Telecomunicações: Conhecendo a bobina híbrida

Telecomunicações: Conhecendo a bobina híbrida

A idéia deste trabalho, é mostrar, de forma didática, o funcionamento, a importância e as aplicações das bobinas híbridas no campo das comunicações, visando informar a todos aqueles que, de uma ou de outra forma, se dedicam a esse ramo da ciência relativamente moderna e (por que não dizer?) atual.

Aquilino R. Leal

A bobina híbrida é um dispositivo usado em telefonia para realizar a transição entre circuito a dois fios para circuitos a quatro fios, e vice-versa. Este dispositivo recebe denominações, tais como: “dispositivo híbrido”, “terminação 2/4 fios”, “transformador diferencial”, “união híbrida”, “conexão híbrida” ou simplesmente, “híbrida”.

Numa linha telefônica de grande comprimento se faz necessário o uso de repetido-res, pois o sinal transmitido é fortemente atenuado pela linha. Por outro lado, os re-petidores de sinal das linhas telefônicas são, geralmente, constituídos por amplifica-dores unidirecionais (apenas funcionam em um sentido de transmissão) e para se-rem utilizados em circuitos bifilares necessitam do auxílio das bobinas hídridas; para instalar-se um repetidor em uma linha de dois fios, deve-se empregar uma híbrida em cada lado do ponto de repetição e inserir entre elas uma curta seção de quatro fios, onde serão instalados os amplificadores. O diagrama em blocos da FIG. 01 mostra a configuração descrita.

Nos circuitos de longa distância, onde são empregados circuitos a quatro fios, as bobinas híbridas não serão necessárias nos pontos de comutação local cuja entrada se faz a dois fios.

Figura 01

Entretanto, as uniões provocam uma diminuição na qualidade de transmissão, exi-gindo então uma solução de compromisso entre a qualidade superior dos circuitos a quatro fios e o menor custo dos circuitos bifilares – em muitas ligações de longa distância, uma chamada passa através de várias híbridas e a qualidade do sinal so-fre o efeito da soma das imperfeições provocadas por estes dispositivos passivos. As bobinas híbridas, construídas de modo a funcionar segundo o “princípio da ponde de impedâncias” podem ser de três tipos:

• transformador diferencial,

• dispositivo a resistência, e

• acoplador híbrido.

Cada um desses tipos será estudado em separado, principalmente o “transformador diferencial” que é constituído por transformadores simétricos; o “dispositivo a resis-tência” é uma híbrida de elementos resistivos dispostos em forma de ponte de Whe-atstone; finalmente o “acoplador híbrido” é um dispositivo constituído de guias de onda, amplamente utilizado na faixa de microondas.

Antes de qualquer esclarecimento sobre esses três tipos, convém descrever, de forma relativamene sucinta, o funcionamento da bobina híbrida, independentemente do tipo.

A bobina híbrida pode ser considerada como uma simples rede de elementos provi-da de quatro pares de terminais, segundo o apresentado no diagrama em blocos provi-da FIG. 02.

Figura 02

As bobinas híbridas são formadas por circuitos que permitem um caminho de baixa perda entre pares de terminais vizinhos, mas oferecem elevado isolamento entre pa-res de terminais opostos. Com isso o sinal irá circular libremente pelos terminais vi-zinhos e será impedido de passar pelos terminais opostos, ou seja: não há interação entre os terminais opostos da híbrida.

Na entrada da híbrida o sinal se divide de modo que a potência se aplique igual-mente a ambos terminais vizinhos. Em seguida partes da potência, de fases opos-tas, se recombinam de modo a se anularem não fornecendo potência ao terminal oposto.

Na disposição usual dos sistemas telefônicos, os ramos de transmissão e recepção dos circuitos a quatro fios se conectam em terminais opostos da conexão híbrida; outra das quatro terminações é ligada à linha bifilar e a última a um circuito equili-brador cuja função é provocar o processo de anulação de potência. (FIG. 02).

O princípio de funcionamento de uma bobina híbrida é o mesmo da ponte de impe-dâncias: se a ponte está equilibrada, a colocação de um galvanômetro entre os pontos C e D (FIG. 03) não acusará presença de corrente, ou seja, não circula cor-rente entre esses pontos. Pode-se estabelecer a seguinte correspondência entre a ponte de Wheatstone (FIG. 03) e a híbrida da FIG. 02:

A – B : terminais de recepção a quatro fios; C – D: terminais de transmissão a quatro fios; B – C: terminais da linha de dois fios;

A – D: rede de equilíbrio (equilibrador).

Figura 03

A bobina híbrida teórica, ou ideal, apresenta perda infinita entre os terminais opos-tos, proporcionando assim uma completa separação entre os ramos dos circuitos a

quatro fios. Por outro lado, não há perda entre os terminais contíguos, pelos quais o sinal passa, sem qualquer atenuação, desde a linha a dois fios até o ramo de trans-missão a quatro fios ou desde o ramo de recepção a quatro fios à linha bifilar.

Como na prática nunca se consegue obter um rendimento perfeito as bobinas híbri-das são julgahíbri-das pelo seu grau de aproximação com a híbrida ideal.

O isolamento, não perfeito, entre os ramos de transmissão e recepção de uma linha a quatro fios, denomina-se “perda trans-híbrida” – quanto maior for esta tão melhor será a qualidade da bobina híbrida.

Como uma elevada perda trans-híbrida tem relação direta com o equilíbrio que se obtém entre os ramos opostos da híbrida, esta perda também é conhecida por “equilíbrio trans-híbrida”.

A medida da perda trans-híbrida é realizada através da injeção de um sinal, normal-mente a 0 dBm e à freqüência de 1 kHz, no ramo de transmissão a quatro fios e mese a potência desse sinal no ramo de recepção a quatro fios da híbrida, de-vendo-se esperar pelo menos, uma leitura de 40 dB inferior à potência do sinal inje-tado. A FIG. 04 mostra uma disposição típica para a medição de perda trans-híbrida. De forma análoga se define a “perda de inserção”: é a perda entre as linhas de dois e quatro fios de um bobina híbrida real.

Quando a perda trans-híbrida é baixa, uma certa parte da potência que chega ao ramo de recepção a quatro fios escapa pelo dispositivo híbrido, passando ao ramo de transmissão. Esta energia do sinal aparece em forma de “eco” no outro extremo da linha a quatro fios. A FIG. 05 mostra como se produz esse escape em um ponto repetidor de uma linha bifilar.

Figura 04

Figura 05

Se a perda neste circuito fechado (“loop” de eco) é maior que o ganho dos amplifi-cadores, o eco se desvanecerá. Porém se a magnitude da perda é igual ao ganho, o eco pode circular várias vezes pelo “loop” antes de desaparecer, produzindo uma oscilação amortecida, dando a impressão de se estar falando dentro de um barril, com som ôco e cavernoso. Finalmente, quando o ganho do “loop” é superior à

per-da, o eco não desaparece, mas sim, continua a aumentar e tende a perpetuar-se, atuando da mesma forma que um amplificador com realimentação positiva; esta os-cilação, que se conhece como “apito” ou “canto”, produz um som contínuo no re-ceptor do monofone impedindo a conversação.

A híbrida também pode produzir eco ao refletir pela linha a dois fios, veja a FIG. 05. Esta reflexão ocorre por qualquer irregularidade de impedância, ou seja, se a impe-dância de entrada da híbrida deixa de se adaptar à impeimpe-dância característica da li-nha bifilar, parte da potência do sinal regressará à sua procedência ao invés de pas-sar pela conexão. Percebe-se então que a rede é de primordial importância para as conexões híbridas.

Como se pode verificar, a grandeza de reflexão da potência depende, principalmen-te, do grau de adaptação (casamento) da rede de equilíbrio da bobina híbrida com a impedância da linha bifilar. A “quantidade” de adaptação é expressa como “perda de retorno”, ou “perda por retorno”, que é a relação, em dB, entre as potências dos si-nais transmitidos e recebidos num mesmo ponto. Por exemplo, na FIG. 05, o sinal total refletido pela híbrida I na linha a dois fios, é igual à soma do sinal refletido, de-vido à perda de retorno entre a linha bifilar e a rede de equilíbrio da híbrida I, e o si-nal que passa pela híbrida II em direção à híbrida I, devido a uma redução de perda trans-híbrida de II provocada pela perda de retorno entre a linha a dois fios e a rede de equilíbrio conexão híbrida II.

Do ponto de vista do assinante, o som agudo (apito) e o eco constituem o par de defeitos mais graves da comunicação telefônica; além que a oscilação de um circuito pode sobrecarregar os amplificadores ou outros dispositivos que servem a dois ou mais circuitos, prejudicando o rendimento de vários “canais” simultaneamente – o “apito” também pode causar diafonia entre os canais vizinhos.

Por essas razões, o rendimento da bobinas híbridas é especificado com referência ao eco e “apito”, tendo em vista a estreita relação existente entre as híbridas e esses fatores.

A perda de retorno de eco é considerada como a média dos valores das perdas me-didas na faixa de 500 Hz a 2500 Hz que corresponde à faixa onde o eco se torna mais evidente, já que a maior sensibilidade do receptor do monofone se situa nas freqüências médias da voz.

Diversos estudos permitem estabelecer que os assinantes toleram um eco mais in-tenso quando este segue mais próximo do sinal principal. Assim sendo, um eco de determinada grandeza é mais perceptível à medida que aumenta o retardo entre ele e o sinal. Portanto, o problema do eco se acentua nas linhas de grande comprimento onde o tempo de propagação é maior; em tais linhas também existe a possibilidade de se apresentarem mais irregularidades de impedâncias que produzirão eco.

Na FIG. 06 vê-se um arranjo típico para medir a perda de retorno da híbrida II, entre a linha bifilar e a rede de equilíbrio, no qual o resultado da medição depende, princi-palmente, da qualidade de terminação que fornece a união híbrida II na linha a dois fios.

Nessa disposição, FIG 06, se conecta um oscilador e medidor de nível (ou voltíme-tro) nos dois lados de quatro fios da bobina híbrida de prova (I); o lado de dois fios da híbrida I é ligado ao lado de dois fios da híbrida II que está em exame. Os lados de quatro fios da bobina II são terminados por resistências não reativas de 600 ohms, mesmo que as redes de equilíbrio sejam constituídas por uma resistência em série com um capacitor.

A condição ideal é que não chegue ao medidor parcela alguma da potência do sinal, mas, na prática, sempre passa para o “medidor” parte da potência do sinal transmiti-do pelo oscilatransmiti-dor; esta parcela que chega ao meditransmiti-dor depende da exatidão transmiti-do ca-samento de impedâncias entre a impedância da rede de equilíbrio da híbrida I e a impedância da rede de equilíbrio na união da híbrida II; qualquer desequilíbrio entre a primeira híbrida e a terminação de dois fios em II, produz um regresso de energia em direção à união I que será detectada pelo medidor.

Figura 06

Nas medições, a tendência à auto-oscilação dos circuitos se especifica como “mar-gem de apito” que é a perda total no “loop”. Ou em outras palavras, a mar“mar-gem de apito é o ganho que deve ser adicionado a um determinado circuito para que se pro-duza a oscilação. A freqüência onde começa a surgir a oscilação, à medida que o ganho aumenta, denomina-se “freqüência crítica”; esta freqüência situa-se, geral-mente, entre 250 Hz ou entre 2500 Hz e 3400 Hz, ou seja, dentro da faixa útil de voz, mas fora da gama de eco que é de 500 Hz a 2500 Hz. A freqüência crítica, por outro lado, tem, geralmente, valor próximo aos extremos da faixa de voz que é onde a perda de retorno torna-se menor.

Além dos fatores mencionados existe um outro fator que se deve levar em conside-ração quando da seleção das terminações 2/4 fios: é o “equilíbrio longitudinal”. Nos sistemas telefônicos, ou onda portadora, são conduzidos por uma linha de transmis-são equilibrada (ou balanceada) que consiste em dois condutores colocados a um mesmo potencial elétrico em relação à terra – a corrente dos sinais transmitidos

cir-cula em sentidos opostos pelos condutores enquanto a interferência por indução produz correntes longitudinais que circulam no mesmo sentido por ambos os fios, como mostra a FIG. 07; onde E representa o gerador de sinais, E’ representa a ori-gem das perturbações cujas correntes perturbadoras foram representadas de forma tracejada, recebendo o nome de correntes longitudinais enquanto as do sinal (em traço contínuo na FIG. 07) são designados por correntes transversais.

Estando a linha em perfeito equilíbrio, as corrente longitudinais se anulam no circuito transversal, pois buscam um caminho de retorno por terra; qualquer desequilíbrio que se apresente converte parte da corrente longitudinal em transversal, produzindo interferência no sinal transmitido. Se o caminho à terra é realizado pelo primário de um transformador híbrido, pode haver um desequilíbrio devido a qualquer variação entre as seções do enrolamento como, por exemplo, um diferente número de espi-ras.

Pelo que foi apresentado, observa-se que o grau de equilíbrio longitudinal que pos-sui um transformador diferencial constitui uma medida da forma com que o transfor-mador resiste à interferênia.

O equilíbrio longitudinal é geralmente especificado em decibéis (dB), por exemplo, um valor de 50 dB significa que a interferência total, que não é anulada pelo trans-formador, é inferior em 50 dB ao nível de sinal útil.

O equilíbrio longitudinal também pode ser indicado em ohms e neste caso, se de-nomina “Zd” (impedância desequilibrada) e constitui uma medida direta da irregulari-dade entre o par de seções do enrolamento dos transformadores. Em geral, um va-lor de Zd igual a 0,5 ohms é considerado satisfatório para as linhas de 600 ohms. Ao utilizar-se bobinas híbridas a resistência, qualquer desequilíbrio que se produza na linha de dois fios aparecerá nos dois lados do circuito a quatro fios. Em muitos casos há necessidade de se utilizar transformadores de isolamento (relação 1:1) para solucionar esse inconveniente, então, nestes casos é mais prático utilizar dire-tamente um transformador diferencial.

O grau de equilíbrio longitudinal pode-se expressar por:

E E L

E. .=20log ' dB (I)

onde:

E’ – tensão longitudinal (originadora da perturbação).

E – tensão transversal (sinal originado devido à perturbação).

Além das características já mencionadas existem outras que também não deixam de ser importantes tais como: resistência elétrica dos enrolamentos, indutância, fator Q, capacitância entre terminais e entre enrolamentos, resistência de isolamento à cor-rente contínua, rigidez dielétrica, etc.. Esta características também devem satisfazer

a determinadas condições para que a bobina híbrida real se aproxime ao máximo do modelo ideal ou teórico.

Como se viu, as redes ou malhas de equilíbrio tem por função básica similar a impe-dância da linha bifilar. A condição ideal é que a malha tenha impeimpe-dância igual à da linha (casamento perfeito), o que resultaria numa perda de retorno infinita, elimina n-do o eco. Neste caso a rede é denominada “malha de precisão”.

Como a impedância da linha varia com a freqüência, torna-se bem complexa a ob-tenção de malhas que acompanhem as características da rede telefônica, sem levar em consideração o custo. Por este motivo, costuma-se usar uma rede denominada “malha de compromisso” cuja impedância se aproxima à da linha; quanto maior for essa proximidade maior será a perda por retorno, melhorando com isso a transmis-são. A FIG. 08 mostra algumas dessas “malhas de compromisso” mais usuais e simples, na prática. Existem outras malhas de compromisso mais sofisticadas que permitem ajustem para que se possa obter uma melhor aproximação porém são ra-ramente utilizadas devido a seu elevado custo.

TRANSFORMADOR DIFERENCIAL

O transformador diferencial de três enrolamentos é um dispositivo bem antigo e de maior aplicação para a interconexão de linhas. Ele é uma rede formada por quatro pares de bornes, e portanto, é um “octopolo”.

O estudo sobre octopolos é apresentado à seguir e em especial será feito um estudo sobre o “octopolo diferencial equilibrado” de interesse para as comunicações.

Considere-se uma rede com quatro pares de bornes: A – A’, B – B’, C – C’ e D – D’, sendo numerados por 1, 2, 3 e 4 conforme mostra a FIG. 09.

Terminado-se dois dos pares de bornes com as impedâncias imagens correspon-dentes, obtem-se um quadripolo cujas imedâncias imagens são as impedâncias vistas das entradas deixadas livres; com isso pode-se obter, efetuando-se todas as combinações possíveis, seis quadripolos conforme indicam as etas da FIG. 09.

As quatro impedâncias acima referidas são ditas “impedâncias imagens do octo-polo”. Os pares de bornes são tais que (1,2) e (3,4) são ditos “opostos” e (1,3), (1,4), (2,3) e (2,4) são denominados “adjacentes” (FIG. 09).

Um octopolo é dito diferencial quando reparte o sinal recebido em duas outras dire-ções. O octopolo diferencial é denominado “equilibrado” quando satisfaz à seguinte condição:

Alimentando um par de bornes do octopolo por uma fonte f.e.m. qualquer e de impe-dância interna igual à impeimpe-dância imagem do par de bornes considerado, e os ou-tros três pares de bornes estando também terminados por suas impedâncias ima-gens, nenhuma corrente circulará no par de bornes oposto àquele onde é conectada a fonte. A mesma condição deve se verificar para os outros dois pares de bornes opostos.

Segundo o visto, aplicando-se, por exemplo, uma fonte (E, Z1) no par de bornes 1 (FIG. 09), haverá transferência de energia da fonte (sem reflexão – impedância ca-sadas), e esta energia se reparte em proporções definidas entre os terminais 3 e 4, sendo que o terminal 2 não receberá energia e, consequentemente, não haverá cor-rente circulando através dele, como bem mostra a FIG. 10.

Quando qualquer das impedâncias de terminação de um octopolo diferencial difere da impedância imagem correspondente, o diferencial é dito “desequilibrado”.

Considere-se o octopolo da FIG. 11, onde o transformador é ideal e de relação:

2 . 2 1 . 2 n n N = , ou 2 1 n n N = .

Figura 10

Figura 11

O transformador em questão é construído de modo que se possa obter o ponto M (médio do enrolamento primário); dessa forma tem-se três enrolamentos (R, S e T) montados em um mesmo núcleo; R e S estão em série aditiva e têm o mesmo nú-mero de espiras (n1), enquanto T possui 2.n2 espiras – o enrolamento T é

denomi-nado “lado secundário do diferencial”. Quatro impedâncias Z1, Z2, Z3 e Z4 são co-nectadas aos quatro pares de bornes.

Aqui procurar-se-á obter as relações que devem satisfazer as quatro impedâncias Z1, Z2, Z3 e Z4 para que o transformador diferencial de dois enrolamentos seja equilibrado.

Foi visto que se uma fonte de impedância interna desprezível é colocada em série com qualquer uma das quatro impedâncias, devem-se verificar um par de condições conforme a definição de octopolo diferencial equilibrada:

a) Não circular corrente na impedância oposta àquela que a fonte esta conectada. b) Não haver reflexão do sinal nos bornes de emissão.

Ver-se-á que, sob estas condições, a potência fornecida pela fonte se reparte igual-mente entre as duas impedâncias adjacentes – regra da equipartição de energia. Para encontrar as relações entre as impedâncias, será colocada, sucessivamente, a fonte em série com as quatro impedâncias, sempre supondo que o transformador é perfeito (resistência dos enrolamentos nula).

1o caso: fonte em série com Z1. a) ausência de corrente em Z2

Inicialmente supõe-se que a impedância Z2 esteja desconectada (FIG. 12), então não circulará corrente no enrolamento S; a impedância Z4 e o enrolamento R são, portanto, percorridos pela mesma corrente I1 – FIG. 13.

Acontece que no enrolamento S é induzida uma f.e.m. igual àquela que existe no en-rolamento R, já que R e S estão em série aditiva, têm o mesmo número de espiras e são atravessados pelo mesmo fluxo. Porém, a f.e.m. induzida sobre R é igual à que-da de tensão sobre R já que os enrolamento são supostos sem resistência; com isso o conjunto dos enrolamentos R e T constituem um transformador perfeito de relação

Figura 12 Figura 13 2 2 . 2 1 N n n ₌

e a impedância Z3 será vista, através do transformador, com o valor:

3 . 2 2 Z N Z       = ou 3 . 4 2 Z N Z= - vide FIG. 14.

Figura 14

A queda de tensão sobre R será:

1 . 3 . 4 1 . 1 2 I Z N I Z V = =

O ponto B será, assim, ao potencial – N2/4 . Z3 . I1 em relação ao ponto D. Por outro lado, o ponto D (e também B’) está ao potencial – Z4 . I1 em relação a D. Então, se for verificada a igualdade Z4 = N2/4 . Z3 (II) os pontos B e B’ serão de mesmo poten-cial e nenhuma corrente irá percorrer a impedância Z2 quando esta for reconectada, qualquer que seja o seu valor. A atenuação entre as impedâncias opostas é, então infinita.

b) ausência de reflexão nos bornes de saída B – B’

A relação (II) quando satisfeita implica que a impedância de entrada nos bornes A – A’ do transformador diferencial é, como mostra a FIG. 14, igual a: N2/4 . Z3 + Z4 = 2 . Z4 devido à relação (II).

A condição de adaptação na entrada será, então: Z1 = 2 . Z4 = N2/4 . Z3 (III) e Z2 poderá assumir qualquer valor que não afetará a condição (III).

c) equipartição de energia.

Para estudar a repartição, sobre as impedâncias Z3 e Z4, da potência fornecida pela fonte (E, Z1), é suficiente considerar o esquema simplificado da FIG. 10. As duas

impedâncias Z e Z4 percorridas pela mesma corrente absorvem a mesma potência (já que Z = Z4); mas o transformador sendo perfeito, toda a potência aplicada entre os bornes A e D se reencontra integralmente sobre Z3. Então, se as relações em (III) são satisfeitas, a potência emitida pela fonte se parte igualmente (e sem perdas) en-tre Z3 e Z4.

2o caso: fonte em série com Z2

O raciocínio desenvolvido no primeiro caso também é válido para este, devido à si-metria existente, bastando substituir-se Z1 por Z2 e R por S.

3o caso: fonte em série com Z3 a) ausência de corrente sobre Z4

Supondo, em primeiro lugar, a impedância Z4 desconectada, o circuito do transfor-mador diferente ficará conforme mostra a FIG. 15. A corrente I3 circula sobre o en-rolamento T induzindo sobre os enen-rolamentos iguais, e em série aditiva, R e S as f.e.m. E iguais e de mesmo sinal. Aplicando-se a esse circuito o teorema de Theve-nin, obtém-se o circuito equivalente mostrado na FIG. 16, sendo Z o valor da impe-dância Z3 vista através dos transformadores R – T ou S – T. Se Z1 = Z2, a monta-gem é simétrica em relação a D – D’ e a corrente I3 que circula será:

(

)

A diferença de potencial entre os terminais D – D’ será E – (Z1+Z).I3 ou seja, nula. Desta forma, se a impedância Z4 for reconectada, qualquer que seja o seu valor, nenhuma corrente irá percorrê-la.

Figura 15

Figura 16

b) ausência de reflexão nos bornes de entrada

Foi visto que se Z1 = Z2 tudo se passa como se a impedância não existisse. O cir-cuito se reduz a um transformador perfeito de relação 2.n2 / 2.n1 = 1 / N, alimentado por uma fonte de impedância Z3 e atua sobre uma impedância Z1 + Z2 = 2.Z1 já que Z1 = Z2. As duas impedâncias são casadas se:

1 . 2 . 1 3 ₂ Z N Z = ou . 3 2 1 2 Z N

Z = (V) qualquer que seja o valor de Z4.

c) equipartição de energia

Quando duas impedâncias iguais Z1 e Z2 são percorridas em série pela mesma cor-rente, a potência fornecida pela fonte se reparte igualmente entre as duas.

4o caso: fonte em série com Z4

A FIG. 17 mostra a fonte (E, Z4) conectada entre os pontos D – D’ ela fornece, em paralelo, energia sobre duas malhas idênticas já que Z1 = Z2.

Figura 17

A corrente produzida pela fonte fornece aos enrolamentos iguais R e S duas cor-rentes iguais e opostas; o fluxo resultante sobre o enrolamento T é nulo apesar de existir uma f.e.m. induzida sobre o enrolamento e, desta forma, qualquer que seja o valor de Z3 não haverá corrente circulando por essa impedância – os enrolamentos R e S somente agem dessa forma devido à hipótese de que eles são perfeitamente iguais.

A potência fornecida pela fonte (E, Z4) se reparte igualmente entre as duas impe-dâncias iguais Z1 e Z2.

A fonte, por outro lado, alimenta uma impedância que é o resultado do paralelo entre Z1 e Z2, isto é, igual a Z1 / 2 (ou Z2 / 2) que é casada se: Z4 = Z1 / 2 = Z2 / 2 (VI) para qualquer valor de Z3.

A FIG. 18 apresenta, de forma resumida, as condições de equilíbrio do transforma-dor diferencial para todas as situações possíveis de localização da f.e.m. E.

Viu-se, ao estudar as condições de equilíbrio do transformador diferencial simétrico de dois enrolamentos, que se:

a) Z1 = Z2, uma fonte colocada em série com Z3 (ou Z4) não envia corrente sobre a impedância oposta Z4 (ou Z3) – FIG. 18.

Figura 18

b) Z4 = N2/4 . Z3, uma fonte em série com Z1 (ou Z2) não envia corrente sobre a impedância oposta Z2 (ou Z1) – FIG. 18.

Nos dois casos a atenuação entre as impedâncias opostas Z1 – Z2 ou Z3 – Z4 é in-finita e as potências recebidas pelas duas impedâncias adjacentes à fonte são iguais.

Supondo, além disso, que cada par de bornes de acesso esteja casado, implica na relação: 4 . 2 3 . 2 2 1 2 Z Z N Z Z = = =

Procura-se, dentro dessas condições estabelecer a atenuação entre impedâncias adjacentes que também é conhecida como “perda de inserção”. Para isso, colocar-se-á, por exemplo, a f.e.m. em série com a impedância Z1, utilizando-se a impedân-cia Z4 como receptor – FIG. 10.

Seja A (Z1, Z4) a atenuação medida, entre os pares de terminais 1 e 4 fechados so-bre as impedâncias Z1 e Z4 satisfazendo a condição de adaptação (casamento). Por definição tem-se:

] [ 4 1 log 2 1 ) 4 , 1 ( N P P Z Z A = _e (I) ou [ ] 2 1 log 10 ) 4 , 1 ( dB P P Z Z A = onde:

P1 – potência transmitida nos bornes 1 P4 – potência recebida nos bornes 4

A equipartição de energia estabelecida para este caso permite escrever: P3 = P4 e P3 + P4 = P1 onde: P4 = P1 / 2.

2 log . 2 1 2 1 1 log . 2 1 ) 4 , 1 ( ) ( _{e e} P P Z Z A I = = , então A(Z1,Z4)=0,35neper. 2 log . 10 2 1 1 log . 10 ) 4 , 1 ( ) ( = = P P Z Z A II , então A(Z1,Z4)=3decibéis. Obs: 1 N = 0,115 dB

Este valor é a “atenuação imagem” A14 do octopolo.

O resultado obtido exprime, simplesmente, a equipartição de energia estabelecida para os diversos casos. Não é necessário, portanto, fazer uma verificação para to-das as atenuações Aij já que P1 representa a potência total que a fonte fornece ao diferencial sobre uma impedância igual à sua impedância interna. Toda essa potê n-cia é integralmente entregue sobre o conjunto das duas impedânn-cias adjacentes en-tre as quais ela se divide integralmente. Em cada uma delas a potência dispensada é, então, à metade da potência entregue pela fonte ao diferencial e é precisamente esta potência que representa o denominador de Aij (no exemplo visto corresponde a P4). A relação Aij = 3 dB também indica que o rendimento aparente entre duas im-pedâncias adjacentes é de 50%.

Na prática não se consegue ter um transformador perfeito e isto introduz outras per-das (em conseqüências per-das resistências dos enrolamentos, antes consideraper-das nu-las, e correntes de fuga). Daí o valor da perda de inserção ser, na prática, da ordem de 3,5 a 4,5 dB.

Um transformador diferencial simétrico de três enrolamentos, terminado sobre impe-dâncias Z em 1 e 2, 2 . Z / N2 em 3 (com N = n1 / n2) e Z / 2 em 4, é dito “equilibra-do” conforme o estabelecido anteriormente. A FIG. 19 mostra as relações existentes. Essas quatro impedâncias são as suas impedâncias imagens e o transformador goza das seguintes propriedades:

• tem atenuação infinita entre impedâncias opostas: não há potência transmitida – rendimento nulo.

• tem atenuação de 3 dB entre as impedâncias adjacentes: transmite 50% da po-tência – rendimento 50%.

• é casado, sob o ponto de vista das impedâncias, em seus quatro pares de bor-nes de acesso.

O transformador é dito “desequilibrado”, se pelo menos, uma das quatro impedân-cias, que a ele estão conectadas, não apresentar o valor previsto para as condições de adaptação (casamento) – FIG. 19.

Figura 19

Será examinado o caso mais simples e mais importante na prática, onde o desequi-líbrio está situado sobre Z1 que corresponde à impedância da linha bifilar.

Se, por exemplo, for ligada uma linha aos bornes 1 será necessário, para equilibrar o diferencial, conectar aos bornes 2 (opostos aos bornes 1), uma rede tendo a mesma impedância que a linha e, com isso, se estará equilibrando o sistema. Mas, na práti-ca, as impedâncias das linhas jamais são perfeitamente regulares, apresentando va-riações relativamente acentuadas. É evidentemente, antieconômico produzir essas variações dentro do equilíbrio; procura-se, então, um valor de Z2 que se aproxime

ao máximo da média dos valores de Z1. Então, para uma dada linha e para uma determinada freqüência, a impedância Z1 da linha diferirá ligeiramente da impedân-cia Z2 da rede de equilíbrio ligada aos bornes 2; esta diferença entre as duas impe-dâncias irá produzir uma reflexão do sinal transmitido de Z1 para Z4, dando origem ao eco – a parte do sinal transmitido que retorna é a perda de retorno que será o tema das próximas linhas.

Sabe-se que se num circuito as impedâncias estão perfeitamente casadas, a potê n-cia transmitida num extremo é recebida integralmente na outra extremidade – FIG. 20. Mas ao existirem irregularidades de impedância, parte do sinal transmitido é re-fletido e retorna ao ponto de transmissão, produzindo eco – FIG. 21.

Figura 20 Figura 21 Da FIG. 20 tem-se: 0 . 2 0 0 Z E Ii Z Z E Ii ⇒ = + = (I) Da FIG. 21:

Ii It Ir Ir Ii It = + ⇒ = −

Ainda do circuito da FIG. 21, pode-se escrever:

Zt Z E It + = 0 (II)

O “coeficiente de adaptação”, que é caracterizado pela diferença entre as duas im-pedâncias, é Ir / Ii e exprime o grau de reflexão, ou ainda:

Ii Ii It Ii Ir ₌ −

Substituindo-se (I) e (II) nesta última equação, vem:

0 . 2 0 . 2 1 0 1 0 . 2 0 . 2 0 Z Z Zt Z Z E Z E Zt Z E Ii Ir ₌     ₋ + = − + = Zt Z Zt Z Ii Ir Z Z Zt Z Zt Z Z Ii Ir + − = ⇒ + − − = 0 0 0 . 2 . 0 . 2 . ) 0 ( 0 0 . 2

A perda de retorno é definida por:

Ir Ii R P. .=10.log , em dB. Logo: Zt Z Zt Z R P + − = 0 0 log . 20 . . dB (VII)

Portanto, um casamento perfeito de impedâncias (Z0 = Zt) significa reflexão nula e perda de retorno infinita que é a condição ideal. Na prática não se consegue obter essa condição entre a rede bifilar e a rede de equilíbrio, devido ao alto custo que esta teria.

No transformador diferencial desequilibrada (caso real) ainda há de se considerar a perda trans-híbrida. Colocando-se em série com Z3 (ou Z4) uma fonte, a corrente sobre a impedância oposta Z4 (ou Z3) não será nula e a energia não se repartirá igualmente entre Z1 e Z2 como acontece com o transformador diferencial equilibra-do. Portanto, a atenuação entre os pares de bornes opostos 3 e 4 não mais será in-finita. A passagem de corrente de Z3 para Z4 será designada por um valor de ate-nuação composta A(Z3, Z4) no qual supõe-se o transformador casado, ou seja, sa-tisfazendo a equação (III) com Z1 ≠ Z2.

Por definição: 2 1 2 1 log . 20 ) 2 , 3 ( ) 4 , 2 ( ) 4 , 3 ( Z Z Z Z A A Z Z A − + + + = (VIII) Mas: dB A A(2,4)= (3,2)=3 – perda de inserção Então: dB Z Z Z Z Z Z A 6 2 1 2 1 log . 20 ) 4 , 3 ( + − + = (IX)

Portanto a atenuação composta (perda trans-híbrida) entre duas impedâncias opos-tas Z3 e Z4, do transformador diferencial desequilibrado em Z1 e Z2, é igual à perda de retorno entre Z1 e Z2, aumentada de 6 dB – o dobro da perda de inserção.

Na prática a relação acima não se verifica devido a fatores que não foram conside-rados na dedução da expressão, tais como: a resistência dos enrolamentos do transformador, capacitância entre enrolamentos, tolerâncias dos valores dos compo-nentes, correntes de fuga, etc. além de que os enrolamentos R e S (vide FIG 11), na prática, não são rigorosamente iguais, e isto influencia bastante na perda de retorno. Na prática verifica-se a seguinte relação:

Perda trans-híbrida ≅2 (perda de retorno + 2 . perda de inserção) (X)

Além dos casos de desequilíbrio analisados há de se considerar os seguintes: 1o) Z1 em curto-circuito e Z2 em circuito aberto

O esquema do transformador diferencial de dois enrolamentos se reduz, neste caso, a um transformador perfeito de relação n1 / 2 . n2 = N / 2 entre as impedâncias Z4 e Z3, tal que: Z4 = N2 / 4 . Z3, ou seja Z4 e Z3 casadas – FIG. 22

Figura 22

Então: A(Z3, Z4) = 0 dB e, por conseqüência: P.R. = - 6 dB de acordo com (IX).

Invertendo-se as conexões, isto é, Z1 aberto e Z2 em curto-circuito, obtém-se o mesmo resultado, porém a fase da corrente sobre a impedância de recepção será invertida – defasagem de π rad em relação ao caso visto.

2o) Z1 normal e Z2 em curto-circuito Neste caso, como

0 2= Z e 2 1 2 1 log . 20 . . Z Z Z Z R P − + = , tem-se: 0 . 20 1 log . 20 0 1 0 1 log . 20 . . = = − + = Z Z R P P.R. = 0 dB Ainda:

A(Z3, Z4) = P.R. + 6 dB – equação (IX) Logo:

A(Z3, Z4) = 0 + 6 dB = 6 dB Então: perda trans-híbrida = 6 dB

A FIG. 23 mostra o circuito do diferencial, para este caso.

No caso, a inversão das conexões (Z1 em curto-circuito e Z2 normal) apenas impli-cará na fase da impedância de recepção que será invertida.

3o) Z1 normal e Z2 em circuito aberto

O circuito do diferencial para este caso é o mostrado na FIG. 24. Neste caso a perda de retorno se expressa como:

2 1 2 1 log . 20 lim . . 2 _{Z Z} Z Z R P Z − + = ∞

→ já que o valor de Z2 é infinito.

Considerando que lim log = log lim, tem-se:

      − + = ∞ → _{1 2} 2 1 lim log . 20 . . 2 _{Z Z} Z Z R P Z

Este limite conduz a uma indeterminação do tipo ∞ / ∞, que pode ser levantada apli-cando-se a regra de L’Hôpital: derivando o numerador e denominador em relação a Z2: 1 1 0 1 0 lim 2 1 2 1 lim 2 2 − = + = − + ∞ → ∞ → Z Z _{Z Z} Z Z Então: P.R. = 0 dB

Este resultado conduz à mesma conclusão do caso anterior, isto é: Perda trans-híbrida = 6 dB

A situação mais geral é quando o diferencial é terminado por quatro impedâncias quaisquer, de mesma fase mas satisfazendo as condições de adaptação (casa-mento); sob estas condições será necessário intercalar, entre três das impedâncias, um transformador com relação de espiras tal que possa conduzí-las ao seu valor de adaptação. Na prática tem-se geralmente: Z1 = Z2 = Z, e com isso Z3 será recondu-zida ao valor de adaptação 2. Z / N2, ao escolher a relação de transformação do transformador diferencial de tal modo que:

3 . 2 Z Z N =

Será preciso um transformador suplementar para reconduzir Z4 ao valor de Z / 2; sua relação de transformação será igual a:

4 . 2 Z

Z

N = , calculado no sentido de Z para Z4.

Com isso obtém-se o circuito da FIG. 25.

TRANFORMADOR DIFERENCIAL DE TRÊS ENROLAMENTOS

Os transformadores diferenciais usados na prática como dispositivos híbridos são, geralmente, de três enrolamentos, estando o enrolamento primário repartido sobre dois fios conforme ilustra a FIG. 26

Figura 26

Estes tipos de transformadores diferenciais são de construção mais simétrica e me-lhor equilibrados; os três enrolamentos são bobinas de mesmo núcleo e os enrola-mentos R, S, R’ e S’ são idênticos e montados em série aditiva, cada um deles com n1 / 2 espiras.

O transformador diferencial de três enrolamentos é, absolutamente, idêntico ao de dois enrolamentos e goza das mesmas propriedades.

Existem, ainda, outras formas de transformadores diferenciais, porém são poucos utilizados.

DISPOSITIVO A RESISTÊNCIA

Os dispositivos híbridos podem ser constituídos por elementos resistivos dispostos em forma de ponte de Wheatstone.

A FIG. 27 ilustra o esquema de um dispositivo a resistência, apesar que na FIG. 28 pode-se observar melhor a configuração da ponte.

Figura 27

Considere-se um sinal aplicado aos terminais de recepção do dispositivo supondo que os valores, tanto de R1 como de R2, sejam iguais às resistências da linha de dois fios e da rede de equilíbrio (os valores de R1 e R2 seriam, normalmente, de 600Ω).

Nos terminais a potência do sinal se divide passando por R1 e rede de equilíbrio e a outra metade por R2 e a linha bifilar. Como os pontos C e D encontram-se a um mesmo potencial, não fluirá corrente no ramo de transmissão; além disso, como se perde a potência que se dissipa nas resistências e na rede de equilíbrio, a linha bifi-lar recebe apenas 1 / 4 da potência total do sinal ou em outras palavras: um dispo-sitivo híbrido a resistência possui uma perda mínima de 6 dB (10 log 4) quando to-dos os ramos da ponte são iguais.

Para a transmissão no sentido oposto, supõe-se que seja aplicado um sinal aos ter-minais da linha bifilar (FIG. 27 e FIG. 28); a potência do sinal se divide igualmente entre os terminais de transmissão e recepção, e seus correspondentes resistores R1 e R2. Pelo circuito de equilíbrio não circula corrente porque os pontos B e D encon-tram-se a um mesmo potencial. Tendo em vista que a parte do sinal aplicado aos resistores e ao ramo de transmissão se perde por dissipação, ao ramo de recepção do dispositivo apenas chega uma quarta parte da potência e a perda mínima possí-vel é, também, de 6 dB.

Quando se considerou o sinal aplicado aos terminais de recepção do dispositivo admitiu-se que R = R2, porém esta não é a única condição para o equilíbrio do híbri-do: basta que o produto das resistências R1 e R2 seja igual ao quadrado do valor nominal da impedância híbrida.

Expressando em termos matemáticos: Zo2 = R1 . R2

Pode-se, então concluir que, reduzindo R1 e aumentando R2 de forma a manter o produto R1 . R2, constante, a perda em um sentido seria menor que 6 dB, porém no

sentido oposto esta perda seria mais elevada. Com isso seria, por exemplo, melho-rada a transmissão num sentido, com um conseqüente prejuízo na transmissão em sentido oposto – este raciocínio também é válido para o transformador diferencial.

COMPARAÇÃO DE DISPOSITIVOS A RESISTÊNCIA E A TRANSFORMADOR

A decisão de se empregar um ou outro tipo de híbrido, em um circuito de comunica-ções, depende de inúmeros fatores. Por exemplo, se o circuito funciona em freqüên-cias superiores a alguns megahertz, não é conveniente utilizar o transformador dife-rencial, devido a fatores como capacitância entre enrolamento e a perda no entre-ferro (se for o caso) do núcleo, que restringem, em alto grau, o seu rendimento nes-sa gama de freqüências. Em troca, os híbridos a resistência quase não sofrem in-fluências, pelo menos até que se atinja a faixa de microondas – nesta faixa utilizam-se acopladores híbridos especiais.

Por outro lado, ao utilizar híbridos em uma conexão de repetidores de freqüência de voz, seguramente se exigira o transformador diferencial, pela simples razão de que sua perda é muito inferior à da união a resistências. Com um dispositivo a resistên-cia de cada lado de um ponto de repetição de uma linha bifilar, a perda de transmis-são aumentaria de 6 dB, o que eqüivale a aproximadamente 120 km adicionais de linha aberta.

Quando o peso e tamanho dos dispositivos híbridos constituem problema, as uniões híbridas a resistências são mais vantajosas do que os transformadores que, devido ao seu núcleo de ferro (se for o caso), são mais pesados e volumosos que os resis-tores.

O custo é outro fator que inclui na escolha da híbrida: a de resistências é mais eco-nômica que a de transformador, mas sua perda é mais elevada. Portanto, em muitos

casos, deve-se comparar os custos de tais dispositivos com o proveito de maior ga-nho.

ACOPLADOR HÍBRIDO

O acoplador híbrido (ou “T mágico”), é um dispositivo amplamente utilizado na rádio transmissão por microondas (M.O.), é, geralmente, em forma de T conforme mostra a FIG. 29.

Figura 29

Este dispositivo possui elevado isolamento (alta perda) entre braços opostos e baixa perda entre braços adjacentes. Ao aplicar um sinal de entrada no braço 4 (FIG. 29), são produzidos sinais de valores iguais em módulo e invertidos em fase nos braços 2 e 3, mas nenhum sinal é produzido no braço 1. Com um sinal entrando no braço 1, aparecem sinais iguais e dentro de fase, nos braços 2 e 3, mas nenhum sinal é pro-duzido no braço 4.

REFERÊNCIA BIBLIOGRÁFICA