Conversores CC-CC PWM ZVS com grampeamento ativo de três níveis

Texto

(1)JEAN PAULO RODRIGUES. CONVERSORES CC-CC PWM ZVS COM GRAMPEAMENTO ATIVO DE TRÊS NÍVEIS. FLORIANÓPOLIS 2010.

(2) UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA. CONVERSORES CC-CC PWM ZVS COM GRAMPEAMENTO ATIVO DE TRÊS NÍVEIS. JEAN PAULO RODRIGUES Proponente. Tese submetida à Universidade Federal de Santa Catarina como parte dos requisitos para a obtenção do grau de Doutor em Engenharia Elétrica. Florianópolis, 07 de junho de 2010..

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(4) A Deus. Aos meus pais: Paulo e Jandira. Aos meus filhos gemelares: Aline e Paulo Henrique. iv.

(5) AGRADECIMENTOS. Ao Prof. Arnaldo José Perin pela orientação e sabedoria, pela motivação e por acreditar em mim como um doutorando e professor do IFSC. Ao Prof. Ivo Barbi pela co-orientação e oportunidade de realizar este doutorado. Obrigado ao Enio Valmor Kassick pelo aprendizado em Circuitos Elétricos, disciplina chave na minha carreira de professor e engenheiro eletricista. Aos demais professores do INEP, que sempre estiveram dispostos a ajudar e que tanto contribuíram para a minha formação na área de Eletrônica de Potência. Aos membros da banca examinadora pelas revisões, correções e sugestões. Aos técnicos e funcionários do INEP pela constante disposição para orientar e auxiliar, em especial ao Coelho, Pacheco e Elisabete. Aos meus estimáveis colegas de sala Mateus Felzke Schonardie e Romero Leandro Andersen. Aos demais amigos e colegas do INEP que de alguma forma contribuíram para minha formação. Ao governo federal, que através do CNPQ ofereceu o apoio financeiro. Aos professores do departamento de mecânica do IFSC (DAMM), que acreditaram em minha capacidade, mesmo com a dedicação a este doutorado. A todos os familiares e pessoas que me toleraram nesta fase tão difícil da formação acadêmica.. v.

(6) Resumo da Tese apresentada à UFSC como parte dos requisitos necessários para a obtenção do grau de Doutor em Engenharia Elétrica.. CONVERSORES CC-CC PWM ZVS COM GRAMPEAMENTO ATIVO DE TRÊS NÍVEIS JEAN PAULO RODRIGUES Junho de 2010 Orientador: Prof. Arnaldo José Perin, Dr. Ing. Co-orientador: Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing. Área de Concentração: Eletrônica de Potência. Palavras-chave: Conversores CC-CC, modulação por largura de pulso (PWM), comutação suave, três níveis. Número de Páginas: 212. RESUMO: Os conversores CC-CC utilizados em aplicações com tensão de entrada ou de saída elevadas tipicamente demandam transistores para tensões elevadas, causando maiores perdas de comutação. A identificação dessa demanda motivou a pesquisa em topologias de três níveis com grampeamento ativo. Nesse contexto, este trabalho apresenta estudos de conversores CC-CC com novos grampeamentos ativos de três níveis do tipo buck e do tipo boost, operando com comutação ZVS, frequência constante e modulação PWM. Conforme apresentado de forma analítica e experimental, são alcançados maior rendimento e redução de tensão máxima aplicada aos interruptores. Essas topologias são apropriadas para conversores que requerem maior tensão de entrada ou tensão de saída.. vi.

(7) Abstract of Thesis presented to UFSC as a partial fulfillment of the requirements for the degree of Doctor in Electrical Engineering.. DC–DC PWM CONVERTERS WITH THREE-LEVEL ZVS ACTIVE CLAMPING JEAN PAULO RODRIGUES June of 2010 Advisor: Prof. Arnaldo José Perin, Dr. Ing. Co-advisor: Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing. Area of Concentration: Power Electronics. Keywords: DC–DC converters, pulse width modulation (PWM), soft switching, three levels. Number of Pages: 212. ABSTRACT: DC-DC converters for high input or output voltage applications typically demand high voltage devices, leading to high switching losses. This identified demand has motivated research on active clamping and three-level topologies. On this context, this work presents the study of dc-dc converters employing novel boost and buck type three-level active clamping, zero voltage switching (ZVS), constant frequency and pulse width modulation (PWM). As analytically and experimentaly results shown, high efficiency and reduced voltage ratings for the power semiconductors are achieved, thus, making the topologies suitable for converters requiring high input or output dc voltage.. vii.

(8) SUMÁRIO CAPÍTULO 1 - INTRODUÇÃO...................................................................................................... 1 CAPÍTULO 2 - CONVERSORES CC-CC DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO DISSIPATIVA .............................. .................................................................................................................. 5 2.1. INTRODUÇÃO ......................................................................................................................... 5. 2.2. TOPOLOGIAS DE TRÊS NÍVEIS COM PONTO MÉDIO ................................................................ 6. 2.2.1. Conversor Buck de Três Níveis ................................................................................... 6. 2.2.2. Conversor Boost de Três Níveis .................................................................................. 7. 2.3. TOPOLOGIAS MULTINÍVEIS COM COMUTAÇÃO DISSIPATIVA ................................................. 8. 2.4. TOPOLOGIAS DE TRÊS NÍVEIS SEM O CAPACITOR ADICIONAL ............................................. 10. 2.4.1. Conversor Buck de Três Níveis sem o Capacitor Adicional...................................... 10. 2.4.2. Conversor Boost de Três Níveis sem o Capacitor Adicional..................................... 14. 2.5. CONCLUSÕES ....................................................................................................................... 19. CAPÍTULO 3 - GRAMPEAMENTOS ATIVOS DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS ........................................ ........................................................................................................................ 20 3.1. GRAMPEAMENTOS ATIVOS DE DOIS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS .................................. 21. 3.2. GRAMPEAMENTOS ATIVOS DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS .................................. 22. 3.3. CONTROLE DO EQUILÍBRIO DAS TENSÕES PARA O USO DOS CONVERSORES ZVS DE TRÊS. NÍVEIS COM A TENSÃO DE SAÍDA EM MALHA FECHADA ............................................................................. 25 3.4. CONCLUSÃO ........................................................................................................................ 26. CAPÍTULO 4 - CONVERSOR BOOST COM GRAMPEAMENTO ATIVO DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS............................................................................................................ 28 4.1. INTRODUÇÃO ....................................................................................................................... 28. 4.2. BOOST_BOOST DE TRÊS NÍVEIS .......................................................................................... 28. 4.2.1. Boost_Boost de Três Níveis Simplificado.................................................................. 31. 4.2.2. Etapas de Operação e Funcionamento do Conversor com Comutação ZVS ............ 33. 4.2.3. Característica de Transferência Estática.................................................................. 38. 4.2.4. Projeto....................................................................................................................... 44. 4.2.5. Simulações do Projeto............................................................................................... 49. 4.2.6. Operação com Capacitores de Ressonância Menores que o Valor Limite ............... 55. 4.2.7. Dimensionamento da Mínima Indutância Ressonante .............................................. 59. 4.2.8. Resultados Experimentais ......................................................................................... 61. 4.3. BOOST_BUCK DE TRÊS NÍVEIS ............................................................................................ 65. 4.3.1. Etapas de operação................................................................................................... 65. 4.3.2. Característica de Transferência Estática.................................................................. 70. viii.

(9) 4.3.3. Projeto....................................................................................................................... 73. 4.3.4. Simulação.................................................................................................................. 76. 4.3.5. Resultados Experimentais ......................................................................................... 78. 4.4. CONCLUSÃO ........................................................................................................................ 82. CAPÍTULO 5 - CONVERSOR BUCK DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS E GRAMPEAMENTO ATIVO ....................................................................................................................... 83 5.1. INTRODUÇÃO ....................................................................................................................... 83. 5.2. BUCK_BOOST DE TRÊS NÍVEIS ............................................................................................ 83. 5.2.1. Etapas de operação................................................................................................... 84. 5.2.2. Característica de Transferência Estática.................................................................. 88. 5.2.3. Projeto....................................................................................................................... 92. 5.2.4. Simulação.................................................................................................................. 95. 5.2.5. Resultados Experimentais ......................................................................................... 97. 5.3. BUCK_BUCK DE TRÊS NÍVEIS ............................................................................................ 100. 5.3.1. Etapas de operação................................................................................................. 101. 5.3.2. Característica de Transferência Estática................................................................ 104. 5.3.3. Projeto..................................................................................................................... 108. 5.3.4. Simulação................................................................................................................ 111. 5.3.5. Resultados Experimentais ....................................................................................... 113. 5.4. COMUTAÇÃO ZVS NO DIODO DE SAÍDA ............................................................................ 115. 5.5. CONCLUSÃO ...................................................................................................................... 116. CAPÍTULO 6 - CONVERSOR FORWARD DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS E GRAMPEAMENTO ATIVO ..................................................................................................................... 118 6.1. INTRODUÇÃO ..................................................................................................................... 118. 6.2. FORWARD_BOOST ............................................................................................................. 118. 6.2.1. Etapas de operação................................................................................................. 120. 6.2.2. Característica de transferência estática.................................................................. 122. 6.2.3. Projeto..................................................................................................................... 129. 6.2.4. Simulação................................................................................................................ 132. 6.2.5. Resultados Experimentais ....................................................................................... 133. 6.3. FORWARD_BUCK............................................................................................................... 137. 6.3.1. Etapas de Operação ................................................................................................ 137. 6.3.2. Característica de Transferência Estática................................................................ 139. 6.3.3. Projeto..................................................................................................................... 145. 6.3.4. Simulação................................................................................................................ 148. 6.4. CONCLUSÃO ...................................................................................................................... 150. ix.

(10) CAPÍTULO 7 CONVERSOR FLYBACK DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS E GRAMPEAMENTO ATIVO ..................................................................................................................... 152 7.1. INTRODUÇÃO ..................................................................................................................... 152. 7.2. FLYBACK_BOOST .............................................................................................................. 152. 7.2.1. Etapas de Operação ................................................................................................ 153. 7.2.2. Característica de Transferência Estática................................................................ 156. 7.2.3. Projeto..................................................................................................................... 160. 7.2.4. Simulação................................................................................................................ 162. 7.3. FORWARD_BUCK COM SAÍDA EM TENSÃO ........................................................................ 165. 7.3.1. Etapas de Operação ................................................................................................ 165. 7.3.2. Característica de Transferência Estática................................................................ 167. 7.3.3. Projeto..................................................................................................................... 170. 7.3.4. Simulação................................................................................................................ 172. 7.4. FLYBACK_BUCK OU FLYBACK MEIA PONTE ASSIMÉTRICA............................................... 174. 7.4.1. Etapas de Operação ................................................................................................ 175. 7.4.2. Projeto..................................................................................................................... 177. 7.4.3. Simulação................................................................................................................ 178. 7.5. CONCLUSÃO ...................................................................................................................... 181. CAPÍTULO 8 - CONCLUSÃO.................................................................................................... 182 ANEXO A – SIMULAÇÕES DE TRANSITÓRIO E MALHA FECHADA............................ 185 A.1 SIMULAÇÃO DE TRANSITÓRIO EM MALHA ABERTA ........................................................... 185 A.2 SIMULAÇÃO DE TRANSITÓRIO EM MALHA FECHADA ........................................................ 189 ANEXO B – PROGRAMAS GERADORES DOS SINAIS PWM ............................................ 201 B.1. PROGRAMA EM MALHA ABERTA ....................................................................................... 201. B.2. PROGRAMA GERADOR DE SINAL PWM A PARTIR DE UM SINAL EXTERNO ......................... 208. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ........................................................................................ 216. x.

(11) SIMBOLOGIA Símbolos adotados nos equacionamentos Símbolo. Significado. Unidade. η. Rendimento. ∆IL. Ondulação de corrente no indutor em relação ao valor médio. A. ∆VC. Ondulação de tensão no capacitor em relação ao valor médio. A. CC. Capacitância equivalente no barramento de tensão auxiliar. F. Co. Capacitor ou capacitância equivalente na saída. F. Cr. Capacitor ressonante conectado em paralelo ao transistor. F. fs. Frequência de comutação dos transistores. Hz. IL. Corrente média no indutor. A. iL. Corrente instantânea no indutor. A. Li. Indutor de entrada. H. Lo. Indutor de saída. H. Lr. Indutor ressonante. H. VC. Tensão média no capacitor. V. vC. Tensão instantânea no capacitor. V. Vi. Tensão de entrada. V. Vo. Tensão média de saída. V. VS_max. Tensão máxima no interruptor comandado. V. Ro. Valor do resistor de carga do conversor. Ω. S. Interruptor comandado ou transistor. Ts. Período de comutação. O inverso de fs. η. Rendimento. ∆IL. Ondulação de corrente no indutor em relação ao valor médio. A. ∆VC. Ondulação de tensão no capacitor em relação ao valor médio. A. CC. Capacitância equivalente no barramento de tensão auxiliar. F. Co. Capacitor ou capacitância equivalente na saída. F. Cr. Capacitor ressonante conectado em paralelo ao transistor. F. fs. Frequência de comutação dos transistores. Hz. s. xi.

(12) Símbolos usados para referenciar elementos em diagramas de circuitos Símbolo. Significado. C. Capacitor. D. Diodo. F. Fusível. L. Indutor. Q. Transistor bipolar de sinal. R. Resistor. S. Interruptor comandável. T. Transistor bipolar. U. Circuito integrado. V. Fonte de tensão. Y. Cristal. Acrônimos e Abreviaturas Símbolo. Significado. CC. Corrente contínua. CA. Corrente alternada. CNPQ. Conselho Nacional de Desenvolvimento Científico e Tecnológico. CAPES. Fundação Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior. CI. Circuito integrado. MOSFET. Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor. INEP. Instituto de Eletrônica de Potência. MA. Malha Aberta. MF. Malha Fechada. PIC. Interface controladora programável. PI. Controlador Proporcional Integral. PWM. Pulse width modulation. UFSC. Universidade Federal de Santa Catarina. xii.

(13) Símbolos de Unidades de Grandezas Físicas Símbolo. Nome da Unidade. o. grau trigonométrico. o. C. grau Celsius. Ω. Ohm. A. ampère. H. henry. Hz. hertz. m. metro. rad/s. radianos por segundo. s. segundo. V. Volt. W. Watt. xiii.

(14) CAPÍTULO 1 - INTRODUÇÃO Os conversores CC-CC possuem inúmeras aplicações em eletrônica de potência. Podem alimentar cargas em tensões elevadas ou ser alimentados por um barramento CC de tensão elevada. Nesse contexto, podem-se citar os conversores CC-CC abaixadores utilizados em fontes auxiliares e conversores em estágios intermediários aplicados na área de telecomunicações. Nessas situações, usualmente, são empregados retificadores boost trifásicos, devido ao elevado fator de potência que a topologia apresenta. Esse conversor CA-CC irá fornecer sempre uma tensão igual ou maior ao valor de pico da tensão de linha da rede, justificando o uso de conversores de três níveis nos próximos estágios. Nessa área de aplicação também podem ser necessárias fontes CC que devem operar mesmo com uma possível falta da energia da rede, por isso também são empregados conversores do tipo CC-CC. Generalizando, em qualquer aplicação, dependendo dos níveis de tensão de entrada ou de saída do conversor, nem sempre o projetista terá disponíveis componentes capazes de atender às especificações de tensão e de frequência exigidas; o custo dos componentes capazes de suportar tensões mais elevadas é maior; há um aumento dos níveis de interferência eletromagnética em virtude do aumento da taxa de dV/dt sobre os interruptores durante o processo de comutação dissipativa e, além disso, há um aumento das perdas em condução no caso do uso de transistores Mosfets de alta tensão, uma vez que a sua resistência de condução aumenta proporcionalmente ao aumento de sua capacidade de bloqueio de tensão. Em eletrônica de potência pode-se citar três principais técnicas para dividir os esforços de tensão sobre os semicondutores: A associação em série de interruptores, a associação de células multiníveis de tensão e a associação de conversores. A primeira técnica apresenta muitos problemas práticos devido ao compartilhamento estático e dinâmico de tensões e correntes aplicadas sobre os interruptores. As células multiníveis são usualmente empregadas em circuitos do tipo inversores CC-CA ou inversores com estágio retificador na saída. A associação de conversores pode ser exemplificada pela associação em série dos conversores apresentados no capítulo 2.2 deste trabalho. Este trabalho não apresenta uma célula de comutação multiníveis. São propostos dois tipos de células de comutação em três níveis que podem ser aplicadas em diversos conversores CC-CC. Porém, se for necessário reduzir ainda mais a tensão sobre os 1.

(15) interruptores indica-se o estudo da associação de alguns dos conversores propostos, podendo utilizar mais de um enrolamento primário, no caso das topologias isoladas introduzidas no final deste trabalho. As células de comutação em três níveis encontradas na literatura utilizam técnicas de comutação dissipativa. No presente trabalho é proposta uma técnica de utilização de conversores de três níveis com comutação suave do tipo ZVS (zero voltage switching), que pode ser aplicada a qualquer conversor CC-CC não isolado, além de poder ser utilizada em algumas topologias de conversores CC-CC isolados. A comutação suave do tipo ZVS, além de não apresentar perdas de comutação nos transistores, reduz a emissão de ruídos eletromagnéticos devido à diminuição da taxa de variação da tensão (dV/dt) nos interruptores durante a comutação. Em [11] foram propostos grampeamentos do tipo buck, boost, buck-boost, sepic, Cuk e zeta com grampeamento ativo de dois níveis, utilizando comutação suave do tipo ZVS. Nessa referência foram estudados todos esses tipos de grampeamentos aplicados aos três principais conversores CC-CC não isolados, Buck e boost. Neste trabalho os dois tipos de grampeamentos propostos são inspirados nos grampeamentos de dois níveis apresentados em [11]. Os grampeamentos de três níveis do tipo, buck, boost, buck-boost, sepic, Cuk e zeta, foram estudados e simulados. Os grampeamentos ZVS de três níveis do tipo buck e do tipo boost propostos são aplicáveis a todos os tipos de conversores CC-CC não isolados. No entanto, neste documento serão apresentados apenas os grampeamentos do tipo buck e do tipo boost de três níveis, pois eles apresentaram vantagens na redução dos valores da tensão aplicada nos transistores e empregam um menor número de componentes. Em relação aos conversores clássicos CC-CC isolados, a técnica ZVS proposta, de grampeamento em três níveis com comutação suave, só pode ser aplicada nos conversores que não possuem uma ponte retificadora na saída. Ou seja, a técnica proposta neste trabalho foi aplicada somente nos conversores flyback e forward [30]. Em outras palavras, pode-se confundir os grampeamentos propostos neste trabalho com os grampeamentos de conversores NPC (neutral point diode clamped converters) ou Half Bridge ZVS de três níveis, já que esses também possuem dois capacitores para dividir as tensões. Porém, desprezando as etapas de operação com intervalos de duração muito pequenos, nessas topologias a corrente só circula em um destes capacitores por vez. Por outro lado, na célula. 2.

(16) de comutação proposta, desprezando as etapas de operação com intervalos de duração muito pequenos, a corrente circula simultaneamente em ambos os capacitores. As referências [6] e [33] foram os únicos trabalhos encontrados onde são apresentadas famílias de conversores de três níveis CC-CC não isolados utilizando uma mesma célula para a comutação. As propostas com comutação dissipativa de ambas as referências serão discutidas mais detalhadamente no capítulo 2. Na literatura, nem todos os conversores com a nomenclatura três níveis ou multiníveis têm a característica de redução dos valores da tensão aplicada nos semicondutores. Alguns trabalhos conseguem associar os conversores em série, para reduzir os valores de tensão. Em [33] são apresentadas as mesmas topologias buck e boost de três níveis com comutação dissipativa apresentadas em [4] com associação em série. Outras pesquisas associam os conversores em paralelo para reduzir os valores de corrente, [4] e [5]. Também, é possível a associação em cascata de conversores CC-CC para multiplicar os ganhos estáticos dos conversores [25]. Com relação aos conversores CC-CC de três níveis isolados, além da topologia meia ponte de três níveis ZVS [1], que é amplamente conhecida, o trabalho publicado em [9] apresenta grampeamentos em três níveis com comutação dissipativa utilizados em todas as topologias de conversores CC-CC isolados clássicos, também com o objetivo de reduzir os valores de tensão aplicados nos interruptores controlados. Com o objetivo de relacionar este trabalho com os encontrados na literatura, no capítulo 2 será apresentada uma revisão dos conversores CC-CC de três níveis que empregam comutação dissipativa. No capítulo 3 são apresentadas todas as células de grampeamento ZVS de dois níveis [11] e as células de grampeamento ZVS em três níveis propostas. Nesse mesmo capítulo são apresentadas as principais características comuns aos grampeamentos ZVS em três níveis e a justificativa da escolha dos grampeamentos do tipo buck e do tipo boost para serem utilizados neste trabalho. Nos capítulos subsequentes são detalhadas as etapas de operação, característica de transferência estática, o projeto e a simulação ou resultados experimentais dos conversores Boost, buck, forward e flyback, utilizando os grampeamentos em três níveis do tipo boost e do tipo buck.. 3.

(17) Como resultado dos ensaios com essas topologias em três níveis, verifica-se o rendimento semelhante às topologias ZVS de dois níveis, porém com metade da tensão aplicada aos interruptores comandados.. 4.

(18) CAPÍTULO 2 - CONVERSORES CC-CC DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO DISSIPATIVA 2.1. Introdução. As pesquisas de grampeamentos em três níveis encontradas na literatura que são aplicáveis a todas as topologias de conversores CC-CC não isolados operando em três níveis, têm o objetivo de reduzir as tensões nos transistores. Porém, essas topologias não operam com comutação suave. Apesar disso, essas técnicas são capazes de reduzir as perdas por comutação, já que reduzem o nível de tensão comutada e utilizam dispositivos com menores energias envolvidas nas comutações. Foram considerados os conversores CC-CC, operando em três níveis, que utilizam técnicas de grampeamento que dividem a tensão sobre um capacitor ou fonte de tensão em dois capacitores, com a função de reduzir as tensões máximas aplicadas aos interruptores comandados. Neste capítulo são apresentadas topologias de conversores buck e boost de três níveis operando com comutação dissipativa, com ponto médio e sem um ponto médio de tensão, para reduzir os valores de tensão aplicados nos semicondutores. Essas técnicas foram aplicadas nos conversores CC-CC não isolados. Porém, para apresentar as características dessas duas técnicas nesta revisão bibliográfica, escolheu-se apenas os conversores CC-CC básicos não isolados abaixadores e elevadores de tensão, ou seja, o conversor buck e o conversor boost. Para os conversores buck e boost são comparadas as tensões máximas aplicadas nos interruptores comandados, o ganho estático e as demais características entre estas duas técnicas com comutação dissipativa. Não serão citados os conversores de três níveis com ganhos estáticos quadráticos ou superiores com comutação dissipativa, porque os conversores com comutação ZVS propostos neste trabalho apresentam ganhos estáticos mais próximos dos conversores CCCC tradicionais, desde que utilizados baixos níveis de energia reativa nos elementos ressonantes, Lr e Cr [11].. 5.

(19) Topologias de Três Níveis com Ponto Médio. 2.2. Os três principais conversores de três níveis não isolados propostos em [4] e [33], buck, boost e buck-boost, aplicando a técnica dissipativa são mostrados na Fig. 2.1.. (a) Buck. (b) Boost. (c) Buck-Boost. Fig. 2.1 – Topologias buck, boost e buck-boost de três níveis com ponto médio ([4] e [33]).. As topologias de conversores buck de três níveis mostradas na sequência, têm em comum suas entradas com ponto médio de tensão. Ambas as topologias possuem o comando dos interruptores com praticamente o mesmo sinal, que é igual ao comando do interruptor de um conversor buck de dois níveis convencional. Assim, todo o equacionamento desse conversor é igual ao realizado em um conversor buck CC-CC convencional.. 2.2.1 Conversor Buck de Três Níveis A topologia do conversor mostrado na Fig. 2.2 é uma variação de outra topologia buck de três níveis com apenas um diodo conduzindo, e também é apresentada em [33]. No circuito da Fig. 2.2 ambos os diodos conduzem, o que evita a ocorrência de queda de tensão considerável em momentos inapropriados, o que aumentaria a tensão em um transistor.. Fig. 2.2 – Conversor buck de três níveis com os dois diodos conduzindo [4] e [33].. 6.

(20) Observa-se nas etapas de operação que os valores de tensão aplicados sobre os semicondutores são iguais aos valores de tensão aplicados sobre os capacitores C1 e C2, que dividem a tensão de entrada.. Fig. 2.3 – Etapas de operação do conversor buck de três níveis com os dois diodos conduzindo.. Essa topologia permite empregar diferenças de razão cíclica, DG1 > DG2 ou DG2 > DG1, pois não possui a situação indesejável de submeter a tensão sobre algum interruptor comandado igual à tensão de entrada. Assim, é possível controlar o equilíbrio das tensões nos capacitores C1 e C2 sem a ocorrência da situação não desejável. Porém, nessa estrutura a comutação é dissipativa.. Fig. 2.4 – Possíveis modos de operação do conversor buck de três níveis.. 2.2.2 Conversor Boost de Três Níveis A topologia de conversor boost de três níveis com comutação dissipativa está apresentada na Fig. 2.5. Verifica-se nas etapas de operação, mostradas na Fig. 2.6, que o ganho estático é o mesmo do conversor boost clássico.. 7.

(21) Fig. 2.5 – Conversor boost de três níveis com os dois diodos conduzindo ([4] e [33]).. Fig. 2.6 – Etapas de operação do conversor boost de três níveis com os dois diodos conduzindo.. Na Fig. 2.7 são apresentadas as possíveis situações de operação sem aplicar toda a tensão de saída sobre um dos interruptores comandados. Assim, essa topologia aceita diferenças de razão cíclica nos dois sentidos, DG1 > DG2 ou DG2 > DG1,. Fig. 2.7 – Possíveis modos de operações com a redução da tensão aplicada nos transistores.. 2.3. Topologias Multiníveis com Comutação Dissipativa. Uma proposta de topologias buck, boost e buck-boost operando em diversos níveis com comutação dissipativa é apresentada em [23]. Na Fig. 2.8 são apresentadas as topologias de conversores CC-CC em quatro níveis, mas que podem ser estendidas para 8.

(22) multiníveis. Nessas topologias as tensões sobre os capacitores não são divididas igualmente. Em uma topologia buck operando em diversos níveis, por exemplo, o valor da tensão sobre o capacitor C1 seria próximo ao valor da tensão de entrada. Além da comutação dissipativa, outra desvantagem dessa técnica multiníveis aplicada aos conversores CC-CC é o controle das tensões sobre os capacitores, principalmente durante o transitório de partida [24]. Em [24] são apresentados o problema das elevadas sobretensões durante este transitório e a utilização de resistências para limitar o valor da sobretensão.. Fig. 2.8 – Conversores CC-CC de quatro níveis com comutação dissipativa. (a) buck. (b) boost. (c) buck-boost [23] e [24].. Em [23] os autores enfocam a idéia de multiníveis em conversores CC-CA, utilizando a célula de comutação apresentada na Fig. 2.9. Não foram encontradas outras publicações destes autores detallhando a aplicação de multiníveis em conversores CC-CC. Outras publicações com essa célula de comutação foram voltadas somente para conversores CC-CA.. 9.

(23) C2 D1 S1. D2 S2. C1 D3 S3. D4 S4. D5 S5. D6 S6. Fig. 2.9 – Célula de comutação utilizada em conversores CC-CA [23] e [24].. 2.4. Topologias de Três Níveis sem o Capacitor Adicional. Os conversores com ponto médio normalmente são empregados para reduzir os valores de tensão aplicados nos interruptores, o que é assegurado desde que ocorra uma convergência para valores médios constantes de tensão nos capacitores que dividem a tensão. Nesta sessão são apresentadas a topologia buck de três níveis e a topologia boost de três níveis sem o ponto médio, conforme proposto na referência [6]. Nessas topologias são acrescentados um transistor e um diodo para realizar duas etapas de roda livre, armazenando a energia do indutor de filtragem do conversor.. 2.4.1 Conversor Buck de Três Níveis sem o Capacitor Adicional Na Fig. 2.10 é apresentada a topologia de conversor buck sem o capacitor adicional [6].. Fig. 2.10 – Conversor buck de três níveis sem o capacitor adicional [6].. Na Fig. 2.11 são apresentadas as etapas de operação da topologia do conversor buck de três níveis sem o capacitor adicional. Observa-se que, se os intervalos da primeira e da terceira etapa forem desprezíveis, tem-se a mesma característica de transferência estática do conversor buck tradicional.. 10.

(24) Fig. 2.11 – Etapas de operação do conversor buck sem ponto médio.. As principais formas de onda do conversor são apresentadas na Fig. 2.12. Observase nessa figura que a razão cíclica do interruptor S2 nunca pode ser menor que a razão cíclica do interruptor S1, pois criaria uma situação indesejável que não reduziria os valores de tensão nos interruptores comandados. A característica de transferência estática para diferentes razões cíclicas é dada na equação (2.4.1), sendo a variável α definida como a relação entre a razão cíclica do interruptor S2 DG2 e a razão cíclica do interruptor S1 DG1, (α = DG1/DG2).. Vo α.DG1 =q= Vi α.(DG1 + 1) − DG1. (2.4.1). 11.

(25) Fig. 2.12 – Principais formas de onda do conversor buck de três níveis sem capacitor adicional.. A característica de transferência estática da equação (2.4.1) também é representada graficamente na Fig. 2.13.. 12.

(26) Fig. 2.13 – Característica de transferência estática do conversor buck sem o capacitor adicional.. Nos conversores sem o capacitor adicional apresentados em [6], os valores de tensão aplicados nos interruptores comandados variam com as razões cíclicas. No conversor buck [6] a tensão máxima é dada pela equação . VS1 = Vi − Vo. (2.4.2). Normalizando-se o valor de tensão em relação a Vi, a tensão máxima no interruptor comandado do conversor buck tradicional encontra-se em (2.4.3). VS1 = 1− q Vi. (2.4.3). Diferente da topologia do conversor boost da mesma referência [6], o valor de tensão do conversor buck [6] no segundo interruptor, S2, independe da razão cíclica, conforme é apresentado em (2.4.4).. VS2 =. Vi 2. ⇒. VS2 1 = Vi 2. (2.4.4). As representações gráficas das equações (2.4.3) e (2.4.4) estão apresentadas na Fig. 2.14. Observa-se nessa figura que, para ganhos estáticos menores que 0,5, a tensão máxima normalizada no interruptor S1 é maior que 50%, em relação ao conversor buck clássico.. 13.

(27) Fig. 2.14 – Valores de tensão nos interruptores comandados do conversor buck [6].. 2.4.2 Conversor Boost de Três Níveis sem o Capacitor Adicional A topologia de conversor boost de três níveis sem o capacitor adicional, apresentada na Fig. 2.15, também é proposta em [6]. Essa topologia também tem como principal finalidade a redução dos valores de tensão aplicados sobre os interruptores comandados. Em relação ao conversor boost da Fig. 2.5, essa topologia tem a vantagem de possuir somente um capacitor na saída. Assim, o valor desse capacitor é quatro vezes menor que a soma dos dois capacitores utilizados na topologia do conversor boost da Fig. 2.5. Assim, não há a preocupação com o equilíbrio das tensões de saída. Porém, esse capacitor deve suportar toda a tensão de saída. Por outro lado, o conversor boost, apresentado na Fig. 2.15, também possui valores de tensão aplicados sobre os interruptores que dependem das razões cíclicas de operação, conforme mostra o gráfico da Fig. 2.19.. Fig. 2.15 – Conversor boost de três níveis sem o capacitor adicional [6]l.. 14.

(28) A partir dos instantes de comando dos interruptores S1 e S2, mostrados na Fig. 2.17, obtém-se as etapas de operação da Fig. 2.16.. L. D2. S2 +. D1 Co1 Vi. Ro. S1. _. 2ª Etapa: [t1, t2].. Fig. 2.16 – Etapas de operação do conversor boost sem o capacitor adicional.. 1ª Etapa (t0, t1) – No instante t0 o interruptor S2 é comandado a conduzir e a corrente no indutor L fica confinada na malha LS2D1. O diodo D2 se encontra bloqueado com tensão reversa igual à (Vo-Vi). Durante essa etapa o interruptor S2 e o diodo D1 conduzem a corrente iL. A etapa termina quando o interruptor S1 é comandado a conduzir. 2ª Etapa (t1, t2) –Em t1 o interruptor S1 é comandado a conduzir e os interruptores S2 e S1 conduzem a corrente do indutor L. A corrente no indutor L cresce linearmente com taxa igual a Vi / L. Os diodos D1 e D2 encontram-se bloqueados com tensão reversa respectivamente igual à Vo e Vi. Durante essa etapa, a fonte Vi transfere energia para o indutor L. Esta A etapa termina quando o interruptor S1 é comandado a bloquear. 3ª Etapa (t2, t3) – Inicia no instante t2, quando o interruptor S1 é comandado a bloquear e a corrente no indutor L novamente fica confinada na malha LS2D1. O diodo D2 se encontra bloqueado com tensão reversa igual à (Vo-Vi). Nessa etapa, o interruptor S2 e o diodo D1 conduzem a corrente iL. A etapa termina quando o interruptor S2 é comandado a bloquear.. 15.

(29) Vo. Vo. 2. 2. Fig. 2.17 – Principais formas de onda do conversor boost de três níveis sem o capacitor adicional.. 4ª Etapa (t3, t4) – No instante t3 o interruptor S2 é comandado a bloquear e ambos os interruptores comandados permanecem bloqueados. O interruptor S1, que já estava bloqueado na etapa anterior, continua submetido à tensão Vi, devido à capacitância parasita desse interruptor, que não é descarregada. Assim, a capacitância parasita em paralelo com S2 é carregada quase instantaneamente de zero até (Vo – Vi). Durante essa etapa, a fonte Vi e o indutor L transferem energia para a carga Vo. A etapa termina quando o interruptor S2 é 16.

(30) comandado a conduzir, fazendo com que novamente a corrente no indutor L fique confinada na malha LS2D2, dando início a outro período de funcionamento. Definem-se novamente as razões cíclicas DG1 e DG2 como sendo os intervalos de tempo em que os interruptores S1 e S2 estão habilitados, respectivamente, em relação ao período de comutação. Definindo α como sendo a relação entre essas razões cíclicas DG1/DG2, então se inicia o cálculo do ganho estático. Calculando a ondulação de corrente no indutor a partir da corrente no interruptor S1, encontra-se (2.4.5). ΔI L =. Vi .T.DG1 L. (2.4.5). Calculando a ondulação de corrente no indutor a partir da corrente no diodo D1, obtém-se (2.4.6). ΔI L =. ( Vo − Vi ) .T. 1 − D ( G2 ) L. (2.4.6). Igualando (2.4.5) e (2.4.6) é calculada a equação de transferência estática. q=. Vo 1 + (DG1 − DG 2 ) V 1 + DG 2 .(α − 1) = ou o = Vi 1 − DG 2 Vi 1 − DG 2. (2.4.7). O gráfico deste ganho estático em relação ao DG2 e α é mostrado na Fig. 2.18. Observa-se neste gráfico que, quanto maior for o valor de α maior é o ganho estático.. 17.

(31) Fig. 2.18 – Ganho estático em relação ao DG2 e α.. Através das etapas de operação, verifica-se que os valores de tensão normalizados nos interruptores comandados em relação à tensão de saída Vo, valor de tensão máximo no conversor boost tradicional, são descritos pelas equações, (2.4.8) e (2.4.9). VS1 = Vi ⇒. VS1 Vi = Vo Vo. VS2 = Vo − Vi ⇒. ⇒. VS1 1 = Vo q. VS2 Vo Vi = − Vo Vo Vo. ⇒. (2.4.8) VS2 1 = 1− Vo q. (2.4.9). A representação gráfica destes valores de tensão está mostrada na Fig. 2.19. Observa-se nessa figura que a redução destes valores em ambos os interruptores é mais efetiva para ganhos estáticos próximos a dois. 1 0,8. VS2/VO 0,6 0,4. VS1/VO. 0,2 0. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. Fig. 2.19 – Valores de tensão nos interruptores comandados do conversor boost [6].. 18.

(32) Com relação à operação não desejável, que coloca toda a tensão de saída sobre um dos interruptores, para que essa situação seja evitada, deve-se respeitar a relação DG1 < DG2, ou seja, α < 1.. 2.5. Conclusões. Com a análise destas três topologias de conversores buck e conversores boost de três níveis com comutação dissipativa, verificaram-se algumas vantagens e desvantagens de cada estrutura. Comparando as topologias de três níveis, em aplicações do conversor buck ou boost, onde se deseja operar com elevadas diferenças entre as tensões de entrada e de saída, o conversor três níveis sem o capacitor adicional possui a característica da tensão máxima sobre um dos interruptores ficar próxima da tensão de entrada ou saída. Por outro lado, em aplicações onde o ganho estático é aproximadamente igual a dois, os conversores de três níveis sem o capacitor adicional são mais vantajosos, pois não é necessária a preocupação com o equilíbrio nas tensões de saída do conversor boost em relação ao ponto médio. Além disso, a topologia boost sem o capacitor adicional possui uma capacitância com valor quatro vezes menor no filtro de saída, em relação ao boost com ponto médio, pois a associação em série de dois capacitores aumenta a capacitância total em quatro vezes, porém esse capacitor deve suportar toda a tensão de saída. Em relação à proposta de topologias multiníveis com comutação dissipativa, existem poucos estudos de sua utilização em conversores CC-CC, além de o controle das tensões nos capacitores e do transitório de partida ser mais complexo. Portanto, o conversor três níveis sem o capacitor adicional é vantajoso, em relação ao conversor com ponto médio, principalmente em aplicações nas quais o ganho estático seja aproximadamente igual a dois no conversor boost e igual a 0,5 no conversor buck. Nesses casos, a tensão máxima aplicada sobre os interruptores do conversor buck será igual à metade da tensão de entrada, e no conversor boost a tensão máxima será igual à metade da tensão de saída.. 19.

(33) CAPÍTULO 3 - GRAMPEAMENTOS ATIVOS DE TRÊS NÍVEIS COM COMUTAÇÃO ZVS Após a revisão bibliográfica, mostrando as técnicas de comutação dissipativa em três níveis com a função de reduzir os valores de tensão aplicados nos interruptores comandados, são apresentados neste capítulo os tipos de grampeamento ativo ZVS de três níveis que são propostos neste trabalho. São apresentados os grampeamentos ativos ZVS de três níveis do tipo buck, boost, buck-boost, Cuk, sepic e zeta, cada um destes podendo ser aplicado em qualquer conversor CC-CC não isolado, do tipo buck, boost, buck-boost, Cuk, sepic ou zeta. Serão justificadas as escolhas dos grampeamentos do tipo buck e do tipo boost. Serão aplicados somente esses dois tipos de grampeamentos na topologia de conversor buck e na topologia de conversor boost . Em relação à aplicação desses dois tipos de grampeamento nas topologias de conversores isolados, os grampeamentos ZVS de três níveis apresentados podem somente ser aplicados nos conversores flyback e forward, não sendo considerada sua aplicação nos conversores CC-CC meia ponte e ponte completa. Existem outras estratégias de grampeamento ativo de três níveis para o conversor meia ponte que são apresentadas em [1]. Para não repetir as características comuns a todos os grampeamentos ZVS de três níveis, será mostrado o comportamento destes grampeamentos apenas neste capítulo durante o detalhamento da topologia buck com grampeamento de três níveis do tipo buck, que será denominada de conversor buck_buck. Em todas as publicações de artigos gerados a partir desta pesquisa com células de comutação ZVS de três níveis, [27], [28], [29], [30], [31] e [32] foi utilizado o símbolo “_” para separar as topologias, escritas antes do traço baixo “_”, do tipo de grampeamento utilizado, escrito após o traço baixo “_”. Assim a topologia buck_boost, topologia do conversor buck utilizando o grampeamento ativo do tipo boost, poderá ser distinguida do conversor buck-boost clássico.. 20.

(34) 3.1. Grampeamentos Ativos de Dois Níveis com Comutação ZVS. Antes de apresentar os tipos de células de comutação ZVS de três níveis, que são mais complexos de serem entendidos, são apresentados na Fig. 3.1 os tipos de grampeamento em dois níveis. A Fig. 3.1 foi redesenhada, a partir dos tipos de grampeamentos de dois níveis propostos em [11], colocando sempre os transistores com um ponto em comum, além de outros rearranjos. Dessa forma, fica mais fácil visualizar como podem ser utilizados os grampeamentos de três níveis, substituindo cada um dos tipos de grampeamentos mostrados na Fig. 3.1, possibilitando a redução dos valores de tensão exatamente pela metade, caso seja desejável.. Dfw C1 D2 Lr1 S2 CC2. Lr2 (e). D1 S1 CC1. Fig. 3.1 – Células de comutação redesenhadas para os grampeamentos ZVS de 2 níveis do tipo: (a) buck, (b) boost, (c) buck-boost, (d) Cuk, (e) sepic e (f) zeta.. Nos projetos dos conversores ZVS de dois ou três níveis, o valor do capacitor CC é muito maior do que os valores dos capacitores ressonantes, C1, C2, C3 e C4. Os capacitores ressonantes utilizados são de baixo custo de tipo cerâmico, com capacitâncias tipicamente menores que 10 nF. Quando aplicadas em um conversor de potência, todas as células de grampeamento da Fig. 3.1 possuem uma malha ou caminho elétrico que envolve os transistores,. 21.

(35) capacitores ou fontes de tensão. Como há um caminho com fonte de tensão ou com capacitores, foram utilizadas técnicas para que os transistores comutem sob tensão nula, pois ocorre uma variação controlada nas transições de tensão. Nas células de comutação ZVS de dois níveis não foi utilizado o capacitor de pequeno valor em paralelo com o interruptor S2, pois esse já está envolvido em uma malha com capacitores e fontes de tensão, sendo suave a variação de tensão também neste interruptor. Nas células ZVS de três níveis preferiu-se utilizar esses capacitores de baixos valores em paralelo com todos os transistores devido às questões de simetria e distribuição das correntes fornecidas pelo indutor ressonante.. 3.2. Grampeamentos Ativos de Três Níveis com Comutação ZVS. Em relação aos conversores CC-CC clássicos, os conversores com grampeamento ZVS de dois níveis possuem o dobro de interruptores comandados. Assim, utiliza-se um maior número de interruptores comandados para se ter o benefício de operar com comutação suave do tipo ZVS (Zero Voltage Switching). As capacitâncias e as indutâncias parasitas dos semicondutores, e a recuperação reversa de diodos, estão entre os principais fatores que limitam a operação dos conversores PWM convencionais (com comutação dissipativa) em altas frequências. Além disso, na comutação dissipativa, quanto maior for a tensão sobre a capacitância parasita do interruptor, maior é a energia dissipada quando esta é descarregada. Para amenizar esses efeitos, em algumas situações é desejável utilizar alguma técnica de comutação suave. Caso seja escolhido utilizar as técnicas de comutação suave de dois níveis propostas em [11], mas se deseje operar com valores de tensão de entrada ou saída muito elevados, na situação de elevar em até o dobro os níveis de tensão nos semicondutores comandados, pode-se escolher uma das topologias ZVS CC-CC de três níveis propostas no presente trabalho. Assim, qualquer grampeamento ZVS de dois níveis de [11] que for estendido para três níveis, com ponto médio de tensão entre os capacitores do barramento auxiliar, terá exatamente a metade do valor de tensão aplicado sobre os interruptores comandados, em comparação aos respectivos grampeamentos de [11]. Utilizando as células de comutação ZVS em dois níveis, propostas em [11], mostradas na Fig. 3.1 e a ideia de grampeamentos em três níveis utilizada no conversor. 22.

(36) meia ponte ZVS [1], neste trabalho propõem-se células de grampeamento em três níveis aplicáveis aos conversores CC-CC, conforme apresentado na Fig. 3.2. Para reduzir a tensão nos interruptores comandados devem ser observadas algumas restrições. As razões cíclicas de comando dos interruptores S2 e S3 devem ser maiores ou ligeiramente maiores do que as razões cíclicas de comando dos interruptores S1 e S4, respectivamente. Além disso, deve-se respeitar o tempo morto nos sinais de comandos dos interruptores S2 e S3 para evitar o curto circuito de braço.. Fig. 3.2 – Células de comutação dos grampeamentos ZVS de 3 níveis do tipo: (a) buck, (b) boost, (c) buck-boost, (d) Cuk, (e) sepic e (f) zeta.. 23.

(37) Nenhum dos grampeamentos ZVS de três níveis propostos alteram a característica de transferência estática, quando comparados ao respectivo grampeamento ZVS em dois níveis. Verificou-se em [11] que, para os grampeamentos boost, buck-boost, Cuk ou sepic, independente dos tipos de grampeamento utilizados pelo conversor, a característica de transferência estática é a mesma para cada conversor de potência. Percebe-se que os valores máximos de tensão aplicados aos interruptores comandados também são os mesmos para os quatro tipos de grampeamentos acima mencionados. Logo, no presente trabalho, entre esses quatro tipos de grampeamentos, escolheu-se o estudo do grampeamento boost, devido ao seu menor número de componentes e sua simplicidade. Com exceção do grampeamento zeta, em todos os grampeamentos de dois ou três níveis, quanto menor forem os valores dos elementos reativos Lr e CC, mais próxima é a característica de transferência estática do conversor CC-CC com grampeamento ZVS em relação ao respectivo conversor CC-CC clássico. O grampeamento zeta apresenta a vantagem de possibilitar sua operação com comutação ZVS para qualquer nível de carga, desde 0 a 100%, porém aumentando as perdas em condução. Por outro lado, o grampeamento zeta de dois níveis aumenta demasiadamente os valores máximos de tensão nos interruptores comandados, mais que o dobro do que os valores máximos de tensão nos interruptores com os conversores clássicos. Dessa forma, não é interessante a utilização do grampeamento zeta de três níveis com o objetivo de reduzir os valores máximos de tensão. Logo, observou-se que somente dois tipos de grampeamentos ativos ZVS de três níveis são interessantes e serão analisados neste trabalho, o grampeamento buck e o grampeamento boost. Apesar de esses grampeamentos serem aplicáveis a qualquer conversor CC-CC não isolado, neste documento serão apresentadas apenas suas aplicações no conversor buck e no conversor boost. Devido à dificuldade de detalhar esses dois tipos de grampeamentos sem apresentar as formas de onda e etapas de operação, as condições para o funcionamento adequado de ambos serão apresentadas no próximo capítulo, onde serão aplicados esses grampeamentos ao conversor boost.. 24.

(38) 3.3. Controle do Equilíbrio das Tensões para o Uso dos. Conversores ZVS de Três Níveis com a Tensão de Saída em Malha Fechada Nos projetos que serão apresentados para os primeiros conversores de três níveis operando em malha aberta, são detalhados os valores da corrente no indutor ressonante durante as comutações dos interruptores comandados e os pequenos intervalos de tempo entre os bloqueios dos interruptores. Esses intervalos de bloqueios são calculados de modo que a área da corrente, quantidade de carga, seja a mesma durante a carga e a descarga de cada um dos capacitores C5 e C6. Existe a possibilidade de operar os conversores de três níveis em malha fechada, de modo que a tensão de controle faça variar as razões cíclicas e os tempos de comando de maneira dinâmica, podendo variar a quantidade de carga ou descarga nesses capacitores durante o período de comutação. Nesse caso, pode ser necessária uma estratégia de controle da tensão aplicada sobre os capacitores. Na sequência é explicada uma maneira de obter o equilíbrio. Nos conversores com grampeamento de dois níveis a tensão no capacitor de barramento é sempre estável. Logo, utilizando a lei das tensões de Kirchoff, se a tensão em um dos capacitores do barramento auxiliar é estável, a tensão no outro capacitor desse barramento também o será. O capacitor C6 é carregado durante o intervalo de tempo entre os bloqueios dos interruptores S1 e S2. O mesmo capacitor é descarregado durante o intervalo entre os bloqueios dos interruptores S3 e S4. Assim, se for necessário empregar o controle em malha fechada da tensão de saída, pode-se utilizar o circuito de controle da tensão de equilíbrio apresentado na Fig. 3.3. Quando a tensão no capacitor C6 está acima do valor de referência, esse circuito de controle aumenta o intervalo de tempo de bloqueio entre os interruptores S3 e S4. Se a tensão sobre esse capacitor estiver menor que o valor desejado é aplicado um menor intervalo de bloqueio entre os interruptores S3 e S4, em relação a este intervalo de bloqueio nominal calculado. No exemplo da Fig. 3.3, um circuito de conversor buck_buck de três níveis operando em malha fechada, é utilizado um atraso A1 com tempo igual a 2 μs, definindo o tempo morto entre os comandos dos interruptores comandados S1 e S4. O bloco A2 fornece um atraso de bloqueio fixo do sinal comando do interruptor S2 em relação ao bloqueio do interruptor S1. O sinal de saída do controlador de equilíbrio destas tensões, Vequil, é somado 25.

(39) ao sinal de tensão que gera o comando do interruptor S4. Assim, o sinal Vequil gera o atraso necessário ao interruptor S3 em relação ao bloqueio do interruptor S4.. Fig. 3.3 – Circuito de comando e controle das tensões de equilíbrio, VC5 e VC6.. 3.4. Conclusão. Neste capítulo foram apresentadas as principais diferenças construtivas entre as células de grampeamento ativo de dois níveis e de três níveis. Verifica-se que só é necessária a utilização de um grampeamento em três níveis se há dificuldades na escolha do transistor ou semicondutor comandado de baixo custo para um determinado projeto em que a tensão aplicada sobre esses semicondutores é elevada. Para um determinado projeto, substituindo-se a topologia com grampeamento ZVS de dois níveis pelo respectivo grampeamento na versão em três níveis, a tensão aplicada sobre os semicondutores comandados é reduzida exatamente pela metade, em relação à topologia em dois níveis. Além da comparação dos tipos de grampeamento, nesta parte do trabalho foram apresentadas as principais características comuns a todos os tipos de grampeamento de três níveis propostos, bem como a técnica de controle que pode ser utilizada para o equilíbrio 26.

(40) do ponto médio de tensão nas topologias CC-CC PWM ZVS com grampeamento ativo de três níveis.. 27.

(41) CAPÍTULO 4 GRAMPEAMENTO. CONVERSOR ATIVO. DE. TRÊS. BOOST NÍVEIS. COM COM. COMUTAÇÃO ZVS 4.1. Introdução. No conversor CC-CC elevador clássico, o conversor boost, a máxima tensão aplicada aos interruptores comandados é igual à tensão de saída do conversor. Nas topologias de conversores CC-CC boost ZVS de dois níveis, a tensão máxima nos interruptores comandados também é igual ou um pouco maior do que a tensão de saída. Com a função de reduzir pela metade esses valores de tensão, comparando-se com as topologias boost ZVS de dois níveis, neste capítulo são apresentados o conversor boost com grampeamento boost de três níveis e o conversor boost com grampeamento buck de três níveis. Para iniciar o estudo das topologias de três níveis com um menor número de etapas de operação, o primeiro conversor será analisado sem utilizar a comutação ZVS. São apresentadas as condições para se operar com comutação ZVS e calculados todos os intervalos de tempo das etapas de operação. Da mesma maneira que todos os demais capítulos deste documento, na sequência são apresentados as etapas de operação, as características de transferência estática, o projeto e simulações ou resultados experimentais. Ao final do estudo do primeiro conversor é dimensionado o valor da indutância ressonante mínima. Se o indutor ressonante for igual a esse valor mínimo, não é possível realizar a variação de carga e manter a comutação do tipo ZVS nos interruptores comandados.. 4.2. Boost_Boost de Três Níveis. O primeiro grampeamento de três níveis aplicado ao conversor boost, analisado neste trabalho, é o grampeamento do tipo boost ZVS de três níveis, aqui chamado de conversor boost_boost ou topologia boost_boost, publicado em [27] e [31]. Para facilitar o entendimento, antes de apresentar a topologia boost_boost de três níveis, é apresentada a topologia equivalente em dois níveis, mostrada na Fig. 4.1. Nessa figura, a célula de comutação do tipo boost de dois níveis está evidenciada dentro da área delimitada com linhas pontilhadas. Esse conversor é formado por dois interruptores 28.

(42) bidirecionais em corrente (S1 e S2), um diodo boost (Db), um capacitor de grampeamento (CC), um indutor ressonante (Lr), um capacitor ressonante (Cr), um indutor de filtro (Li), um capacitor de filtro (Co) e a carga (Ro). Os interruptores são comandados de forma complementar, com um pequeno intervalo de tempo morto entre as comutações. A transferência de energia da fonte para a carga ocorre quando o interruptor S1 está bloqueado. Comparando com o conversor boost clássico com razão cíclica de comando “D”, a razão cíclica em que conduzem S1 ou D1 é definida como “D”. Quanto menores forem os valores dos elementos ressonantes Lr e Cr, mais próxima da topologia boost tradicional é a característica de transferência estática. Nos conversores ZVS de dois níveis [11] o valor do capacitor ressonante Cr é muito menor que o valor do capacitor do barramento auxiliar CC e o valor do indutor ressonante Lr é muito menor que o valor do indutor Li.. Fig. 4.1 – Conversor boost_boost de dois níveis com comutação ZVS.. A maneira mais simples de apresentar o conversor boost_boost de dois níveis é mostrada na Fig. 4.2, conforme é apresentado em [11].. iCc. + vCc_. CC. S2 +. vG2 _. S1 +. vG1 _. D2 Cr D1. Db. Lr + iLr v_Cr. Li Co Ii. Vi. + V _o. Ro. Fig. 4.2 – Conversor boost_boost de dois níveis redesenhado [11].. Aplicando-se a célula de comutação ZVS de três níveis mostrada na Fig. 3.2 tem-se. 29.

(43) o conversor boost_boost de três níveis apresentado na Fig. 4.3. Nessa figura, a célula de comutação ZVS de três níveis está evidenciada dentro da área delimitada com linhas pontilhadas. Esse conversor foi publicado em [27] e [31].. Fig. 4.3 – Conversor boost_boost ZVS de três níveis, [27] e [31].. Para facilitar a análise do conversor proposto, a Fig. 4.3 também pode ser redesenhada conforme a Fig. 4.4.. Fig. 4.4 – Conversor boost_boost de três níveis redesenhado.. 30.

(44) 4.2.1 Boost_Boost de Três Níveis Simplificado Com objetivo de facilitar o entendimento da primeira topologia ZVS de três níveis mostrada neste documento, o conversor boost_boost de três níveis é apresentado na forma mais simples possível, sem comutação suave. O circuito apresentado na Fig. 4.5 serve apenas para simplificar as etapas de operação, considerando-se o mesmo sinal de comando do conversor boost_boost de três níveis com comutação ZVS. Na Fig. 4.5 considera-se que o indutor de entrada possui um determinado valor que, juntamente com a fonte de tensão de entrada, pode ser representado por uma fonte de corrente. Esse circuito não possui os capacitores ressonantes (C1, C2, C3 e C4) em paralelo com os interruptores comandados, que, considerando-se os instantes de comando e capacitores de ressonância apropriados, trocam energia entre si e a indutância ressonante, permitindo a comutação suave nos interruptores (ZVS).. V5. S4 D5 S3. D4. D3. D5. Lr S2 D6 V6. D2 Ii. S1. Vo. D1. Fig. 4.5 – Circuito ideal sem os capacitores de ressonância.. A seguir apresentam-se as sete etapas de operação para os sinais de comando da Fig. 4.7. Observa-se que as etapas de operação dependem somente do sentido da corrente no indutor ressonante Lr e da largura de pulso dos comandos dos interruptores.. 31.

(45) V5. D5. S4 S3 S2. D6 V6. V5. D5. V6. Ii. D4. V5. S4 S3. D6. Vo. S4. S1. D5. S2 D6 V6. S2. S2 S1. D5. D4. D1. V6. D4. V5. S1 S4. D5. S3 D5. Lr. D2. D6. Vo. Ii. D1. S2 S1. V6. V5. D5. S4 S3 S2. D6 V6. S1. Lr. D2. S4. D6. Vo. D3. D1. S2 Ii. D4. S1. S3. D5. Lr. D2. D3. D5. D5. Lr. D2. D3. S4 S3. D1. D6. V5. D3. V5. S1. S3. V6. D4. D3. D5 Ii. Lr. D2. Vo. D5 Ii. Vo. D1 D4 D3 D2. Lr. D5 Ii. Vo. D1. D4 D3 D2. Lr. D5 Ii. Vo. D1. Fig. 4.6 – Etapas de operação para o conversor de três níveis simplificado.. 32.

(46) Fig. 4.7 – Formas de onda para o circuito operando sem os capacitores de ressonância.. 4.2.2 Etapas de Operação e Funcionamento do Conversor com Comutação ZVS Na prática, sabe-se que todo interruptor comandado possui uma capacitância parasita em paralelo, conforme representado na Fig. 4.8. Porém, dependendo dessa capacitância e dos valores de corrente, pode ser necessário adicionar capacitores em paralelo aos interruptores para que os bloqueios dos interruptores comandados ocorram com tensão nula.. Fig. 4.8 – Conversor boost_boost.. 33.

(47) Admite-se C1 = C2 = C3 = C4 = Cr. O valor desta capacitância ressonante está diretamente ligado aos intervalos de bloqueio dos interruptores. Define-se Cr_limite como sendo o valor da capacitância ressonante que satisfaz a equação (4.2.31). Verifica-se, através dessa equação, que também é possível fixar o valor de Cr_limite e ajustar os intervalos de bloqueio dos interruptores. Os conversores de três níveis propostos neste trabalho, incluindo-se o conversor boost_boost ZVS de três níveis, podem operar com comutação ZVS nas seguintes situações possíveis: •. V6 = V5 e Cr > Cr_limite. •. V6 = V5 e Cr < Cr_limite. •. V6 = V5 e Cr = Cr_limite. •. V6 > V5 e Cr < Cr_limite. •. V6 > V5 e Cr > Cr_limite. •. V6 > V5 e Cr = Cr_limite. •. V6 < V5 e Cr < Cr_limite. •. V6 < V5 e Cr > Cr_limite. •. V6 < V5 e Cr = Cr_limite Para cada uma das nove situações possíveis de operação o conversor apresentará. algumas etapas de operação diferentes, ou menor número de etapas. Porém, apesar desse grande número de situações, em todos os casos, as células de comutação ZVS de três níveis propostas neste documento ainda operam com comutação ZVS. A seguir são apresentadas as etapas de operação do conversor boost_boost, considerando-se a primeira situação, V6 = V5 e Cr > Cr_limite. Na Fig. 4.10 são mostrados os intervalos de condução dos interruptores S1, S2, S3 e S4 e as principais formas de onda, supondo que no instante t3 a tensão no capacitor C1 não alcance a tensão V6 e no instante t9 o capacitor C4 não atinja a tensão V5, ou seja, supondo Cr maior que Cr_limite da equação (4.2.31). No item 4.2.6 apresentam-se as etapas de operação, considerando a tensão V6 maior que a tensão V5 e Cr menor que Cr_limite, mostrando que o conversor pode continuar operando com comutação ZVS, mesmo apresentando tensão desequilibrada nos capacitores C5 e C6. A condição necessária para que ocorra comutação com tensão nula (ZVS) nos interruptores é utilizar cada interruptor de modo que o comando só se inicie quando o capacitor, que está em paralelo com o respectivo interruptor, estiver descarregado. Em 34.