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Conversores CC-CC isolados tipo T com comutação suave para altas tensões

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Academic year: 2021

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CONVERSORES CC-CC ISOLADOS TIPO T COM

COMUTAÇÃO SUAVE PARA ALTAS TENSÕES

Delvanei Gomes Bandeira Jr.

Universidade Federal de Santa Catarina

Programa de Pós-Graduação em

Engenharia Elétrica

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PROGRAMA DE PÓS–GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

Delvanei Gomes Bandeira Jr.

CONVERSORES CC-CC ISOLADOS TIPO T

COM COMUTAÇÃO SUAVE PARA ALTAS

TENSÕES

Florianópolis, Santa Catarina – Brasil 19 de julho de 2018

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CONVERSORES CC-CC ISOLADOS TIPO T

COM COMUTAÇÃO SUAVE PARA ALTAS

TENSÕES

Tese submetida ao Programa de Pós–Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Santa Catarina para a obtenção do Grau de Doutor em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing.

Coorientador: Prof. Telles Brunelli Lazzarin, Dr.

Florianópolis, Santa Catarina – Brasil 19 de julho de 2018

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Gomes Bandeira Jr., Delvanei

CONVERSORES CC-CC ISOLADOS TIPO T COM COMUTAÇÃO SUAVE PARA ALTAS TENSÕES / Delvanei Gomes Bandeira Jr. ; orientador, Ivo Barbi, coorientador, Telles Brunelli Lazzarin, 2018.

344 p.

Tese (doutorado) - Universidade Federal de Santa Catarina, Centro Tecnológico, Programa de Pós

Graduação em Engenharia Elétrica, Florianópolis, 2018. Inclui referências.

1. Engenharia Elétrica. 2. CONVERSORES CC-CC. 3. COMUTAÇÃO SUAVE. 4. CAPACITOR CHAVEADO. 5.

CONVERSORES ALTA TENSÃO. I. Barbi, Ivo. II. Brunelli Lazzarin, Telles. III. Universidade

Federal de Santa Catarina. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. IV. Título.

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De uma forma geral e bilateral, agradeço a todos os meus familiares, em especial à minha mãe Celma Lutz Bandeira por ter defendido a minha jornada durante todos esses anos, transformando o fruto do seu trabalho em uma oportunidade para que seus filhos pudessem ter acesso ao conhecimento e informação. Por conseguinte agradeço a minha irmã Camila Lutz Bandeira, meu cunhado Luís Perceu de Oliveira e meus sobrinhos Clara Lutz Bandeira de Oliveira e Miguel Bandeira Centeno pelo conforto oferecido durante os recessos do trabalho. Aqui também registro as minhas sinceras congratulações ao meu primo Maicon "Gaucho"Lutz pelo casamento, pois este chegou de fato, e a festa foi muito boa.

Ao Prof. Ivo Barbi, por aceitar participar como orientador desta tese, pelas oportunidades e pelo apoio oferecido durante este processo. Também aproveito a oportunidade para demonstrar minha gratidão pelo seu trabalho, sendo responsável pela formação de um número considerável de professores, mestres e doutores na eletrô-nica de potência, demonstrando ter clareza em seus pensamentos e cumprindo seu dever cívico com a nação brasileira.

Ao meu Coorientador Prof. Telles Brunelli Lazzarin pela sua participação direta no trabalho, integrando-se à equipe de forma veloz e eficiente, em uma fase de transições dentro do laboratório, dedicando muito trabalho e esforço, para materializar e testar as

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Ao relator e membro da banca, Eloi Agostini Jr., pelas contri-buições para a melhoria do trabalho e pela disponibilidade de avaliar o trabalho. Aos demais professores da banca examinadora, Romeu Hausmann e Carlos Henrique Illa Font, pelas contribuições para a melhoria do trabalho, pelas discussões técnicas e pela disponibilidade de avaliar o trabalho. Participaram da qualificação do doutorado os professores Roberto Coelho, Gierri Waltrich, os quais gostaria de agradecer pelo esforço dispendido no processo bem como nas discus-sões técnicas que foram realizadas. Gostaria de agradecer também ao professor Cláudio Manoel da Cunha Duarte pela participação na banca avaliadora deste trabalho, mas também por todo aprendizado que foi assim transmitido no decorrer destes anos. Ao efeito do futuro vou caminhar seguindo a luz de todos os bons exemplos que aqui vos cito, transmitindo adiante os bons ensinamentos que por estes foram compartilhados.

Aos demais professores do INEP, Arnaldo José Perin, Denizar Cruz Martins, Marcelo Lobo Heldwein e Samir Ahmad Mussa, pelo convívio, pelo suporte, e pelos conhecimentos transmitidos.

Aos funcionários do INEP, Antonio Luiz Schalata Pacheco e Luiz Marcelius Coelho, pela enorme paciência em me conduzir pelos meus erros no processo de prototipagem como um todo, e pela amizade que neste cenário foi assim construída. Muito deste trabalho teve dedicação direta de ambos, e também pretendo compartilhar isso para os próximos que navegam pelos mares taciturnos da Eletrônica de Potência. Também agradeço ao secretário Diogo Duarte Luiz pelo convívio e pelo seu esforço em ajudar nas questões burocráticas e de caráter interno ao laboratório.

A empresa Inergiae pelo conhecimento cedido para a imple-mentação do projeto do transformador de alta tensão.

Aqui ressaltar-se-ão aqueles que, por enfrentar a tristeza, a frustração, o exílio, os prazos traiçoeiros, a miséria, por abdicarem do luxo, do lazer, e por suportarem todo o tipo de injúria provocada pela renúncia a uma vida normal, trabalharam dia após dia, para

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eles, membros do INEP, família que me amparou nestes anos, e que aqui cito com imensurável orgulho: Adriano Ruseler, Cesar Arbugeri, Francisco J. B. de Brito, Francisco José Viglus, Artur Pagnoncelli Galbiatti, Diogo Duarte Kenski, Gean Jacques Maia de Souza, Esio Eloi dos Santos Filho, Ronny Glauber de Almeida Cacau, Lucas Lapolli Brighenti, Gabriel Beu Nogueira de Macedo, Lucas Stéfano de Souza Pelegrino, Vinicius Neto Trucco, Gabriel Grunitzki Facchinello, André de Bastiani Lange, Lisandra Kittel Ries, Walbemark Marques dos Santos, Gean Jacques Maia de Sousa, Rodrigo de Souza Santos (Rodrigão), Tiago Kommers Jappe, Daniel Augusto Figueiredo Collier (Daniel Gyanrahi), Joabel Moia, Victor Luiz Flor Borges, Eduardo Valmir de Souza (Aspira), Márcio Silveira Ortmann, Andreas Mattos Pratto Corrêa, André Gutierrez Andreta, Rafael Henrique Eckstein, Marcos José Jacoboski (Pitanga), André Luiz Fuerback, Luis Juarez Camurça, Gilberto Valentim Silva, Gabriel G. Oliveira, Mauricio Dalla Vecchia, Marcelo Dias Pedroso, Roberto Buerger, Diego Morschbacher, Odair José Custódio, Cassio Maraffon, Mauro André Pagliosa, Sergio Luis Brockveld Junior, Lenon Schmitz, Márcio Moura, Rogério Luiz da Silva Júnior, Neilor Colombo Dal Pont, Marcos Antonio Salvador, Daniel Tobias da Silva Borges e Nilton Francisco Oliveira da Silva. Que a clareza aqui denotada em cada nome não provoque a ira do caro leitor, ao não encontrar seu nome aqui registrado. Assim como as primaveras vividas por um jardim tropical, minha memória contraiu-se ante aos ventos turbulentos do doutorado.

Há de fato outros lugares que provam o ser humano a tal dimensão de sacrifício, onde o intelecto do próximo é medido de forma consecutiva à sua capacidade de mover seus sonhos e forjar o lugar da glória. Trata-se do início, em contraste com aquele descrito em parágrafo anterior. Neste lugar conheci os demais que vivem sob tal vigília, e aqui aproveito para demonstrar minha admiração e estima. São eles, Carlos Eduardo Possamai, José Beckhäuser, Jesiel Ferro e Gustavo Costa. Cabe ainda, meus agradecimentos aos demais integrantes do Fotovoltaica UFSC, bem como do IBEPE, a dizer pela secretária executiva Patrícia Schmitt Souza.

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tas, Sérgio de Melo Almeida pelos ensinamentos e também pela oportunidade de iniciar tal jornada. Aos professores Eduardo Costa, Cleiton da Gama Garcia, Welington de Aquino Neuman, Alvacir Alves Tavares, Carla B. Diniz... pelos ensinamentos durante o curso de graduação em Engenharia Elétrica.

Aos colegas-irmãos Daniel Flores Cortez e Edevaldo Santos deixo meus sinceros agradecimentos pelos anos de amizade e lazer. Tive minha comunicação com o mundo externo ao programa através de vossos esforços, sempre retomando a boa e velha dialética da vida, enfraquecendo os efeitos dos momentos que passaram ao contrapasso de minha disponibilidade. Também manifesto meus sinceros agrade-cimentos para com suas famílias, pela boa convivência e alegria em ver o amigo nas remotas aparições que sucederam-se.

Aos grandes amigos, Fábio Pires Itturriet, Vitor A. Marques, Ciro F. Éder, George Gaviolli, Marcelo Ghedin, e familiares que abri-garam essa boa turma, expresso aqui meus modestos agradecimentos, pelos bons momentos vividos, com alegria e felicidade adentro da luz bruxuleante da noite, serena, imparcial e dinâmica.

Agradeço aos grandes amigos Eulálio Noguez Lopes Jr., Vinícius Nunes Centeno, Marcos Saalfeld Bartz, Matheus Saalfeld Bartz e João Pouey, pelo companheirismo, pela amizade e pelos bons passeios assim realizados. Também aproveito para agradecer ao grande "seu Roni"Bartz e familiares pela amizade e companhia durante as datas comemorativas. Sob os mesmos motivos, também manifesto meus sinceros agradecimentos aos amigos Márcio Tellis Silveira, Julio F. Rocha de Oliveira, e familiares.

Aos grandes amigos Geremias Machado, Lucas Machado, Lúcio Sônego e Rodrigo Macedo da Silva agradeço novamente pelos anos de aprendizado e amizade, que assim credenciam o viajante para caminhar pelas estradas irregulares e desafiadoras da vida.

Aos grandes amigos Vinícius "Tauba"Maciel e Jerônimo Medina Madruga agradeço pela boa e velha amizade. Contando os demais membros da antiga amizade, também agradeço ao Anderson

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em seu casamento com a ilustríssima Laura Zimmermann. Também desejo muitas felicidades ao casal, e ao novo integrante da família também.

Agradeço aos grandes amigos Gisele "Gikka"Vargas, Daniel Furtado e sua família pelo apoio e pela amizade nestes anos distantes, mesmo vivendo sob a escassez do doce e do tempo.

Manifesto aqui, meu solene agradecimento à Juliane C. Scheidt, pela boa pintura da vida que assim foi compartilhada, na tratativa de minimizar a dor que tal exílio pode provocar. Neste sentido mani-festo meus sinceros agradecimentos à sua família, e também aos seus amigos, que com sua boa vontade foram assim cedidos. Tudo sob o olhar amistoso de um observador que raramente atravessa o outro lado do rio.

Agradeço a todos os amigos que fiz na dança de salão, nas academias que participei, e também no decorrer das atividades físicas que desempenhei. No contexto da dança de salão, manifesto meus sinceros agradecimentos para aquela que irradiou felicidade pelo salão, exemplo de liberdade, de intensidade e de boa amizade com as virtudes da terra, da natureza, dos elementos da vida, Alessandra O. Cruz. Aqui o caro leitor também há de compartilhar tal sensação de ter o nome de outrem esvaído na batida da zabumba, razão pela qual agradeço a todos com quem dancei, bem como convivi durante as aulas.

Também manifesto meus agradecimentos para a divisão go-vernamental intitulada Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior (CAPES) pelo apoio financeiro e ao INEP/UFSC por toda estrutura disponibilizada para a realização deste trabalho. Por fim, agradeço a todas as pessoas que, de alguma forma contribuíram para a realização deste trabalho. Desejo a todos sucesso nas suas carreiras, e principalmente na realização dos seus sonhos.

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Este trabalho tem como objetivo apresentar novas topologias de conversores cc-cc isolados com modulação por largura de pulso e comutação suave, ressonantes e não ressonantes, para aplicações com altas tensões na saída (<1kV), baixa ou alta tensão na entrada, baseados no conversor cc-cc isolado tipo T com comutação suave. O primeiro conversor estudado é baseado na célula do conversor tipo T, com um filtro capacitivo conectado através de um dobrador de tensão ao enrolamento secundário do transformador. Suas principais características são: (a) operação simétrica, (b) modulação por largura de pulso com frequência constante, (c) comutação suave para ampla faixa de carga, (d) divisão dos esforços de tensão e (d) tensão no enrolamento primário do transformador com três níveis. Uma técnica é proposta para aumentar a faixa de comutação suave deste conver-sor, para até toda a faixa de carga. O segundo conversor proposto consiste na versão paralelo ressonante do primeiro conversor. Além de incorporar as características do primeiro conversor, também in-corpora a capacitância parasita dos enrolamentos do transformador, que possui valor elevado em aplicações com alta tensão. A terceira topologia proposta consiste na associação do primeiro conversor com uma célula de capacitor chaveado, orientada a aplicações com alta tensão na entrada, com ganho elevado. Os benefícios oferecidos pelos dois conceitos são preservados, ocorre tanto divisão nos esforços de tensão dos interruptores quanto comutação suave. Dos conversores apresentados, a versão paralelo ressonante é empregada no projeto de uma fonte chaveada, que possui quatro saídas de alta tensão, dedi-cada a aplicação em radar. Resultados de simulação e experimentais sustentam o uso das topologias apresentadas em aplicações com alta tensão tanto na entrada quanto na saída.

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In this research, novel topologies of isolated dc-dc converters with PWM modulation and soft switching, resonants and non resonants, based on t-type dc-dc isolated converter is proposed, for high voltage power supplies. The first topology is composed by a capacitive output filter connected through a voltage doubler rectifier to the transformer secondary winding of the converter, with the following features: (a) symmetrical operation, (b) pulse width modulation with constant frequency, (c) soft switching over a wide load range, (d) reduced voltage stresses (d) three level voltages applied to the transformer primary winding. An improvement in soft switching load range is also presented for this topology. The second topology is a resonant variant of the first one, in which a parallel resonant version is analyzed. This resonant version share same features of the first topology, by integrating the parasitics of the transformer, including the winding capacitance, whose value can be significant for high conversion ratio transformers. The third topology is a composition between the first topology and switched capacitor cells, suitable for high input voltages and high step down operation. The features of both concepts are preserved, such as voltage stress reduction and soft switching in all switches. In order to evidence it’s application in high voltage power supplies, a four high voltage output power supply project for radar application is presented, which employs the parallel resonant version. Experimental and simulation verification for the proposed topologies reveal new candidates for high voltage power supplies. Key-words: High voltage, t-type, soft switching.

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Figura 1.1 – Exemplo de fonte para alta tensão, aplicada em equipamentos de raio laser proposta em [1], em que: (a) estrutura do equipamento raio laser; (b) especificações de projeto da fonte raio laser e (c) topologia empregada na fonte de alta tensão. . . 46 Figura 1.2 – Exemplo de uma fonte para alta tensão, com

apli-cação em Magnetron, proposta por [2], em que: (a) circuito equivalente de um Magnetron; (b) es-pecificações de projeto da fonte de alta tensão; (c) topologia empregada na fonte de alta tensão. . . 47 Figura 1.3 – (a) funcionamento de um filtro eletroestático

se-gundo [3]; (b) topologia empregada para uma fonte de alta tensão, proposta por 4. . . 48 Figura 1.4 – Exemplo de fonte para alta tensão, aplicada em

emissor de elétrons, proposta por [5], em que: (a) especificações de projeto da fonte de alta tensão; (b)topologia empregada na fonte de alta tensão; (c) diagrama completo da fonte de alta tensão. . 49 Figura 1.5 – Exemplo de fonte chaveada operando com alta

tensão na saída, composta por um conversor ponte completa paralelo ressonante e multiplicadores de tensão. . . 50

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tensão na saída, composta por um conversor ponte completa paralelo ressonante e multiplicadores de tensão. . . 51 Figura 1.7 – Exemplo de fonte chaveada operando com alta

tensão na saída, composta por um conversor meia ponte série ressonante e um retificador ponte com-pleta. . . 52 Figura 1.8 – Em (a) tem-se uma proposta de fonte chaveada

operando com alta tensão na saída, em (b) tem-se a relação entre potência de operação e densidade de potência das fontes chaveadas para alta ten-são, encontradas na academia e na indústria, para níveis reduzidos e moderados de potência. . . 53 Figura 1.9 – Diagrama de uma válvula TWT. . . 55 Figura 1.10–Topologias empregadas na construção de fontes

chaveadas para alta tensão, com aplicação em vál-vulas TWT: (a) topologia de dois estágios e (b) de estágio único, propostas por [6]; (c) topologia empregada no projeto desenvolvido em [7]. . . . 56 Figura 1.11–Novas topologias para construção de fontes

chave-adas para alta tensão, utilizando o conversor cc-cc isolado tipo T com comutação suave e modulação PWM: (a) com filtro capacitivo na saída; (b)versão paralelo ressonante para alta tensão na saída. . . 58 Figura 1.12–Nova topologia para construção de fontes

cha-veadas para alta tensão na entrada e na saída, utilizando o conversor cc-cc isolado tipo T com comutação suave, modulação PWM e célula de capacitor chaveado. . . 59 Figura 2.1 – Conversor CC-CC isolado tipo T 3 níveis (a)

to-pologia; (b) possíveis implementações para os in-terruptores S1 e S2; (c) possíveis implementações

para o interruptor bidirecional. . . 68 Figura 2.2 – Estados topológicos do conversor

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ZVS-PWM-Vo operando no MCC. . . 72 Figura 2.4 – Estados topológicos do conversor

TT-ZVS-PWM-Vo para Ts/2 ≤ t ≤ Tsoperando no MCC. . . 73 Figura 2.5 – Estados topológicos do conversor

TT-ZVS-PWM-Vo para t0 ≤ t ≤ Ts/2 operando no MCD. . . 75 Figura 2.6 – Estados topológicos do conversor

TT-ZVS-PWM-Vo para Ts/2 ≤ t ≤ Tsoperando no MCD. . . 76 Figura 2.7 – Principais formas de onda para o conversor

TT-ZVS-PWM-Vo operando no MCD. . . 77 Figura 2.8 – Curva de ganho estático que delimita a fronteira

entre o MCC e o MCD, a qual depende apenas da carga. . . 80 Figura 2.9 – Característica de saída do conversor

TT-ZVS-PWM-Vo em função da corrente de saída parametrizada, para diferentes valores de razão cíclica. . . 81 Figura 2.10–Estados topológicos durante a comutação não

crí-tica. . . 83 Figura 2.11–Formas de onda para análise da comutação não

crítica. . . 84 Figura 2.12–Estados topológicos durante a comutação crítica. 86 Figura 2.13–Formas de onda para análise da comutação crítica. 87 Figura 2.14–Estados topológicos durante a comutação não

crí-tica, utilizando o indutor de auxílio à comutação. . . . 89 Figura 2.15–Formas de onda para análise da comutação não

crítica, utilizando o indutor de auxílio à comutação. 90 Figura 2.16–Estados topológicos durante a comutação crítica,

utilizando o indutor de auxílio à comutação. . . 90 Figura 2.17–Formas de onda para análise da comutação crítica,

utilizando o indutor de auxílio à comutação. . . . 91 Figura 2.18–Formas de onda das correntes do lado primário do

transformador, operando com o indutor auxiliar, em que: (a) operação no MCC; (b) operação no MCD. . . 92

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valor eficaz das correntes no lado secundário, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga parametrizada, considerando

ntr= 1: (a)Is12ef,ef; (b)Is34ef,ef; (c)Ipr,ef. . . 104 Figura 2.20–Conjunto de gráficos que mostram a evolução do

valor eficaz das correntes no lado secundário, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga parametrizada, considerando

ntr= 1: (a) ICb,ef, (b) ID34,med. . . 105 Figura 2.21–Conjunto de gráficos que mostram a evolução do

valor eficaz das correntes no lado secundário, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga parametrizada, considerando

ntr= 1: (a) Isec,ef; (b)IDr,ef. . . 107 Figura 2.22–Conjunto de gráficos que mostram a evolução do

valor eficaz das correntes no lado secundário, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga parametrizada, considerando

ntr= 1: (a) IDr,m; (b) ICo,ef. . . 108 Figura 2.23–Diagrama do estágio de potência do protótipo do

conversor TT-ZVS-PWM-Vo. . . 118 Figura 2.24–Foto do protótipo do conversor TT-ZVS-PWM-Vo. 119 Figura 2.25–Resultados experimentais mostrados em (a), (c),

(e) e de simulação em (b), (d) e (f), em que: (a) e (b) são a tensão vab(100 V/div) e a corrente iLr(20 A/div) no MCC; vS3 (50V/div) ,vS4 (50 V/div) e iLr(20 A/div) em (c) e (d) no MCCr e em (e) e (f) no MCD;. Escala de tempo: 5μs/div. . . 122

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(e) e de simulação em (b), (d) e (f), em que: (a) e (b) são tensão no interruptor vS1(100 V/div), tensão no interruptor vS4(100 V/div), corrente no indutor de auxílio à comutação iLa (5A/div), escala de tempo: 5 µs/div., (c) e (d) são com escala de tempo: 0,2 µs/div.; (e) e (f) são tensão nos capacitores do barramento (vCb1 (100V/div), vCb2 (100 V/div), escala de tempo: 2 μs/div. . . 123 Figura 2.27–Resultados experimentais mostrados em (a), (c),

(e) e de simulação em (b), (d) e (f), em que: (a) e (b) são tensão no interruptor vS3, tensões de comando vg2e vg3, para 23% da potência nominal, em (c) e (d) para potência nominal. Escala de tempo: 10 µs/div; (e) e (f) são tensão na carga Vo (100 V/div) e corrente na carga Io (4 A/div) com

potência nominal. Escala de tempo: 5 μs/div. . . 124 Figura 2.28–Resultados experimentais mostrados em (a) e (c),

de simulação em (b) e (d), em que: (a) e (b) são tensão no interruptor vS1(100 V/div), tensões de comando vg1 e vg4(20 V/div), para 23% da po-tência nominal, (c) e (d) para popo-tência nominal. Escala de tempo: 10 μs/div. . . 125 Figura 2.29–Curva de rendimento para o conversor

TT-ZVS-PWM-Vo, considerando dois pontos distintos de operação. . . 127 Figura 2.30–Perdas nos componentes do lado primário do

trans-formador, devido ao efeito JOULE, com e sem o indutor auxiliar, considerando dois pontos distin-tos de operação, sendo: (a) q = 0,5; (b) q = 0,65

. . . 127 Figura 3.1 – Conversor cc-cc isolado tipo T paralelo ressonante,

sendo: (a) topologia; (b) possíveis implementações para os interruptores S1 e S2; (c) possíveis

imple-mentações para o interruptor bidirecional. . . 132 Figura 3.2 – Estados topológicos do conversor

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PWM-Vo para Ts/2 ≤ t ≤ (Ts/2 + t4) operando

no MCC. . . 135 Figura 3.4 – Principais formas de onda para o conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo operando no MCC. . . 136 Figura 3.5 – Estados topológicos do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo para t1 ≤ t ≤ t4, operando no MCD. . 138

Figura 3.6 – Estados topológicos do conversor TT-PR-ZVS-PWM-Vo para t5 ≤ t ≤ t3+ Ts/2, operando no MCD. . . 139 Figura 3.7 – Principais formas de onda para o conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo, operando no MCD. . . 141 Figura 3.8 – Plano de fase do conversor TT-PR-ZVS-PWM-Vo

durante o MCC. . . 143 Figura 3.9 – Característica de saída do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo em função da corrente de saída para-metrizada, para diferentes valores de razão cíclica, considerando µ1= 0,1. . . 148

Figura 3.10–Conjunto de gráficos que mostram a evolução dos valores médios e eficazes das correntes, para di-ferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga, considerando ntr= 1 e µ1= 0.1.

Em que:(a) Is34,ef, (b) Is12,ef,(c) Ipr,ef. . . 152 Figura 3.11–Conjunto de gráficos que mostram a evolução do

valor eficaz das correntes, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga, considerando ntr= 1 e µ1= 0.1, em que:(d)ICb,ef, (e)ID34,ef e (f)IC,ef. . . 153 Figura 3.12–Conjunto de gráficos que mostram a evolução do

valor eficaz das correntes, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga, considerando ntr= 1 e µ1= 0.1, em que:(g)IDr,med e (h)IDr,ef . . . 154

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valor eficaz das correntes, para diferentes valores tanto de razão cíclica quanto de corrente de carga, considerando ntr= 1 e µ1= 0.1, em que:(i)Isec,ef e (j)ICo,ef . . . 155 Figura 3.14–Protótipo do conversor cc-cc TT-ZVS-PWM-Vo

adaptado para operar como paralelo ressonante: (a) Esquemático; (b)foto. . . 157 Figura 3.15–Principais formas de onda do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo: (a) operando no MCC; (b) ope-rando no MCD. . . 158 Figura 3.16–Planos de fase do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo: (a) operando no MCC; (b) operando no MCD. 158 Figura 3.17–Formas de onda das tensões nos interruptores

S3 e S4(vS3 e vS4) e corrente que flui no enro-lamento primário do transformador (iLr), consi-derando V1= 200V , sendo (a) obtido por

simula-ção e (b) obtido por ensaio experimental (Escalas:

vS3,vS4=100 V/div), iLr=5 A/div, Tempo=5 μs/div.160 Figura 3.18–Formas de onda das tensões nos interruptores S1

e S2 (vS1 e vS2) e corrente que flui no enrola-mento primário do transformador (iLr), conside-rando V1= 200V , sendo (a) obtido por

simula-ção e (b) obtido por ensaio experimental (Escalas:

vS1,vS2=100 V/div), iLr=5 A/div, Tempo=5 μs/div.161 Figura 3.19–Principais formas de onda do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo, com e sem o indutor de auxílio à comutação; (a) sem o indutor de auxílio à comu-tação; (b) com o indutor de auxílio à comutação.

. . . 162 Figura 3.20–Característica de saída teórica (linha contínua) e

experimental (pontos) do conversor TT-PR-ZVS-PWM-Vo, para diferentes valores de carga, bem como de razão cíclica. . . 163

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experimental (pontos) do conversor TT-PR-ZVS-PWM-Vo, considerando variação na carga, valor fixo da tensão na carga e na entrada, sendo: (a)

V1=200 V; (b) V1=400 V. . . 166

Figura 3.22–Estudo teórico das perdas nos componentes do con-versor TT-PR-ZVS-PWM-Vo, considerando 400 V de tensão aplicado na entrada do conversor, em que (a) são as perdas operando no MCC, processando 1412 W de potência; (b) são as perdas operando no MCD, processando 820 W de potência; e (c) são as perdas em cada componente, no MCC e MCD. . . 167 Figura 4.1 – Circuito e formas de onda do conversor cc-cc

bá-sico a capacitor chaveado: (a) circuito; (b) formas de onda utilizando modulação PWM tradicional; (c) formas de onda utilizando modulação PWM

simétrica. . . 176 Figura 4.2 – Etapas de operação do conversor cc-cc básico a

capacitor chaveado: (a) 0 ≤ t ≤ DTs; (b) DTs≤ t ≤ Ts177 Figura 4.3 – Circuito equivalente para valores médios do

con-versor cc-cc básico a capacitor chaveado. . . 178 Figura 4.4 – Sinais de comando dos interruptores S1 e S2, em

(a) sintetizados pelo modulador PWM tradicio-nal, com razão cíclica fixa; em (b) sintetizados pelo modulador PWM simétrico, com razão cíclica fixa porém defasados entre sí de meio período de comutação. . . 180 Figura 4.5 – Comportamento da resistência equivalente para

variações na constante de tempo τ e diferentes va-lores de razão cíclica, em que: (a) modulação PWM convencional (b) modulação PWM simétrica; (c) comparativo entre a resistência equivalente obtida para modulação PWM convencional (m1) e

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interruptores, em que: IS1c,ef é obtido empregando modulação PWM simétrica, IS2,ef e IS12,ef são obtidos empregando modulação PWM convencio-nal; (b) influência da constante de tempo no valor de pico da corrente no interruptor S1. . . 183

Figura 4.7 – Definição dos modos de operação baseados no valor de pico das correntes nos capacitores: (a) Carga total (SC-CT); (b) Carga Parcial (SC-PC); (c) sem carga (SC-NC) . . . 184 Figura 4.8 – Associação do conversor cc-cc isolado tipo T 3

níveis com células de capacitor chaveado; (a) to-pologia com n células de capacitor chaveado; (b) retificador de ponto médio com filtro de segunda ordem, do tipo fonte de corrente; (c) retificador dobrador de tensão, de primeira ordem, do tipo fonte de tensão. . . 186 Figura 4.9 – Conversor cc-cc isolado tipo T isolado, conectado a

uma célula de capacitor chaveado, com retificador dobrador de tensão conectado à carga (TT-SC-ZVS-PWM-Vo). . . 187 Figura 4.10–Estados topológicos do conversor

TT-SC-ZVS-PWM-Vo para t2 ≤ t ≤ t6 operando no MCC. . . 192

Figura 4.11–Estados topológicos do conversor TT-ZVS-PWM-Vo para t6 ≤ t ≤ Ts/2 + t4 operando no MCC. . 193

Figura 4.12–Estados topológicos do conversor TT-SC-ZVS-PWM-Vo para t2 ≤ t ≤ t6 operando no MCC. . . 194

Figura 4.13–Principais formas de onda para o conversor TT-SC-ZVS-PWM-Vo operando no MCC. . . 195 Figura 4.14–Característica de saída do conversor

TT-SC-ZVS-PWM-Vo: (a) característica de saída; (b) compa-rativo com a característica de saída do conversor TT-ZVS-PWM-Vo. . . 197 Figura 4.15–Influência do capacitor Cf nos esforços de corrente

(31)

PWM-Vo. (a) Circuito equivalente durante a comu-tação não crítica; (b) circuito equivalente durante a comutação crítica; (c) principais formas de onda durante as comutações crítica e não crítica. . . . 200 Figura 4.17–Diagrama do estágio de potência do protótipo

construído. . . 206 Figura 4.18–Ilustração em três dimensões do lado primário do

protótipo construído. . . 207 Figura 4.19–Resultados experimentais à esquerda e de

simula-ção à direita, em que: (a) Tensões vS5 (50V/div) ,vS6 (50 V/div) e iLr(10 A/div) no MCD; (c) Ten-sões vS1 (100 V/div) ,vS2 (100 V/div) e iLr(10 A/div) no MCC; (e) Tensões vab(100 V/div) e a corrente iLr(20 A/div) no MCC; (g) Tensões vC1 (100 V/div) ,vCf (100 V/div) e vCb1+ vCb2 (100

V/div);. Escala de tempo: 5µsec/div. . . 209 Figura 4.20–Resultados experimentais à esquerda e de

simula-ção à direita, em que: (a) Tensões vCf (100 V/div) ,vCb1 (100 V/div) e vCb2 (100 V/div);(b) Tensões vS3 (100 V/div) ,vS6 (100 V/div) e corrente iLa(4 A/div) no MCD; Tensões vS6 (50 V/div) ,vg1 (10 V/div) e vg6 (10 V/div), sendo (e) no MCD e (g) no MCC. . . 210 Figura 4.21–Resultados experimentais à esquerda e de

simula-ção à direita, em que: (a) Tensões vS1 (100 V/div) ,vS3(100 V/div) e vg1 (10 V/div) no MCD. Escala de tempo: 5 μs/div); Tensões vS1 (100 V/div) ,vg6 (10 V/div) e vg1 (10 V/div) no MCC, com escala

de tempo de 2 μs/div em (c) e 1 μs/div em (e). . 211 Figura 4.22–Curva de rendimento. para o conversor

TT-SC-ZVS-PWM-Vo. . . 212 Figura 5.1 – Proposta de acionamento de válvula TWT

utili-zando o conversor cc-cc Tipo-T paralelo ressonante.216 Figura 5.2 – Vista em corte do transformador de alta tensão:

disposição das camadas dos enrolamentos do trans-formador construído. . . 223

(32)

tensão. . . 224 Figura 5.4 – Diagramas de Bode do módulo e fase do

transfor-mador de alta tensão construído, obtidos com o analisador de impedância Agilent 4294A. . . 225 Figura 5.5 – Placa do retificador de alta tensão. . . 227 Figura 5.6 – Protótipo do conversor TT-PR-ZVS-PWM-Vo

ope-rando com alta tensão. . . 228 Figura 5.7 – Resultados experimentais do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo operando com alta tensão na saída, em que: (a) tem-se a corrente iLr(10 A/div) e a tensão vab(200 V/div) (Escala de tempo: 5μs/div); (b) tem-se a corrente iLr(10 A/div), a tensão vS1(100V/div) e a tensão vg1 (10V/div) (Escala de tempo: 2μs/div); (c) tem-se a tensão vS3 (50 V/div), a tensão vg3 (10V/div) e a tensão vg2 (10V/div) (Escala de tempo: 2μs/div). . . 230 Figura 5.8 – Resultados experimentais do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo operando com alta tensão na saída, sendo iLr a corrente enrolamento primário do transformador (10A/div) e as quatro saídas da válvula TWT, em que: (a) tensão vo1(5 kV/div); (a) tensão vo2(5 kV/div); (c) soma das tensões vo2

e vo3 (5 kV/div); (d) soma das tensões vo2, vo3 e vo4 (5 kV/div). . . 231 Figura 5.9 – Medição da potência de entrada, com a tensão V1

no seu valor nominal, sendo (a) utilizando apenas os elementos parasitas, e (b) associando capacito-res em paralelo com os enrolamentos do transfor-mador. . . 233 Figura 5.10–Resultados de simulação do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo operando com alta tensão na saída, e indutâncias de dispersão com Lr= 600μH nos secundários da saída 2. . . 234 Figura E.1–Resultados do ensaio de rendimento do conversor

TT-ZVS-PWM-Vo, operando no ponto de opera-ção definido por (q = 0,5, D = 0,7, e Io = 0,123. 284

(33)

TT-ZVS-PWM-Vo, no ponto de operação definido por (q = 0,65, D = 0,9, e Io = 0,07084. . . 285 Figura E.3–Resultados do ensaio de rendimento do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo. . . 286 Figura E.4–Resultados do ensaio de rendimento do conversor

TT-PR-ZVS-PWM-Vo. . . 287 Figura E.5–Resultados do ensaio de rendimento do conversor

(34)

Tabela 2.1 – Especificações de projeto . . . 109 Tabela 2.2 – Dados do transformador construído. . . 113 Tabela 2.3 – Dados do indutor ressonante construído. . . 113 Tabela 2.4 – Dados do indutor de auxílio à comutação construído.113 Tabela 2.5 – Principais características do capacitor EPCOS

B32776E8206K . . . 114 Tabela 2.6 – Principais características do interruptor IPW60R041C6115 Tabela 2.7 – Principais características do interruptor IRFP4332PBF116 Tabela 2.8 – Principais características do diodo IDW40G65C5. 116

Tabela 2.9 – Principais características do capacitor Vishay MKP1848720454Y5 . . . 117

Tabela 2.10–Especificações para o projeto do conversor TT-ZVS-PWM-Vo . . . 118 Tabela 2.11–Principais características dos interruptores IPW60R041C6

e IRFP4331PBF . . . 119 Tabela 2.12–Esforços de Corrente nos Componentes do

conver-sor TT-ZVS-PWM-Vo. . . 120 Tabela 3.1 – Especificações para o projeto . . . 156 Tabela 3.2 – Comparação qualitativa entre os conversores

PS-FB-PR-ZVS-PWM-Vo e TT-PR-ZVS-PWM-Vo . 168 Tabela 3.3 – Principais Equfações das Versões Paralelo-Ressonante169 Tabela 4.1 – Especificações para o projeto do conversor

(35)

e IRFP4331PBF . . . 206 Tabela 5.1 – Especificações do Conversor TT-PR-ZVS-PWM-Vo216 Tabela 5.2 – Especificações da válvula TWT . . . 217 Tabela 5.3 – Esforços de corrente . . . 219 Tabela 5.4 – Parâmetros para projeto do transformador de alta

tensão . . . 222 Tabela 5.5 – Esforços nos componentes do retificador . . . 226 Tabela 5.6 – Potência dissipada em cada saída . . . 230

(36)

AHB-ZVS-PWM Asymmetrical Half-Bridge Zero Voltage Swit-ching Modulated by Pulse Width

AWG American wire gauge CC Corrente Contínua

CPR conversor paralelo ressonantes CSR conversor série ressonante

CTMSP Laboratório de Microondas do Centro Tecnológico da Marinha de São Paulo

ECCM Electronic Counter-Countermeasures ECM Electronic Countermeasures

EG electron gun

EMC Electromagnetic Compatibility EP Electrostatic Precipitation

IEEE International Electrotechnical Commission ISOP input series output parallel

(37)

MCD modo de condução descontínuo

MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect

PS-FB-ZVS-PWM Full Bridge Zero Voltage Switching Pulse Width Modulated Converter with Phase Shift PS-FB-ZVS-PWM Full Bridge Zero Voltage Switching Pulse

Width Modulated Converter PWM Pulse Width Modulation RF Radio Frequência

SOBRAEP Associação Brasileira de Eletrônica de Potência SC-NC switched capacitor no charge mode

SC-CC switched capacitor complete charge mode SC-PC switched capacitor partial charge mode

TL-ZVS-PWM (three-level zero voltage switching modulated with pulse width Converter

TT-PR-ZVS-PWM-Vo T-Type Parallel Resonant Zero Vol-tage Switching Pulse Width Modulated Converter TT-SC-ZVS-PWM-Vo Full Bridge Switched Capacitor Zero Voltage Switching Pulse Width Mdulated Converter TT-ZVS-PWM-Vo T-Type Parallel Zero Voltage Switching

Pulse Width Modulated Converter TWT Travelling Wave Tube

UPS Uninterruptible Power Source ZCS Zero Current Switching ZVS Zero Voltage Switching

(38)

Cd Capacitância parasita dos enrolamentos do trans-formador

Crx Capacitor de auxílio à comutação D Razão cíclica

Dcrit Valor da razão cíclica para operar no modo de condução crítico

Drx Diodo retificador

Ix,ef,mcc Valor eficaz da corrente elétrica, calculado no modo de condução contínuo

Ix,ef,mcd Valor eficaz da corrente elétrica, calculado no modo de condução descontínuo

Ix Valor médio da corrente elétrica

Ix,m,mcc Valor médio da corrente elétrica calculado no modo de condução contínuo

Ix,m,mcd Valor médio da corrente elétrica calculado no modo de condução descontínuo

(39)

Px Valor médio de potência Rx Resistência elétrica Sx Interruptor Ts Período de chaveamento Vx Tensão contínua Z Impedância natural

Ix Valor médio de corrente elétrica parametrizado fs Frequência de chaveamento

ix Corrente elétrica em função do tempo ntr Duração da comutação não crítica ntr Relação de transformação

q Ganho estático

tc Duração da comutação não crítica tx Instante de tempo

tc2 Duração da Comutação Crítica td Tempo morto

vx Tensão elétrica em função do tempo δ Efeito skin

ρω Valor da resistividade do enrolamento em sua má-xima temperatura de operação

µo Permeabilidade do vácuo, sendo 4π × 10−7 H/m α Parãmetro empírico do núcleo magnético,

(40)

dos pelo fabricante ∆tx Intervalo de tempo

µ1 Relação entre a frequência de ressonância e a

frequência de chaveamento

(41)
(42)

1 INTRODUÇÃO . . . 45 1.1 PROPOSTA DA TESE . . . 57 1.2 OBJETIVOS, CONTRIBUIÇÕES E

METODO-LOGIA ADOTADA . . . 60 1.3 PUBLICAÇÕES . . . 62 1.4 ESTRUTURA DA TESE . . . 63 2 CONVERSOR CC-CC TIPO T ISOLADO

COM FILTRO CAPACITIVO . . . 65 2.1 INTRODUÇÃO . . . 65 2.2 ETAPAS DE OPERAÇÃO . . . 68 2.2.1 Modo de Condução Contínuo . . . 68 2.2.2 Modo de Condução Descontínuo . . . 73 2.3 CARACTERíSTICA DE SAíDA . . . 78 2.3.1 Modo de Condução Contínuo . . . 78 2.3.2 Modo de Condução Descontínuo . . . 79 2.3.3 Modo de Condução Crítico . . . 79 2.4 ANÁLISE DA COMUTAÇÃO . . . 81 2.4.1 Comutação não crítica . . . 82 2.4.2 Comutação crítica . . . 83 2.4.3 Comutação no MCD . . . 86

(43)

2.5.1 Esforços no MCC . . . 94 2.5.1.1 Esforços nos capacitores de barramento . . . 94 2.5.1.2 Esforços nos interruptores principais . . . 95 2.5.1.3 Esforços nos interruptores auxiliares . . . 95 2.5.1.4 Esforços nos diodos principais . . . 96 2.5.1.5 Esforços nos diodos auxiliares . . . 96 2.5.1.6 Esforços no transformador . . . 97 2.5.1.7 Esforços no retificador de saída . . . 97 2.5.1.8 Esforços no Filtro de saída . . . 98 2.5.2 Esforços no MCD . . . 98 2.5.2.1 Esforços nos capacitores de barramento . . . 99 2.5.2.2 Esforços nos interruptores principais . . . 99 2.5.2.3 Esforços nos interruptores auxiliares . . . 100 2.5.2.4 Esforços nos diodos auxiliares . . . 100 2.5.2.5 Esforços no transformador . . . 101 2.5.2.6 Esforços no retificador de saída . . . 101 2.5.2.7 Esforços no Filtro de saída . . . 102 2.5.3 Resumo dos Esforços . . . 103 2.6 DIMENSIONAMENTO E PROJETO . . . 109 2.6.1 PARÂMETROS PARA PROJETO DOS

COM-PONENTES . . . 109 2.6.2 DIMENSIONAMENTO DOS DISPOSITIVOS

MAG-NÉTICOS . . . 112 2.6.3 Projeto dos capacitores de barramento . . . 114 2.6.4 Interruptores principais . . . 114 2.6.5 Interruptores auxiliares . . . 115 2.6.6 Diodos retificadores de saída . . . 116 2.6.7 Capacitor do filtro de saída . . . 116 2.7 IMPLEMENTAÇÃO E RESULTADOS

EXPERI-MENTAIS . . . 117 2.7.1 Principais formas de onda. . . 119 2.7.2 Curva de Rendimento . . . 126 2.8 CONCLUSÕES . . . 128

(44)

RESSONANTE . . . 129 3.1 INTRODUÇÃO . . . 129 3.2 ETAPAS DE OPERAÇÃO . . . 132 3.2.1 Modo de Condução Contínuo . . . 133 3.2.2 Modo de Condução Descontínuo . . . 137 3.3 CARACTERíSTICA DE SAíDA . . . 142 3.3.1 Modo de Condução Contínuo . . . 142 3.3.2 Modo de Condução Crítico . . . 145 3.3.3 Modo de Condução Descontínuo . . . 145 3.4 ANÁLISE DA COMUTAÇÃO . . . 148 3.5 ANÁLISE DE ESFORÇOS . . . 148 3.6 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 156 3.6.1 Principais formas de onda. . . 156 3.6.2 Característica de saída . . . 163 3.6.3 Curva de Rendimento . . . 163 3.7 CONCLUSÕES . . . 170 4 CONVERSOR CC-CC TIPO T ISOLADO

COM CAPACITOR CHAVEADO . . . 173 4.1 INTRODUÇÃO . . . 173 4.2 CONVERSOR BÁSICO A CAPACITOR

CHA-VEADO . . . 174 4.2.1 Conceito de resistência equivalente. . . 178 4.2.2 Interpretação Física do Conceito de Resistência

Equivalente . . . 181 4.3 CONVERSOR CC-CC TIPO T ISOLADO COM

CAPACITOR CHAVEADO . . . 185 4.4 ETAPAS DE OPERAÇÃO . . . 188

(45)

4.5 CARACTERíSTICA DE SAíDA . . . 196 4.6 ANÁLISE DA COMUTAÇÃO . . . 198 4.6.1 Comutação não crítica . . . 199 4.6.2 Comutação crítica . . . 201 4.6.3 Comutação no MCD . . . 202 4.7 IMPLEMENTAÇÃO E RESULTADOS

EXPERI-MENTAIS . . . 204 4.7.1 Principais formas de onda. . . 204 4.7.2 Curva de Rendimento . . . 212 4.8 CONCLUSÕES . . . 213 5 PROJETO DE FONTE DE ALTA TENSÃO 215 5.1 INTRODUÇÃO . . . 215 5.2 DIMENSIONAMENTO DO CONVERSOR

PA-RALELO RESSONANTE . . . 218 5.3 DIMENSIONAMENTO DO TRANSFORMADOR 221 5.4 DIMENSIONAMENTO DO RETIFICADOR . . 226 5.5 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 229 5.6 CONCLUSÃO . . . 235 6 CONCLUSÕES FINAIS . . . 237 REFERÊNCIAS . . . 243 APÊNDICE A CÁLCULO DE PERDAS EM

CONVERSORES CC-CC ISO-LADOS . . . 255

(46)

A.1.1 Perdas por Condução . . . 256 A.1.2 Perdas por Comutação . . . 256 A.2 PERDAS NOS COMPONENTES MAGNÉTICOS 257 A.3 PERDAS NOS DIODOS RETIFICADORES . . . 259 A.4 PERDAS NOS CAPACITORES . . . 260 APÊNDICE A ESQUEMÁTICOS E LEIAUTE

DO CONVERSOR TT-ZVS-PWM-VO - TOPOLOGIA . . 261 ANEXO B ESQUEMÁTICOS E LEIAUTE DO

TT-ZVS-PWM-VO - RETIFICA-DOR BAIXA TENSÃO . . . 267 ANEXO C ESQUEMÁTICOS E LEIAUTE DO

CONVERSOR TT-SC-ZVS-PWM-VO . . . 271 ANEXO D ESQUEMÁTICOS E LEIAUTE DO

CONVERSOR TT-PR-ZVS-PWM-VO-RETIFICADOR DE ALTA TEN-SÃO . . . 277 ANEXO E RESULTADOS DO ENSAIO DE

RENDIMENTO . . . 283 ANEXO F PUBLICAÇÕES EM

(47)
(48)

Introdução

Conversores cc-cc com alta tensão na saída são amplamente utilizados em processos industriais. Aplicações típicas são equipa-mentos de solda, equipaequipa-mentos de raio X, geração de ozônio, fontes para acionamento de raio laser, radar, filtragem eletrostática, entre outros[8, 9]. A faixa de tensão varia de 3 kV até 200 kV, com potên-cias compreendidas entre algumas dezenas de Watts até centenas de kW. Existe demanda por estudos acerca do assunto, uma vez que tais dispositivos incorporam peças importantes de equipamentos que são empregados na medicina, na defesa e na indústria. Nos próximos parágrafos o assunto será mitigado, revelando as contribuições re-centes de pesquisas no campo das fontes de alta tensão, cada qual pronunciando a relevância do tema.

A construção de fontes de tensão para acionamento de raio laser é baseada em conversores cc-cc isolados. Um exemplo de uma fonte de alta tensão para raio laser é apresentado em [1]. O raio laser do tipo gasoso foi escolhido como aplicação, por ser popular, visto que apresenta baixo custo e menor volume em relação a outras tecnologias. A Figura 1.1(a) ilustra a estrutura do laser gasoso, na

(49)

Figura 1.1 – Exemplo de fonte para alta tensão, aplicada em equi-pamentos de raio laser proposta em [1], em que: (a) estrutura do equipamento raio laser; (b) especificações de projeto da fonte raio laser e (c) topologia empregada na fonte de alta tensão.

Fonte: PIAZZA,2008.

qual a tensão aplicada possui em torno de 50 kV, conforme mostram as especificações apresentadas na Figura 1.1(b). A estrutura utilizada para a fonte de alta tensão é mostrada na Figura 1.1(c) e trata-se de um conversor meia ponte paralelo ressonante, o qual trabalha com alta frequência de comutação, reduzindo o volume da estrutura.

O gerador de microondas, conhecido como Magnetron ne-cessita de uma fonte de alta tensão para seu funcionamento. Um exemplo de fonte de alta tensão visando tal aplicação é estudado em [2]. O processamento de alimentos, sintéticos, papel, madeira, etc. utiliza Magnetrons. Este equipamento é capaz de gerar microondas, a partir da interação do campo elétrico de um capacitor com o campo magnético de uma bobina. O circuito equivalente de um Magnetron

(50)

Figura 1.2 – Exemplo de uma fonte para alta tensão, com aplicação em Magnetron, proposta por [2], em que: (a) circuito equivalente de um Magnetron; (b) especificações de projeto da fonte de alta tensão; (c) topologia empregada na fonte de alta tensão.

Fonte: Jang et al.,2012.

é mostrado em na Figura 1.2(a), no qual se tem três fontes de tensão, a mais complexa é a fonte de alta tensão, responsável por gerar a microonda. Na fonte de alta tensão proposta por [2], foram utilizadas as especificações mostradas na Figura 1.2(b). A topologia escolhida para esta fonte de alta tensão foi o conversor cc-cc trifásico, isolado, série ressonante, o qual é mostrado na Figura 1.2(c). Nesta topologia, a comutação nos interruptores é do tipo suave, visto que a corrente se anula antes de o interruptor bloquear, possibilitando o aumento da frequência de operação dos interruptores.

Em filtragem eletrostática (do inglês electrostatic precipitation-EP), são utilizadas fontes de alta tensão no funcionamento dos pro-cessos de ionização e de coleta de impurezas dos filtros eletrostáticos. No estágio coletor, pela aplicação de campo elétrico, as partículas de poluentes são atraídas e depositadas em placas apropriadas para

(51)

Figura 1.3 – (a) funcionamento de um filtro eletroestático segundo [3]; (b) topologia empregada para uma fonte de alta tensão, proposta por 4.

Fonte: Vukosavic, Peric e Susic,2016.

a retenção de sujeira. Assim, estas partículas são retiradas do gás, tornando-o mais limpo [3]. A Figura 1.3(a) mostra o princípio de funcionamento do processo de filtragem eletrostática. Um exemplo da fonte de alta tensão para dezenas de kW é abordado em [4]. A potência da fonte é 82 kW e o valor da tensão fornecida pela fonte é 62,3 kV. A topologia utilizada é mostrada na Figura 1.3(b), a qual consiste de um conversor paralelo ressonante modificado, devido ao fato de aproveitar os elementos parasitas do transformador.

Equipamentos destinados a analisar superfícies de semicon-dutores, tubos com raios catódicos e microscópios em geral utilizam um emissor de elétrons (do inglês electron gun-EG), os quais empre-gam fontes com alta tensão para produzir o potente feixe de elétrons, necessário à aplicação. Em [5], uma fonte de alta tensão foi desenvol-vida para integrar um tubo de vácuo com alta potência, o qual utiliza um emissor de elétrons. As especificações do projeto são apresentadas em Figura 1.4(a), com ênfase em: alta tensão na saída, alta potência e alta frequência. Neste caso o conversor escolhido foi um conversor ressonante. A estrutura utilizada é mostrada na Figura 1.4(b), na qual são utilizados oito conversores cc-cc isolados ponte completa ressonantes como mostrado na Figura 1.4(c). A saída de cada módulo é conectada em paralelo, para aumentar a quantidade de potência transferida para a saída do conversor.

Uma proposta de fonte chaveada de alta tensão empregando o conversor ponte completa paralelo ressonante é apresentada em

(52)

Figura 1.4 – Exemplo de fonte para alta tensão, aplicada em emissor de elétrons, proposta por [5], em que: (a) especificações de projeto da fonte de alta tensão; (b)topologia empre-gada na fonte de alta tensão; (c) diagrama completo da fonte de alta tensão.

Fonte: Kim et al.,2016.

[10]. A Figura 1.5 (a) mostra a topologia empregada, enquanto a Figura 1.5 (b) mostra as especificações adotadas. A proposta em questão objetiva atender aplicações envolvendo sistemas de raios x, canhão de elétrons e processamento de plasma. A fonte chaveada tem como destaque a presença de comutação suave do tipo ZVS nos interruptores e a proposta de uma nova estrutura de multiplicador de tensão, a fim de minimizar a ondulação de tensão nos capacitores da estrutura do multiplicador.

Nos sistemas de propulsão eletromagnética que empregam plasma, fontes chaveadas de alta tensão desempenham papel im-portante, uma vez que disponibilizam alta tensão entre o catodo e anodo da turbina. Em [11] uma fonte chaveada operando com alta tensão é proposta para esta aplicação. A estrutura do sistema de propulsão em questão é mostrada na Figura 1.6(a), na qual é

(53)

Figura 1.5 – Exemplo de fonte chaveada operando com alta tensão na saída, composta por um conversor ponte completa paralelo ressonante e multiplicadores de tensão.

Fonte: Hsu et al.,2017.

destacado a função da fonte chaveada, cuja topologia empregada é mostrada na Figura 1.6(b). A topologia possui um tanque ressonante, um transformador elevador e uma estrutura de multiplicador de tensão. As especificações para este projeto variam de 1,9 kV a 3,6 kV de tensão na saída, potência de 0,157 mW a 1 W, com frequência de comutação em torno de 26 kHz.

Fontes chaveadas destinadas ao carregamento de capacitores operam com alta tensão, com aplicação em equipamentos médicos, militares e nas pesquisas com materiais. Em [12], é proposto uma fonte chaveada que opera com tensão de 380 CA na entrada e 200 kV de tensão pulsada na saída, processando uma potência média de

(54)

Figura 1.6 – Exemplo de fonte chaveada operando com alta tensão na saída, composta por um conversor ponte completa paralelo ressonante e multiplicadores de tensão.

Fonte: Wolfle e Hurley,2003.

10 kW e capacidade de carga em torno de 10 kJ/s. A estrutura da fonte chaveada em questão é mostrada na Figura 1.7 (a). A topologia empregada nesta fonte foi o meia ponte série ressonante, o qual opera com comutação suave do tipo corrente nula nos interruptores.

No que se refere à indústria aeroespacial, em [13] é proposto uma fonte chaveada capaz de operar com 160 a 200 V de tensão contínua na entrada, potência de 600 W e tensão de saída de 40 kV. O equipamento destina-se ao campo da eletro aerodinâmica. A topologia empregada é mostrada na Figura 1.8(a), a qual é composta por um conversor ponte completa série ressonante, operando com frequência

(55)

Figura 1.7 – Exemplo de fonte chaveada operando com alta tensão na saída, composta por um conversor meia ponte série ressonante e um retificador ponte completa.

Fonte: Pokryvailo,2017.

de comutação de 500 kHz e multiplicadores de tensão conectados ao lado secundário do transformador. Um panorama geral que mostra a densidade de potência de diversas fontes chaveadas projetadas na academia e na indústria, operando com alta tensão, é fornecido pelos

(56)

Figura 1.8 – Em (a) tem-se uma proposta de fonte chaveada ope-rando com alta tensão na saída, em (b) tem-se a relação entre potência de operação e densidade de potência das fontes chaveadas para alta tensão, encontradas na aca-demia e na indústria, para níveis reduzidos e moderados de potência.

Fonte: He, Woolston e Perreault,2017.

autores, o qual é repetido na Figura 1.8(b). É destacado na figura a concentração de equipamentos com potência em torno de 1 kW de potência, bem como a demanda por equipamentos com tensões até 75 kV.

(57)

Atualmente no Brasil, pesquisas orientadas à construção de radar recebe incentivos do governo, afim de atenderem as necessi-dades da defesa e da indústria. O Laboratório de Microondas do Centro Tecnológico da Marinha em São Paulo (CTMSP) desenvolve projetos e pesquisas com radares desde o ano de 1999. O objetivo é o desenvolvimento tecnológico visando à obtenção da tecnologia para o projeto, construção e caracterização de dispositivos de potência para amplificação de microondas do tipo válvulas de ondas progres-sivas (do inglês travelling wave tube - TWT )[14, 15, 16, 17]. Estes dispositivos são utilizados em fragatas da Marinha do Brasil, além de dispositivos de guerra eletrônica como os aparelhos de contramedidas eletrônicas ECM(do inglês Electronic Counter Measures ) e ECCM (do inglês Electronic Counter-Counter Measures - ECM ).

A válvula TWT foi invenção de Rudolf Kompfner, publicada em 1947[18]. A TWT é um amplificador de microondas banda larga operante geralmente entre 1 e 100 GHz. De acordo com [16], indepen-dentemente do modelo de TWT investigado, todos os dispositivos desta classe apresentam:

• um cátodo termoiônico responsável pela emissão de elétrons; • um canhão eletrônico e um sistema de focalização utilizados

para formar um feixe eletrônico com cintura controlada; • uma estrutura de RF (rádio freqüência), empregada para

exci-tação das ondas de carga espacial no feixe eletrônico e posterior extração da energia de microondas convertida a partir da ener-gia cinética das cargas elétricas(Ri);

• um coletor, que captura o feixe eletrônico, possibilitando a dissipação da energia cinética não utilizada do feixe eletrônico em calor, além de completar o circuito elétrico.

A Figura 1.9 apresenta o diagrama de um típico amplificador TWT com uma estrutura de ondas lentas em formato helicoidal. Sua construção permite que seja possível a interação do campo eletromagnético produzido por esta estrutura com as ondas de carga espacial que são geradas pelo feixe de elétrons que se propaga no

(58)

Figura 1.9 – Diagrama de uma válvula TWT.

Fonte: Lazzarin et al.,2014.

interior da estrutura. Nestas condições, ocorrerá a transferência de parte da energia cinética do feixe para o campo eletromagnético e, desta forma, a amplificação do sinal de microondas desejado[15]. A válvula TWT trabalha com diferentes níveis de tensão. Entre cada coletor e entre coletor e catodo é necessária uma diferença de potencial da ordem de kV, já entre o coletor e anodo a diferença de potencial é da ordem de Volts. O projeto de uma fonte de alta tensão deve suprir as tensões da válvula, o que leva a uma fonte com diversas saídas que possuem alta tensão e pelo menos uma com baixa tensão, porém, todas isoladas.

Os níveis de tensão encontrados nas válvulas TWT são es-colhidos de acordo com a banda em que operam. Na banda L e C são necessárias tensões na faixa de 4 kV, já na banda Ku e Q a fonte chaveada trabalha com tensões na faixa de 6 kV [20, 21]. Se-gundo a referência [20], em meados dos anos 60, as fontes chaveadas produzidas para uso em válvulas TWT operavam com potência signi-ficativa, e apresentavam elevado custo com resfriamento do sistema e equipamentos auxiliares.

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Figura 1.10 – Topologias empregadas na construção de fontes cha-veadas para alta tensão, com aplicação em válvulas TWT: (a) topologia de dois estágios e (b) de estágio único, propostas por [6]; (c) topologia empregada no projeto desenvolvido em [7].

Fonte: Gules,2001 e CUSTODIO,2013.

A baixa eficiência das fontes utilizadas foi o cenário favorável para utilizar conversores cc-cc com alta frequência, com o objetivo de reduzir volume e obter alto rendimento. No Brasil, existem pesquisas para o projeto de fontes chaveadas para válvulas TWT. Em [6], foram apresentadas alternativas para a implementação de conversores isolados operando com elevada tensão de saída (4 kV) e elevado rendimento (94 %), as topologias empregadas são mostradas em Figura 1.10. Outra fonte com alta tensão na saída foi apresentada em [7], para suprir as tensões de uma válvula TWT com quatro saídas, sendo uma saída de alta tensão (10 kV).

A estrutura de uma fonte de alta tensão é bem definida. Todas estruturas empregadas nesta aplicação possuem pelo menos um transformador em alta frequência e um conversor cc-cc, que pode ser ressonante ou não, e um tipo de retificador, que pode ser um retificador ponte completa, um retificador dobrador de tensão, ou um multiplicador de tensão. As especificações servem como ponto de partida para projetar o transformador. Pelo fato do transformador

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trabalhar com relação de transformação elevada, o número de espiras no secundário é elevado, o que provoca aumento significativo no valor das indutâncias e capacitâncias parasitas, as quais tornam-se parâmetros importantes no projeto. Topologias ressonantes são adequadas por incorporar os elementos parasitas do transformador no funcionamento do circuito, motivo pelo qual são escolhidas para uso em fontes de alta tensão. As aplicações citadas mostraram que as principais contribuições da literatura são orientadas à concepção de novas topologias, que precisam operar com diferentes tipos de transformadores ou retificadores.

1.1 PROPOSTA DA TESE

Esta tese tem como tema estudar novas topologias de conver-sores cc-cc para construção de fontes com alta tensão. As topologias propostas trabalham com as características desejáveis à aplicação em alta tensão, tais como: comutação suave, simetria, podem operar com os diversos arranjos de retificadores, também podem ser utilizadas em conexões série-série, ou série paralelo. As novas topologias têm sua origem na célula do conversor cc-cc isolado tipo T com comuta-ção suave e modulacomuta-ção por largura de pulso (PWM), estudado em [22, 23, 24]. Suas principais características são: (a) operação simé-trica, (b) modulação por largura de pulso com frequência constante, (c) comutação sob tensão nula dos interruptores no lado primário e (d) tensão de saída do conversor com três níveis, a ser aplicada nos terminais do enrolamento primário do transformador. O conversor tipo T é composto por quatro interruptores, sendo que os esforços de tensão em dois deles equivalem à metade dos esforços de tensão dos outros dois, permitindo o uso de interruptores com baixa tensão, desejáveis pelo baixo custo, além de operar com baixas perdas.

As topologias que são propostas nesta tese são apresentadas na Figura 1.11(a)-(b). A topologia ilustrada na Figura 1.11(a) opera com um retificador com filtro capacitivo, aplica três níveis de tensão no enrolamento primário do transformador e incorpora as indutâncias parasitas, bem como as capacitâncias dos interruptores, podendo ser empregada diretamente na fonte de alta tensão estudada por

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Figura 1.11 – Novas topologias para construção de fontes chaveadas para alta tensão, utilizando o conversor cc-cc isolado tipo T com comutação suave e modulação PWM: (a) com filtro capacitivo na saída; (b)versão paralelo res-sonante para alta tensão na saída.

Fonte: Do autor.

[3, 4] para filtragem eletroestática, por exemplo. Os interruptores do retificador comutam com corrente nula, eliminando o fenômeno de recuperação reversa. A faixa de comutação suave neste conversor é limitada, portanto é apresentada neste trabalho uma solução para aumentar a faixa de comutação suave, que pode ser empregada em outros conversores da literatura, tais como o ponte completa ou o conversor três níveis, com filtro capacitivo na saída[25, 26]. O conversor mostrado na Figura 1.11(b) possui a mesma célula do conversor mostrado na Figura 1.11(a), sendo capaz de incorporar

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Figura 1.12 – Nova topologia para construção de fontes chaveadas para alta tensão na entrada e na saída, utilizando o conversor cc-cc isolado tipo T com comutação suave, modulação PWM e célula de capacitor chaveado.

Fonte: Do autor.

a capacitância parasita dos enrolamentos do transformador. Sendo assim, este conversor é denominado conversor cc-cc isolado tipo T paralelo ressonante com modulação PWM. Conectado aos terminais de saída do conversor se tem o estágio que sintetiza alta tensão na carga, o qual é composto por um transformador com um enrolamento no primário, já no secundário cada retificador dobrador de tensão possui um enrolamento.

As topologias apresentadas até o momento trabalham com baixa tensão na entrada, todavia existem aplicações com alta tensão na entrada e alta tensão na saída[27]. A terceira topologia proposta, mostrada na Figura 1.12 é apropriada para trabalhar com alta tensão na entrada. Além de dividir os esforços de tensão nos semicondutores, sua operação é idêntica a do conversor mostrado na Figura 1.11(a), preservando todos os seus benefícios, entre eles, a comutação suave em todos os interruptores, incluindo os da célula do capacitor chaveado. A integração entre conversores cc-cc isolados e células de capacitor chaveado é uma contribuição desta tese, visto que existem poucos

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estudos acerca do assunto. Os conversores com células de capacitor chaveado possuem alto rendimento, e foram testados em diversas aplicações[28, 29, 30, 31, 32, 33, 34].

1.2 OBJETIVOS, CONTRIBUIÇÕES E METODOLOGIA ADO-TADA

O presente trabalho tem como objetivo geral o estudo de novas topologias para conversores cc-cc isolados, com baixa ou alta tensão na entrada, com comutação suave e modulação PWM, resso-nantes e não ressoresso-nantes, baseados na célula tipo T. As contribuições deste trabalho, dentro da Eletrônica de Potência, são nas seguintes áreas:

• conversores cc-cc isolados com filtro capacitivo: propõe-se o conversor cc-cc tipo T conectado a um retificador dobrador de tensão, promovendo-se a operação com simetria, a comutação suave em todos os interruptores, a divisão nos esforços de tensão em dois dos interruptores, a redução dos níveis de tensão aos quais os enrolamentos do transformador são submetidos, como principais contribuições. Ainda nesta área, propõe-se um artifício para estender a faixa de comutação suave para o modo de condução descontínuo, sendo este um problema recorrente em conversores cc-cc isolados com filtro capacitivo;

• conversores cc-cc isolados ressonantes: propõe-se o conversor cc-cc tipo T na versão paralelo ressonante, operando com do-brador de tensão, promovendo-se os benefícios da topologia tipo T convencional em aplicações que incorporam os elementos parasitas do transformador;

• conversores cc-cc isolados e abaixadores com alto ganho/capa-citores chaveados híbridos: propõe-se o conversor cc-cc tipo T operando com o conceito de capacitor chaveado, promovendo-se a divisão nos esforços de tensão dos interruptores, a comutação suave em todos os interruptores da estrutura e a possibilidade de operar com elevada tensão na entrada como contribuições;

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• conversores para fontes de alta tensão: propõe-se o uso das solu-ções apresentadas nesta tese para aplicação em fontes chaveadas que operam com altas tensões.

Consideram-se como objetivos específicos do trabalho:

• revisão bibliográfica: pesquisa de publicações referentes ao tema; • análise teórica qualitativa: análise das etapas de operação por

meio da descrição dos circuitos e formas de onda relevantes; • análise teórica quantitativa: representação matemática dos

es-tados topológicos e de equações pertinentes ao projeto do con-versor, válidas para diferentes modos de operação;

• verificações por simulação numérica: investigação do funciona-mento do conversor e validação dos estudos teóricos;

• projeto físico e construção de protótipo: dimensionamento e construção de protótipo experimental a fim de validar os estu-dos, tanto teórico quanto de simulação;

• avaliação sobre os resultados obtidos: realização de uma autoa-valiação crítica dos resultados obtidos;

• divulgação dos resultados: submissão dos resultados obtidos em congressos e periódicos;

A progressão dos estudos é feita analisando a topologia mos-trada na Figura 1.11(a), uma vez que esta configura bloco construtivo das demais. A análise das etapas de operação, ganho estático, comu-tação, esforços de tensão e de corrente pode ser melhor compreendida na primeira estrutura, e estendida para as demais, facilitando a compreensão dos fenômenos associados. A topologia mostrada na Figura 1.11(b) opera com o fenômeno da ressonância, aumentando a complexidade da análise, porém, sem alterar de forma significa-tiva a metodologia apresentada na primeira topologia. Para melhor compreender esta topologia, a sua versão conectada a apenas um retificador dobrador de tensão é estudada, na qual são realizadas a

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análise das etapas de operação, do ganho estático, da comutação, dos esforços de tensão e de corrente, bem como um estudo da distribuição de perdas nos componentes. A topologia mostrada na Figura 1.12 opera utilizando o conceito de capacitor chaveado, o qual é explorado antes de aplicar a metodologia de análise da primeira topologia. Por fim, um exemplo de projeto de fonte de alta tensão é apresentado, utilizando a topologia mostrada na Figura 1.11(b). Como forma de validação das análises apresentadas, resultados obtidos por simulação e experimentação são confrontados, para cada topologia.

1.3 PUBLICAÇÕES

Os resultados desta tese foram sintetizados em artigos, os quais foram publicados em periódicos nacionais, internacionais e conferências. Os artigos publicados são apresentados na lista a seguir.

1. D. Gomes, I. Barbi, e T. B. Lazzarin, “High Voltage Power Supply using T-Type Parallel Resonant DC-DC Converter”, IEEE Trans. on Ind. Appl., vol. PP, nº 99, p. 1–1, 2018. 2. Dal Pont, N. C., Bandeira, D. G., Lazzarin, T. B., e Barbi,I.,

“Conversor Cc-cc Paralelo Ressonante Meia Ponte Assimétrico Com Saída Em Tensão”, Eletrônica de Potência, vol. 23, nº 1, p. 108–117, Março,2018.

3. D. G. Bandeira, T. B. Lazzarin, e I. Barbi, “T-type parallel resonant DC-DC converter for high voltage application”, in Proc. 12th IEEE/IAS Int. Conf. Ind. Appl, 2016, p. 1–8. 4. D. Bandeira e I. Barbi, “A T-Type Isolated Zero Voltage

Swit-ching DC-DC Converter With Capacitive Output”, IEEE Trans. on Power Electron., vol. PP, nº 99, p. 1–1, 2016.

5. D. G. Bandeira, S. A. Mussa, e I. Barbi, “A ZVS-PWM T-type isolated DC-DC converter”, in Proc. of COBEP/SPEC, 2015, p. 1–6.

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A publicação listada a seguir se refere a um estudo desen-volvido durante uma disciplina que foi realizada, necessária para o cumprimento do número de créditos exigidos pelo programa.

1. R. G. A. Cacau, D. G. Bandeira, F. J. B. de Brito, e I. Barbi, “A five-phase PWM rectifier: Analysis, modeling, control and simulation”, in 2015 IEEE 13th Brazilian Power Electronics Conference and 1st Southern Power Electronics Conference (COBEP/SPEC), 2015, p. 1–6.

As publicações em sua versão integral podem ser consultadas no anexo E.

1.4 ESTRUTURA DA TESE

A fim de descrever os estudos acerca das novas topologias, a cada topologia é dedicado um capítulo, totalizando três capítulos sobre as topologias e um capítulo dedicado a estudar uma aplicação em fontes de alta tensão, para uma das topologias estudadas.

O capítulo 2 concentra os estudos acerca do conversor cc-cc isolado tipo T com comutação suave e modulação PWM, com filtro capacitivo. A topologia é analisada quantitativamente e qualitativa-mente, com descrição de etapas de operação e principais formas de onda, nos diferentes modos de operação. A análise da comutação é realizada, para qual é apresentada uma solução para obter comutação suave para toda faixa de carga. Com os resultados obtidos da análise teórica, um protótipo com potência nominal de 1,8 kW é testado em laboratório, validando os conceitos apresentados.

O capítulo 3 concentra os estudos acerca de conversores cc-cc isolados tipo T ressonantes, com o conversor paralelo ressonante operando com modulação PWM e filtro capacitivo sob análise. A metodologia utilizada no capítulo 2 é empregada neste capítulo. A análise da comutação é realizada com a construção do plano de fase, que representa o efeito da ressonância no circuito. Com os resultados obtidos da análise teórica, um protótipo com potência nominal de 2

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