
3- Aumento da corrente de saída
Na saída do comparador o nível de corrente é insuficiente para acionar cargas elevadas. É necessário adicionar transistores na saída. Atualmente, os transistores MOS são a melhor opção para frequências chaveamento na faixa de frequência de 100kHz ≈ 200kHz. Comparado com transistores do tipo bipolar, acionamento do tipo MOS é mais simples e velocidade de chaveamento é maior.
A figura 3.1 ilustra uma possível configuração de estágio de saída empregando transistores MOS de canal N e canal P. A configuração é inversora: um nível alto na entrada (VE = VP) resulta um nível baixo na saída (VS =VN), vide figura 3.1. Outra característica importante é a existência de apenas um transistor conduzindo na condição estável (após a transição), impedindo a criação de um caminho de corrente entre as fontes VP e VN.
Caso seja necessário manter o ganho do conjunto (modulador e circuito de saída) positivo, deve-se trocar os sinais na entrada do comparador, compare as figura 2.1 e 3.2. Isto é necessário devido à inversão do circuito de saída.
VE Vp=+15V Vn=-15V VGS =30V 15V N ligado VGS = 0V D S D S VS ~ -15V P corte VGS > VTP VGS > VTN VE VS +15V -15V P ligado D S D S VGS=-30V VGS =0V Vp=+15V Vn=-15V ~ N corte VGS < VTP VGS < VTN
Figura 3.1. Circuito para acionamento da carga - Inversor.
VERR VTRI VERR VP -VP VTRI P D S D S N VP -VP VP -VP sinal triangular sinal modulado PWM VAVR sinal ampliado L C Filtro VMOD
sinais trocados devido à inversão do estágio de saída
Figura 3.2. Circuito para acionamento da carga.
4- Retorno para a alimentação - bus pumping
A figura 4.1 ilustra o caso de uma tensão média na carga VAVR = 5V. Neste caso, para VP =15V, a razão cíclica deve ser igual VAVR =(2δ −1)VP ⇒ 5=(2δ −1)×15 ⇒ δ =2/3. Para uma razão cíclica
δ =2/3, com tc=5µs, temos tp =3,33µs e tn =1,67µs, vide figura 4.1.
A variação da corrente no indutor é dependente pela tensão aplicada e o valor da indutância:
) (t v dt di L L = L 4.1
No intervalo tc, a tensão na carga não sofre uma alteração significativa devido ao capacitor. Assim, durante tc, a tensão sobre o indutor é praticamente constante e a expressão 4.1 pode ser expressa na forma: L L V L t i 1 = ∆ ∆ 4.2
No intervalo tp, o nível de tensão na saída do modulador é igual a VMOD = VP =15V, resultando numa tensão sobre o indutor igual a:
AVR MOD
L V V
V = − = 15−5=10V
Nestas condições, a corrente no indutor sobe linearmente e sua variação é de: p L LP V t L i =1 ∆ 10 3,3 1,11A 30 1 = × × = µ µ
De modo semelhante, no intervalo tn, o nível de tensão na saída do modulador é igual a VMOD = −VP = −15V e a tensão sobre o indutor é igual a:
AVR MOD
L V V
V = − = −15−5=−25V Assim, a corrente no indutor decresce linearmente e sua variação é igual a:
n L LN V t L i =1 ∆ ( 25) 1,6 1,11A 30 1 − = × − × = µ µ
VMOD Cvp Cvn VAVR IL VMOD IL VP VN tp tn +15 +1,11A -15 =3,33us =1,67us 30µ 5V VAVR=5V +15 VL= 15-5 = 10V iLP= 470 Ω IAVR=10mA VMOD Cvp Cvn IL VMOD IL VP VN tp tn +15 -1,11A -15 =3,33us =1,67us 5V VL= -15 -5 = -25V iLN= VAVR=5V -15 30µ 470Ω IAVR=10mA VAVR
Figura 4.1. Tensão na saída em função da razão cíclica carga 470Ω.
Conforme pode ser observado na figura 4.1, para uma carga pequena, 470Ω por exemplo, o nível médio da corrente na carga é IMED =5/470 = 10mA. Como o nível médio IMED é muito menor que a variação de corrente no indutor, o intervalo de tempo que as fontes VP e VN recebem e fornecem energia é muito próximo, vide figura 4.2 e 4.3.
VMOD Cvp Cvn IL VMOD Cvp Cvn IL VP VN VP fornece energia VP VN IL 10mA VN recebe energia IL 10mA IL > 0
Figura 4.2. Intervalos de tempo que IL > 0. ∆iL >> IAVR.
Para VMOD = VP, VP fornece energia; para VMOD = VN, VN recebe energia.
VMOD Cvp Cvn IL VP recebe energia VMOD Cvp Cvn IL VN fornece energia VP VN VP VN IL 10mA IL < 0 IL 10mA
Figura 4.3. Intervalos de tempo que IL < 0. ∆iL >> IAVR.
Para VMOD= VN, VN fornece energia; para VMOD= VP, VP recebe energia.
Para uma carga maior, 4Ω por exemplo, o nível médio da corrente na carga é IMED =5/4 = 1,25A. IMED é, portanto, da mesma ordem do nível de variação de corrente no indutor. Neste caso, a corrente sobre IL sobre o indutor é sempre positiva e a fonte VN sempre recebe energia, vide figura 4.4.
Caso a fonte VN não tenha como absorver esta energia (uma bateria por exemplo), a tensão da fonte é alterada, resultando num aumento da tensão sobre o capacitor de filtro desta fonte, vide figura 4.5. Assim, para um nível de tensão constante na saída, a tensão da fonte sofre uma alteração a cada ciclo, inviabilizado a operação do circuito.
Num circuito real, o chaveamento não é realizado sem perdas limitando, em parte, a alteração de tensão. No caso de um sinal de áudio, como o nível médio é zero, a perturbação nas fontes de alimentação não é tão crítica. Ela pode observada para frequências mais baixas (20 - 100Hz), vide figura 4.6. Configurações em ponte anulam este efeito, consulte as referências.
VMOD IL tp tn +15 +1,11A -15 =3,33us =1,67us 1,25 VMED=5V iLP= VMOD Cvp Cvn IL VP VN VP fornece energia IL tp tn +15 -1,11A -15 =3,33us =1,67us 1,25 iLN= Cvp Cvn IL VN recebe energia VP VN VMOD VMED=5V VMOD
Figura 4.4. Como ∆iL ≈ IMED e IL > 0, VN nunca fornece energia.
VMOD Cvp Cvn IL VN recebe energia VP VN
Figura 4.5. Elevação da tensão da fonte VN.
VERR VP -VP VTRI P D S D S N VP -VP L C VAVR carga VP -VP VP -VP
5- Realimentação
Sem realimentação não é possível garantir a linearidade do modulador PWM. As chaves são implementadas por transistores que não são idênticos, possuem resistência série e tempo de chaveamento diferente. Além disso, a variação da tensão de alimentação altera o ganho do PWM. Uma solução é o emprego da técnica de realimentação para melhorar a linearidade do conjunto. A tomada da realimentação na saída (sobre a carga) não é possível, vide esquema simplificado na figura 5.1. O filtro LC de saída introduz uma defasagem de 180o (2 elementos) ou 360o (4 elementos), vide figura 5.2.
VERR VP VN VTRI P N VAVR VSIN PWM
Figura 5.1. Esquema simplificado da tomada do ponto de realimentação direto na carga.
Figura 5.2. Resposta AC de um filtro Butterworth LC com 4 elementos, frequência de corte de 35kHz.
Supondo que o filtro ligado à carga tenha uma resposta plana na banda de passagem (tipo Butterworth, por exemplo), o ponto de realimentação pode ser tomado na saída do modulador caso apenas o nível médio do sinal fosse considerado. Naturalmente efeitos devido a perdas do filtro de saída (resistência da bobina por exemplo) não serão corrigidos. A figura 5.3 ilustra uma possível solução aplicando esta técnica.
O nível médio da tensão na saída do modulador, VMOD, é determinado pelo integrador formado por RI CI e o amplificador operacional. A saída do integrador gera um sinal de erro, VERR, que controla o PWM. Como o integrador é do tipo inversor e o ganho bloco PWM é positivo uma realimentação negativa está estabelecida.
Por exemplo, para VSIN =0, a saída do integrador, VERR, deve aplicar uma tensão na entrada do Bloco PWM de modo que nível médio em VMOD seja igual a zero. No caso de VSIN diferente de zero, o nível médio de VSIN menos o nível médio de VMOD deve ser nulo. Assim, para VSIN positivo, o nível médio de VMOD deve ser negativo e a relação entre RI e RS determina o ganho do conjunto.
Com relação à estabilidade do circuito, deve ser considerara a defasagem introduzida pelo integrador mais o atraso do Bloco PWM.
P N VMOD CI RI RS VERR VP VN VTRI VAVR VSIN bloco PWM integrador
Figura 5.3. Esquema simplificado da tomada do ponto de realimentação na saída do modulador.
Na faixa de áudio (20Hz ≈ 20kHz), o conjunto PWM e integrador é equivalente a um ampliador com ganho GPWM, vide figura 5.4. Assim, uma análise de pequenos sinais pode ser empregada e o circuito pode ser redesenhado.
O circuito equivalente 1 pode ser alterado para o circuito equivalente 2, vide figura 5.5. Neste novo circuito, o capacitor CI é substituído pelo capacitor CI_EQ conectado na saída do conjunto PWM. Note que o circuito real deve empregar o capacitor CI ligando em VERR. Para os dois circuitos terem o mesmo comportamento deve-se ter IC1 = ICI_EQ, resultando que:
PWM I EQ I C G C _ = 5.1 CI RI RS VSIN PWM VPWM CI RI RS VSIN GPWM filtro ganho do PWM circuito equivalente 1
ICI = VPWM s CI GPWM ZCI_EQ= 1 (s CI_EQ ) ICI =VERR ZCI VERR=VPWM GPWM VPWM CI RI RS VSIN GPWM VERR ICI VPWM CI_EQ RI RS VSIN GPWM ICI_EQ circuito equivalente 2 ZCI= 1 (s CI ) ICI_EQ=VPWM ZCI_EQ circuito equivalente 1 = ICI_EQ VPWMs CI_EQ Figura 5.5. Deslocando CI de posição no circuito equivalente 1 para o circuito equivalente 2.
O circuito equivalente 2 comporta-se, portanto, como um filtro passa baixa, veja figura 5.6. A função de transferência é dada por G=−Z2 RS com Z2 = RI //ZCI_EQ. Como
) ( 1 _ _ j CI EQ Z EQ
I =
ω
tem-se Z2 =[RI (1+ jω
CI_EQRI)] resultando em: ) 1 ( 1 _EQ I I S I R C j R R Gω
+ − = 5.2Assim, o ganho abaixo da frequência de corte e a frequência de corte são dados por: S I TOTAL R R G =− 5.3 EQ I IC R f _ 0 2 1
π
= 5.4 VPWM CI_EQ RI RS VSIN 1 2πRI CI_EQ f0 = GTOTAl= -RI RS f0 f 2 GTOTAL GTOTALFigura 5.6. Circuito equivalente do sistema realimentado.
6- Exemplo de um projeto
No exemplo são dados: tC =5µs , VTRI =1V, VP =15V, VN =−15V, e amplitude máxima do sinal de entrada restrita entre -1V <VSIN <1V.
A razão cíclica do modulador PWM deve ser limitada de modo a respeitar o tempo de subida e descida dos transistores ligados à carga. Estabelecendo o limite entre 0,1 <δ<0,9, para um período de chaveamento igual a tC =5µs, a largura de pulso mínima na saída do modulador é igual a 500ns. A saída deve ter, portanto, condições de excursionar entre VP e VN (e vice versa) em um tempo menor que 250ns.
O ganho do PWM é dado por (2.1). Assim, GPWM =VP VTRI =15.
O nível médio tensão é dado por VAVR =(2
δ
−1)VP. Assim, para VP=15V, a saída do sistema pode excursionar entre VAVR =(2×0,9−1)×15 = 12V e VAVR =(2×0,1−1)×15 = −12V, vide figura 6.1Para que a saída varie entres os limites de +12V e -12V com o sinal de entrada na amplitude máxima, o ganho do sistema, GTOTAL, deve ser igual a -12. Assim, a relação entre RI e RS está determinada. Impondo RI =120KΩ, tem-se RS =10KΩ.
+1V -1V +12V -12V VPWM CI_EQ RI RS VSIN 1 2πRICI_EQ f0 = +15V -15V GTOTAL= - RI RS f0 f 2 GTOTAL GTOTAL
Figura 6.1. Cálculo dos componentes.
Adotando-se f0 =70kHz, de (5.4) tem-se: 70 103 1 (2 120 103 _ ) EQ I C × × × = ×
π
, resultando = EQ I C _ 19pF. Como CI_EQ =CI GPWM tem-se CI = 284pF.2P- Prática: Ganho do Modulador PWM
A figura 2P.1 ilustra o diagrama simplificado do modulador PWM. Para o levantamento experimental do ganho, será aplicado um nível DC na entrada VERR e medido o nível de tensão na saída VAVR. A análise será feita para dois níveis de tensão de alimentação: 15V e 10V.
O circuito deve ser alimentado por duas fontes ajustáveis, V1P e V1N. Para facilitar o ajuste da tensão coloque as fontes no modo simétrico: V1N= −V1P. Dois diodos estão ligados em série com a tensão de alimentação: D1P e D1N. Devido a queda de tensão sobre os diodos, as tensões aplicadas no modulador, VP e VN, sofrem uma redução.
Dois reguladores internos geram as tensões de +5V e -5V para alimentar o comparador e o sinal DC de ajuste. VERR VP -VP VTRI P D S D S N VP VN sinal triangular sinal modulado PWM VAVR sinal ampliado L C Filtro VMOD Ajuste VERR VTRI VERR +5V -5V VP -VP = -VP V1P V1N D1P D1N
Figura 2P.1. Esquema simplificado do circuito para teste do ganho do modulador PWM.
2P.1- Selecione a chave CH2 na posição A. Nesta posição uma tensão contínua é aplicada na
entrada VERR. O nível da tensão é ajustado pelo potenciômetro P1. Vide figuras 2P.1 e 2P.2.
2P.2- Selecione a chave CH3 na posição B. Nesta posição a carga na saída será de apenas 470Ω,
para minimizar a alteração da tensão na saída devido ao efeito do retorno para a alimentação (bus pumping). V1p V1n Ref Sai-Ref Sai-C o-Vavr o-Vn o-Vp o-Vmod P1 CH3 CH1 Ref A B A B Ref CH2 o -V tr i o -V e rr A B Sai-A V s in R e f fonte de alimentação +V -V 0 carga 3,7Ω modo simétrico conector vermelho azul preto vermelho azul preto
2P.3- Meça a amplitude da forma de onda triangular com o osciloscópio no ponto de observação
o-Vtri (valor de pico positivo). Coloque o dado VTR na tabela 2P.1.
2P.4- Calcule o ganho do modulador PWM, GPWM =VP VTR, para duas tensões de alimentação V1P =15V e V1P =10V. Desconte a queda de tensão devido aos diodos D1P e D1N no cálculo. Para V1N = −V1P = −15V, considere VP = 15 -0,7 = 14,3V. Para V1N= −V1P = −10V, considere VP = 10 -0,7 = 9,3V.
2P.5- Com o osciloscópio conectado nos pontos de observação o-Vmod e o-Verr, observe que a
largura de pulso é alterada conforme o potenciômetro P1 é ajustado.
2P.6- Para os valores de VERR relacionados na tabela 2P.1 meça o nível médio na saída no ponto de observação o-Vavr. Os valores devem ser medidos para V1N = −V1P = −15V e V1N= −V1P = −10V.
2P.7- Compare o ganho calculado com o ganho medido. Comente os resultados levantando
possíveis causas da não linearidade do modulador.
Tabela 2P.1. Dados calculados e levantados para medida do ganho do PWM.
VTR = V (medido)
V1N = −V1P = −15V
GPWM = (valor calculado)
V1N= −V1P = −10V
GPWM = (valor calculado)
VERR (VDC) VAVR (VDC) GPWM (medido) VAVR (VDC) GPWM (medido) +0,5V
0,2V -0,2V -0,5V
3P- Prática: Retorno para a alimentação - bus pumping
A figura 3P.1 ilustra o circuito simplificado para observação do fenômeno do retorno para a tensão de alimentação.
O circuito deve ser alimentado por duas fontes ajustáveis, V1P e V1N. Para facilitar a operação coloque as fontes no modo simétrico: V1N= −V1P. Os diodos D1P e D1N evitam o retorno de energia para as fontes externas e os capacitores C1P e C1N absorvem a energia que retornaria para as fontes de alimentação.
Dois reguladores internos geram as tensões de +5V e -5V para alimentar o comparador e o sinal DC de ajuste.
A alteração da tensão nos pontos VP e VN pode ser observada diretamente (pontos de observação o-Vp e o-Vn) ou indiretamente através do sinal VMOD (ponto de observação o-Vmod). Para VERR=0V, o intervalo de tempo que os capacitores C1P e C1N recebem e fornecem energia é igual e o nível de tensão não é alterado. Assim, o sinal VMOD deve excursionar entre VP e VN. Para valores de VERR ≠0V, o nível de tensão capacitores C1P ou C1N sofre alteração e a excursão do sinal VMOD é alterada, vide figura 3P.1. Note que, para VERR >0 o ponto VN sofre alteração e para VERR <0 o ponto VP sofre alteração.
3P.1- Ajuste as tensões da fonte de alimentação para V1P =10V V1N = −10V.
3P.2- Selecione a chave CH2 na posição A . Nesta posição uma tensão contínua é aplicada na
3P.3- Selecione a chave CH3 na posição B. Nesta posição a carga na saída será de apenas 470Ω,
para minimizar a alteração da tensão na saída devido ao efeito do retorno para a alimentação.
VERR VTRI P N V1P V1N L C VAVR carga VP -VP VP -VP +5V -5V C1P C1N D1P D1N Ponto de medida VP Ponto de medida VN Ajuste VERR VAVR VMOD VMOD
Figura 3P.1. Alteração da tensão de alimentação para um sinal de áudio devido ao retorno para à alimentação.
3P.4- Conecte o osciloscópio nos pontos de observação o_Verr e o_Vmod. Ajustando VERR por meio de P1, complete os dados da tabela. Os valores correspondem ao patamar positivo e ao patamar negativo. Desconsidere os picos de tensão.
3P.5- Ajuste VERR = 0. DEPOIS do ajuste, selecione a chave CH3 na posição A. Nesta posição, a
carga na saída será de 3,7Ω e a alteração da tensão na saída devido ao efeito do retorno para a alimentação é pronunciada. VALORES DE ATÉ 70V PODEM SER ATINGIDOS, CUIDADO COM A MEDIDA!
3P.6- Ajustando VERR, complete os dados da tabela.
3P.7- Comente os resultados. Comente qual ponto (VP ou VN) é alterado para VERR >0 e VERR <0.
V1p V1n Ref Sai-Ref Sai-C o-Vavr o-Vn o-Vp o-Vmod P1 CH3 CH1 Ref A B A B Ref CH2 o -V tr i o -V e rr A B Sai-A vermelho azul preto V s in R e f fonte de alimentação +V -V 0 carga 3,7Ω modo simétrico conector vermelho azul preto
Tabela 3P.1. Efeito do retorno para a tensão de alimentação.
V1P =10V V1N = −10V
CH3 = B Carga 470Ω CH3 = A Carga 3,7Ω
VERR -VDC VMOD (base positiva) VMOD (base neg.) VMOD (base positiva) VMOD (base neg.)
+0,5 0,0 -0,5
4P- Prática: Ganho e banda de passagem do sistema realimentado
A figura 4P.1 ilustra o esquema simplificado do sistema realimentado (topo da figura) e o circuito equivalente. O objetivo da prática é verificar o ganho e a banda de passagem do sistema realimentado medindo os valores no circuito completo, saída VAVR. O circuito equivalente não está disponível na placa, saída VPWM. Ele serve, apenas, para simplificar a análise.
Para evitar a influência do filtro LC na saída, a medida do ganho, GTOTAL, será feita numa frequência bem abaixo da frequência de corte deste. Pelo mesmo motivo, a análise da frequência de corte do sistema realimentado, f0, será feita substituindo CI por um valor mais elevado, de modo que f0 << fLC.
Para agilizar as medidas dos sinais, empregue um voltímetro que responda na faixa de frequências consideradas (10 Hz < f <100kHz). Observe sempre as formas de onda com o osciloscópio verificar eventuais problemas no funcionamento.
VPWM CI_EQ RI RS VSIN 1 2πRICI_EQ f0 = P N VMOD CI RI RS VERR VP VN VTRI VAVR VSIN bloco PWM f0 f 2 VAVR VAVR C L GPWM VERR GTOTAL= - RI RS VSIN VAVR =
Medida do ganho
4P.1- Selecione a chave CH1 na posição A. Nesta posição, CI =180pF.
4P.2- Selecione a chave CH2 na posição B. Nesta posição é possível aplicar um sinal externo na
entrada VSIN.
4P.3- Selecione a chave CH3 na posição A. Nesta posição, a carga na saída será de 3,7Ω.
4P.4- Conecte o osciloscópio em Vsin e o_Vavr para visualizar os sinais de entrada e saída
conjuntamente.
4P.5- Identifique os valores de RI e RS no esquema completo do amplificador. Com base nestes valores calcule GTOTAL =−RI RS.
4P.6- Aplique na entrada VSIN um sinal senoidal na frequência de 1kHz com as amplitudes relacionadas na tabela 4P.1. Levante os valores de VAVR e calcule os valores de GTOTAL experimentais. Empregue um voltímetro especial ou o osciloscópio para realizar as medidas.
4P.7- Comente os resultados. Os valores estão dentro do previsto? fonte de alimentação +V -V 0 carga 3,7Ω modo simétrico conector vermelho azul preto gerador de sinais V1p V1n Ref Sai-Ref Sai-C o-Vavr o-Vn o-Vp o-Vmod P1 CH3 CH1 Ref A B A B Ref CH2 o -V tr i o -V e rr A B Sai-A V s in R e f vermelho azul preto vermelho preto
Figura 4P.2. Placa para testes. Pontos de observação: Vsin e o-Vavr. Chaves empregadas CH1, CH2 e CH3.
4P.8- No experimento que foi levantado o ganho do PWM, GPWM, as tensões de alimentação VP e VN alteravam o ganho. Explique, com poucas palavras, como o ganho permaneceu constante nas duas condições de alimentação da tabela 4P.1.
4P.9- Lembrando que o valor médio da tensão na saída é dado por VAVR =(2δ −1)VP, qual o valor máximo e valor mínimo de δ na saída do modulador PWM. Qual a importância de verificar estes valores?
Tabela 4P.1. Ganho do sistema realimentado. Frequência 1kHz. Valores de tensão RMS medidos com voltímetro.
V1P = 15V V1N = −15V V1P =10V V1N = −10V
VSIN VAVR GTOTAL VAVR GTOTAL
0,1 VRMS VRMS VRMS 0,2 VRMS VRMS VRMS 0,3 VRMS VRMS VRMS
Medida da banda de passagem
4P.10- Selecione a chave CH1 na posição B. Nesta posição, CI =1nF.
4P.11- Lembrando que: f0 =1(2πRICI_EQ), CI_EQ =CI GPWM e GPWM =VP VTR preencha os valores na tabela 4P.2. Para GPWM use os valores calculados na tabela 2P.1.
4P.12- Ajuste a alimentação do circuito para V1P = 15V e V1N = −15V. Para uma frequência próxima de 1kHz, ajuste VSIN para VARV =2VRMS (use um voltímetro especial ou o osciloscópio).
4P.13- Eleve a frequência do gerador de sinais até VARV =1,40VRMS (≈2 2). Preencha o valor
experimental de f0 na tabela 4P.2
4P.14- Repita os procedimentos anteriores com V1P = 10V V1N = −10V.
4P.15- Comente os resultados. Os valores estão dentro do previsto?
Tabela 4P.2. Valores calculados e experimentais da banda de passagem do sistema realimentado.
V1P = 15V V1N = −15V V1P =10V V1N = −10V
GPWM CI_EQ f0 GPWM CI_EQ f0
f0 experimental = f0 experimental =
Obs. GPWM empregue os valores calculados na tabela 2P.1.
5P- Prática: Observação do sistema com sinal de áudio
Esta prática necessita a conexão de um autofalante e um sinal de áudio analógico (um tocador MP3, por exemplo), vide figura 5P.1.
5P.1- Selecione a chave CH1 na posição A. Nesta posição, CI =180pF.
5P.2- Selecione a chave CH2 na posição B. Nesta posição é possível aplicar um sinal externo na
entrada VSIN e conector de entrada.
5P.3- Selecione a chave CH3 na posição B. Nesta posição o sinal Vavr é ligado ao autofalante. 5P.4- Verifique o funcionamento do sistema.
5P.5- Caso o sinal de áudio tenha sinais de alta frequência, deve ser possível escutar uma pequena
alteração nestas componentes alterando-se a posição de CH1. Qual seria o motivo?
V1p V1n Ref Sai-Ref Sai-C o-Vavr o-Vn o-Vp o-Vmod P1 CH3 CH1 Ref A B A B Ref CH2 o -V tr i o -V e rr A B Sai-A V s in R e f fonte de alimentação +V -V 0 carga 3,7Ω modo simétrico sinal áudio vermelho azul preto vermelho azul preto
