RELATÓRIO FINAL
BOLSISTA DO PROGRAMA DE APOIO À PRODUTIVIDADE
EM PESQUISA - PROAPP/IFCE
BOLSISTA
Edilson Mineiro Sá Junior
PERÍODO DESTE RELATÓRIO
Relatório Final
Sobral-Ceará 2016
1. DADOS GERAIS
IDENTIFICAÇÃO DO BOLSISTA
Nome: Edilson Mineiro Sá Junior
Matrícula SIAPE: 1641760 CPF: 500.812.413-72
Cargo: Professor do EBTT Campus: Sobral
Endereço para Correspondência: Rua Francisca das Chagas Muniz
No 1555 Complemento: Casa 3
Bairro: Nossa Senhora de Fátima CEP: 62034-090
Cidade: Sobral Estado: Ceará
Fones: (88) 3112-8124 Celular: (85) 99985-9342
DADOS SOBRE A PESQUISA
Grupo de Pesquisa cadastrado na Pró-reitoria de Pesquisa e Inovação:
Grupo de Pesquisa em Mecatrônica - GPEM
Linha de Pesquisa do Projeto:
Reatores Eletrônicos /Acionamento de LEDs para Iluminação
Projeto de Pesquisa:
Reator Eletrônico Trifásico para a Iluminação Pública com LEDs Utilizando Capacitores Comutados
Orientando(s) vinculado(s) ao projeto: Tipo de Bolsa:
2. ATIVIDADES CONCLUÍDAS NA EXECUÇÃO DO PROJETO
As atividades foram distribuídas em função da expertise de cada membro do projeto (outros professores, doutorandos, mestrandos e bolsistas). De uma forma geral, para compor o cronograma de atividades, as diversas etapas do trabalho a serem desenvolvidas no período foram:
1- Estudo bibliográfico;
2- Análise qualitativa e quantitativa do conversor; 3- Simulações e adequações do conversor;
4- Montagem dos protótipos;
5- Testes do protótipo e possíveis readequações;
6- Divulgar os resultados obtidos na pesquisa em revistas e em congressos; 7- Possível protocolo de pedido de patente / publicação em revista A1 ou B1; 8- Relatório final.
Cronograma das Etapas Propostas no Projeto (em meses)
2º 4º 6º 8º 10º 12º 14º 16º 18º 20º 22º 24º Etapa 1 x x x Etapa 2 x x x Etapa 3 x x x x Etapa 4 x x x x Etapa 5 x x x x Etapa 6 x x x Etapa 7 x x x Etapa 8 x x
Cronograma das Etapas Realizadas no Projeto (em meses)
2º 4º 6º 8º 10º 12º 14º 16º 18º 20º 22º 24º Etapa 1 x x x Etapa 2 x x Etapa 3 x x x x Etapa 4 x x x x Etapa 5 x x x x x Etapa 6 x x x Etapa 7 x x x x Etapa 8 x x
A comparação entre o cronograma das etapas propostas e das etapas realizadas no projeto demonstra que o projeto sempre esteve com o seu cronograma adiantado, o que se deve a participação de alunos de Pós-graduação no projeto. Estes alunos de Pós-graduação possibilitam que o Laboratório funcione praticamente 24 horas, além de incentivarem os alunos de Iniciação Científica a publicarem em congressos internacionais e em revistas. Quanto a patente ou publicação em revista A1 ou B1, atualmente temos um artigo oriundo do trabalho que foi submetido para uma seção especial da revista A1 (IEEE – Transactions on Industrial Electronics). Atualmente, as modificações dos revisores estão sendo realizadas para reavaliação e obtenção do aceite.
O protótipo inicial apresentou um fator de potência de 0,996, praticamente como uma carga resistiva, mas o rendimento ficou próximo a 78% para uma potência de 54 W na saída. Atualmente, foi testado um protótipo de 200 W, o qual apresentou um rendimento final de 91%. Uma fonte auxiliar trifásica para o sistema também foi projetada, a qual operou mesmo com a falta de uma fase. Novos conversores também foram obtidos, os quais reduzem o número de interruptores e, consequentemente, possibilitam a redução do custo. Entretanto, estas topologias ainda estão sendo avaliadas, pois a tensão do barramento é relativamente alta e os drivers para o acionamento dos interruptores ainda não estão disponíveis no mercado nacional. Assim, estes novos conversores possibilitarão a continuação deste trabalho.
3. RESULTADOS FINAIS
A Fig. 1 mostra o circuito de potência do conversor implementado. Três capacitores (Cf4, Cf5 e Cf6) de filme de polipropileno de 63 nF/630 V foram adicionados para
evitar possíveis sobretensões nos MOSFETs devido às indutâncias parasitas que podem surgir nas trilhas da placa de circuito impresso. Um diodo SiC (D7) foi usado em paralelo
com a ponte de diodos para reduzir as perdas do conversor. Isso é possível porque o diodo SiC conduz primeiramente, pois sua queda de tensão é menor que a dos dois diodos, evitando que os demais diodos entrem em condução. Além disso, o diodo SiC tem um tempo de recuperação reversa praticamente nulo, o que reduz as perdas por comutação.
Fig. 1 - Circuito de potência do conversor proposto.
A Fig. 2 mostra a tensão e a corrente na fase A e a tensão e corrente na saída do conversor. O conversor apresentou um fator de potência de 0,996 e uma distorção harmônica total (THD – Total Harmonic Distortion) de 4,22%. Os valores eficazes de tensão e corrente na fase A são de 217,9 V e 373 mA, respectivamente. A tensão média de saída foi de 121,1 V e a corrente média de saída foi de 1,755 A, os quais estão compatíveis com os valores projetados. O conversor apresentou uma ondulação de corrente de 338,6_mA, o que corresponde a 19,3% do valor médio obtido, considerando inclusive as componentes de alta
frequência.
Fig. 2 - Tensão (vA) e corrente (iA) na fase A; tensão (vo) e corrente (io) nos LEDs.
A Fig. 1 mostrada as três correntes de entrada do conversor obtida com o protótipo. As correntes de entrada estão defasadas em 120 graus entre si e são praticamente senoidais, comprovando que o conversor permite a correção do fator de potência.
Fig. 3 - Correntes de entrada do conversor.
Para a avaliação do rendimento do conversor foi utilizado um analisador de energia, modelo PA4000, fabricado pela Tektronix, que possui 4 canais de tensão e corrente. Os resultados obtidos no Analisador de Energia PA4000 são mostrados na Tabela 1. Os canais 1, 2 e 3 são utilizados para medir alguns parâmetros de entrada do conversor, enquanto o
canal 4 é conectado à saída do conversor. O conversor foi alimentado por um variac trifásico, que não proporcionou tensões de fase com a mesma amplitude, como pode ser visto na Tabela 1. Este desbalanceamento das tensões de fase e as distorções harmônicas nas tensões produziram uma pequena ondulação em 360 Hz na corrente de saída do conversor, como pode ser vista na Fig. 2. A tabela mostra que o conversor trifásico SC apresentou um elevado fator de potência e uma baixa distorção harmônica total. O conversor apresentou um rendimento global de 91,5% para condições nominais.
Tabela 1 - Resultados obtidos no Analisador de Energia PA4000
ENTRADA Saída CH1 CH2 CH3 Ch4 Vrms 214,42 V 220,82 V 219,65 V Vdc 125,27 V Arms 374,25 mA 371,83 mA 372,90 mA Adc 1,7712 A Watt 79,541 W 81,660 W 81,247 W Watt 221,90 W PF 0,9912 0,9946 0,9919 ATHD 3,5670% 3,7509% 4,3456%
A Fig. 4 mostra a tensão e a corrente no capacitor chaveado Cs1. A figura mostra
que a tensão sobre o capacitor chaveado é limitada pela respectiva tensão de fase.
Fig. 4 - Tensão (vCs1) e corrente (iCs1) no capacitor chaveado Cs1.
A Fig. 5 mostra o detalhe da tensão e da corrente no capacitor chaveado Cs1 no
e descarrega completamente num período de comutação, o que permite a correção do fator de potência, que é uma característica do conversore SC proposto.
Fig. 5 - Detalhe da tensão (vCs1) e da corrente (iCs1) no capacitor chaveado Cs1.
A tensão e a corrente no interruptor S2 é mostrada na Fig. 6. O interruptor S2 está
submetido a uma tensão máxima de 581 V e a uma corrente máxima de 2,2 A. O comando dos interruptores e o detalhe da comutação do interruptor S2 no instante próximo ao pico da
tensão de fase são mostrados na Fig. 7. O canal 3 (vg1) representa o comando dos interruptores S1, S3 e S5. Já o canal 4 (vg2) representa o comando dos interruptores S2, S4 e S6. A figura
mostra que o interruptor S2 desliga sob condição ZCS e ZVS, o que permite a redução das
perdas por comutação e o consequente aumento do rendimento.
Fig. 7 - Comando dos interruptores e detalhe da comutação no interruptor S2.
A Fig. 8 mostra a tensão e a corrente no indutor de saída Lo. A tensão máxima
sobre o indutor Lo foi igual a 443,3 V enquanto que a tensão mínima foi de -137,3 V. A
corrente média em Lo foi de 1,759 A, a corrente máxima foi de 2,3 A e a corrente mínima foi
de 1,19 A. Assim, obteve-se uma ondulação de corrente no indutor Lo de 1,11 A, o que
corresponde a 63% do valor médio de corrente. Considerando a queda de tensão nos diodos e as perdas nos componentes, pode-se concluir que os valores obtidos estão de acordo com os valores obtidos no dimensionamento e na simulação do conversor.
Fig. 8 - Tensão (vLo) e corrente (iLo) no indutor de saída Lo.
A Fig.9 mostra o espectro harmônico da corrente de entrada na fase A. É importante mencionar que o conversor pode ser considerado como um equipamento da
Classe A, pois ele é um sistema trifásico balanceado. Entretanto, o conversor também pode ser classificado como equipamento da Classe C, levando em consideração que é um equipamento para iluminação. Conforme o fluxograma de classificação dos equipamentos apresentado na norma IEC 61000-3-2:2000, se o sistema é trifásico balanceado então ele deve ser considerado como equipamento da Classe A (IEC, 2000). Entretanto, este fluxograma foi retirado das versões mais recentes da norma IEC 61000-3-2. Segundo Castro
et al. (2016), um conversor trifásico utilizado para LEDs pode ser considerado como
equipamento da Classe A ou da Classe C e deve ser comparado com os limites da Classe C, pois é a mais restrita das duas classes. Desta forma, o espectro harmônico da corrente de entrada é comparado com os limites da Classe C da norma IEC 61000-3-2:2014, pois é a classe mais restrita. A figura mostra que o conversor está em conformidade com os limites da Classe C da IEC 61000-3-2:2014. Além disso, o conversor também está em conformidade com os limites da Classe A. Os resultados foram omitidos porque as harmônicas obtidas foram muito abaixo dos limites da Classe A, os quais são expressos em valores absolutos de corrente, dificultando a visualização dos resultados.
Fig. 9 - Espectro harmônico da corrente de entrada da fase A
A Fig. 10 mostra o gráfico da variação da potência de saída em função da frequência de comutação. A variação da frequência de comutação de 50 kHz até 25 kHz permitiu uma variação da potência de saída de 100% a 50%. O gráfico teórico foi traçado
com um rendimento de 90% e considerando as amplitudes das três fases iguais a 311 V. A figura mostra que os gráficos teórico e experimental têm um comportamento muito semelhante, levando em conta que, na prática, as tensões de entrada não possuem a mesma amplitude. A distância entre as curvas deve-se ao fato de que o rendimento obtido (91%) foi um pouco acima do valor fixado inicialmente (90%). Portanto, os resultados mostram que o conversor permite a dimerização dos LEDs através da variação da frequência de comutação.
25 30 35 40 45 50 100 120 140 160 180 200 220 Teórica Experimental Po tência de Sa ída (W) Frequência (kHz)
Fig. 10 - Gráfico da potência de saída em função da frequência de comutação.
A Fig. 11 mostra o gráfico do rendimento em função da potência de saída do conversor. O rendimento global do conversor se mantém acima de 90% para toda a faixa de potência, sendo obtido um rendimento global de 90,5% para a menor potência de saída obtida (111,93 W). Além disso, o gráfico mostra que o rendimento não sofre grandes alterações com a variação da frequência de comutação, permanecendo próximo a um valor de 91%.
110 130 150 170 190 210 230 87 88 89 90 91 92 93 94 95 Rend im ento (%) Potência de Saída (W)
Fig. 11 - Gráfico do rendimento em função da potência de saída.
A Fig. 12 mostra o gráfico do fator de potência e da THD nas três fases de acordo com a variação da potência de saída. A figura mostra que o fator de potência foi mantido acima de 0,97 e que a THD obtida foi inferior a 6%. Portanto, o conversor permite o controle da intensidade luminosa dos LEDs, mantendo um elevado fator de potência e uma baixa distorção harmônica, estando em conformidade com a norma IEC 61000-3-2:2014 (IEC, 2014). 110 130 150 170 190 210 230 0,94 0,95 0,96 0,97 0,98 0,99 1,00 Fator de Potê ncia Potência de Saída (W) FP - Fase A FP - Fase B FP - Fase C 3 4 5 6 7 8 9 TDH (%) TDH - Fase A TDH - Fase B TDH - Fase C
Uma característica que os LEDs exigem do seu driver é uma corrente bem regulada. A alta ondulação de corrente pode afetar as características fotométricas dos LEDs, podendo reduzir o seu fluxo luminoso e a sua eficácia luminosa com o passar do tempo. Além disso, a alta ondulação de corrente pode acarretar na aparição de flicker.
Segundo Wilkins, Veitch e Lehman (2010), flicker é uma mudança rápida e repetida ao longo do tempo no brilho da luz. Durante muito tempo, a única preocupação com este fenômeno era em relação à depreciação das características fotométricas das luminárias, em particular, dos LEDs.
No entanto, muitos trabalhos comprovaram que o flicker pode ser um perigo para a saúde, provocando um aumento na incidência de dores de cabeça (WILKINS, VEITCH e LEHMAN, 2010). Além disso, quando o flicker ocorre em frequências entre 3 e 70 Hz com uma amplitude suficiente, um pequeno percentual da população está propensa a sofrer uma crise epiléptica. Felizmente, quase todo flicker em iluminação ocorre em frequências iguais ou acima do dobro da frequência da rede: 100 Hz na Europa e 120 Hz na América (WILKINS, VEITCH e LEHMAN, 2010).
Segundo Lehman e Wilkins (2014), flicker geralmente não pode ser visto quando sua frequência está acima da chamada frequência crítica de fusão do flicker (CFF – Critical
Flicker Fusion Frequency), que é geralmente entre ~60 e 90 Hz. No entanto, mesmo quando
não podem ser vistos, o flicker ainda pode ser prejudicial aos humanos (WILKINS, VEITCH e LEHMAN, 2010).
Para frequências acima de 100 Hz, a modulação de iluminância, isto é o flicker percentual, raramente pode ser percebida diretamente por indivíduos humanos (seja pela visão central ou periférica); apesar disso, o flicker pode ser percebido de forma indireta através de efeitos estroboscópicos para frequências de até 300 Hz ou mais (BULLOUGH et
al., 2011a).
Conforme BULLOUGH et al. (2011b) e IEEE Power Electronics Society (2015), a modulação de flicker pode ser calculada a partir da equação
mínimo fluxo luminoso, respectivamente. max min % max min 100% F F Mod F F (1) (
A Fig. 13, apresentada em IEEE Power Electronics Society (2015), mostra a região de baixo risco (laranja) e a região de efeito não observável (NOEL – No Observable
Effect Level) (verde) para o flicker em função da frequência e da modulação percentual. Note
que o gráfico é dividido em duas partes, de acordo com a frequência do flicker, fflicker: para
frequências inferiores e superiores a 90 Hz.
Fig. 13 - Gráfico da modulação em função da frequência do flicker. Fonte: (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY, 2015).
Os experimentos realizados por Roberts e Wilkins (2013) e Bullough et al. (2011b), representados por triângulos e quadrados, respectivamente, foram linearizados, sendo obtida a reta 0,0333*fflicker, válida para frequências acima de 90 Hz. Desta forma, a
% 0,0333 flicker, para flicker 90 Hz
Mod f f (2) (1) O limite superior da região de baixo risco (laranja) é obtido através do produto da
reta 0,0333*fflicker por um fator de 2,5. Portanto, a região de baixo risco pode ser encontrada
através de Erro! Fonte de referência não encontrada.. Analisando os dados obtidos por Perz et al. (2014) para observar o efeito estroboscópico, mais adequado para a região de baixo risco, pode-se perceber que a equação Erro! Fonte de referência não encontrada. é adequada para representar o limite da região de baixo risco.
Mod%0,08fflicker, para fflicker 90 Hz (3)
Para frequências menores que 90 Hz, a região de baixo risco é definida por
Erro! Fonte de referência não encontrada. (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY,
2015), obtida de acordo com a curva de flicker apresentada na norma. Esta reta corresponde com os dados de baixa frequência para flicker visível obtidos por Kelly (1964), representados por losangos na Fig. 13.
% 0,025 flicker, para flicker 90 Hz
Mod f f (4)
A região de efeito não observável é obtida através do produto da reta 0,025*fflicker
por um fator de 2,5, sendo obtida Erro! Fonte de referência não encontrada.. % 0,01 flicker, para flicker 90 Hz
Mod f f (5)
Segundo IEEE Power Electronics Society (2015), a perceptibilidade do flicker depende da sua luminância média no tempo. Em níveis baixos de luminância, o flicker de alta frequência é invisível. Em níveis de luz escotópica, por exemplo, flicker com 100 % de modulação é invisível em frequências acima de ~5 Hz. Em níveis de luz mesópica, caso da iluminação pública, flicker com 100 % de modulação é invisível em frequências acima de ~16 Hz. Este pode ser um dos vários motivos pelos quais iluminação de rodovias com lâmpadas HID tem recebido poucas reclamações sobre flicker.
Portanto, pode-se concluir que baixas iluminâncias podem ajudar amenizar os efeitos do flicker. Porém, qualquer fonte de luz pode proporcionar uma alta iluminância da retina em condições de visualização apropriadas, que são difíceis de especificar e controlar.
Assim, pode ser mais eficaz projetar as recomendações de flicker para uma fonte de alta iluminância ou ignorar a iluminância fornecida e assumir que a fonte possui uma alta iluminância (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY, 2015). Portanto, independente da aplicação, seja ela com baixo ou alto nível de iluminância, o ideal é projetar o driver para obter uma baixa modulação de flicker, eliminando, assim, qualquer tipo de risco à saúde humana.
Para capturar a variação de iluminância dos LEDs foi utilizado um fotodiodo BPW21r, pois esse componente apresenta uma sensibilidade espectral que se aproxima à curva de sensibilidade do olho humano. No entanto, a amplitude de corrente resultante do fotodiodo é baixa, o que tornou necessário a utilização de um circuito condicionador de sinal. A Fig. 14(a) mostra o circuito utilizado para a medição do flicker, onde foi utilizado um amplificador operacional de instrumentação LMC6084 para amplificar o sinal do fotodiodo. Para realizar as medidas de flicker, o protótipo do sistema de medição de flicker desenvolvido, mostrado na Fig. 14(b), foi conectado ao osciloscópio modelo MSO 5034
fabricado pela TEKTRONIX, para realizar as medidas foi utilizado um filtro passa baixo, inerente ao equipamento.
(a) (b)
Fig. 14(a) – Circuito utilizado para medir o flicker. (b) – Protótipo do sistema de medição de flicker desenvolvido.
flicker percentual ou modulação (%). A corrente de saída do conversor trifásico SC apresenta
uma ondulação de corrente em 360 Hz. Para esta frequência, o flicker percentual recomendado é de até 29% (IEEE POWER ELECTRONICS SOCIETY, 2015). Valores percentuais de flicker de 4,97%, 5,64% e 6,83% foram obtidos para correntes de saída de 1,77 A, 1,39 A e 963 mA, respectivamente. A figura mostra que o conversor permite uma redução de 50% da potência de saída mantendo um flicker percentual em 360 Hz de acordo com o limite recomendado pela IEEE para esta frequência, que é de 29%. Uma maior redução na potência de saída implicaria numa frequência de comutação muito próxima da frequência audível. Desta forma, a redução da potência de saída foi limitada a 50%. Os valores percentuais de flicker obtidos estão muito abaixo do limite recomendado pela IEEE mesmo havendo um desbalanceamento nas tensões de fase, como mostrado na Tabela 1. O conversor proposto não necessita de nenhuma técnica de controle de malha fechada para compensar este desbalanceamento, o que aumenta a simplicidade da proposta.
1 10 100 1000 10000 0,1 1 10 100 Mo dula ção (%) Frequência (Hz) Área de operação Recomendada Io = 1,77 A Io = 1,39 A Io = 963 mA
Fig. 15 - Área de operação recomendada em função da frequência e do flicker percentual ou modulação (%).
A Fig. 16 mostra a foto do protótipo desenvolvido no laboratório. Nenhum capacitor eletrolítico foi utilizado no driver, proporcionando uma vida útil compatível com a dos LEDs.
Fig. 16 – Foto do protótipo desenvolvido
A Fig. 17 mostra a foto da luminária, formada por quatro LEDs COB, que foi utilizada nos testes do conversor.
Conclusão
O trabalho apresentou os resultados de um conversor trifásico com capacitor chaveado para o acionamento de LEDs de potência sem capacitores eletrolíticos convencionais e com baixo flicker percentual.
O uso de um conversor trifásico exigiu a utilização de uma luminária LED de elevada potência, a qual foi obtida utilizando a tecnologia dos LEDs COB, onde os chips de LEDs são montados uns próximos dos outros e conectados diretamente sobre uma placa de circuito ou substrato, proporcionando uma elevada densidade de potência.
O conversor proposto apresentou algumas características importantes no acionamento de LEDs, tais como: a não utilização de capacitores eletrolíticos convencionais, o que permite ao driver uma vida útil compatível com a dos LEDs; a obtenção de uma baixa ondulação de corrente nos LEDs, devido a utilização de uma estrutura trifásica, possibilitando a emissão de um baixo flicker percentual; a simplicidade no circuito e no acionamento dos interruptores, os quais operam com razão cíclica constante e de forma complementar, permitindo a utilização de um driver de acionamento convencional (IR21844); a estabilização da corrente de saída sem a necessidade de sensores de corrente, o que reduz o custo de projeto.
Um protótipo de 216 W alimentado pela rede trifásica com tensão de entrada eficaz de 220 V por fase foi implementado. Com potência nominal, o conversor apresentou um rendimento global de 91,5%, um fator de potência acima de 0,99 e uma distorção harmônica menor que 5% nas três fases, obedecendo as Classes A e C da norma IEC 61000-3-2:2014. Além disso, foi obtida uma ondulação de corrente de alta frequência igual a 16,97% e um flicker percentual de 4,97% obtido pelo o sistema de medição de fliker, estando de acordo com as recomendações da IEEE Power Electronics Society (2015). Estes resultados comprovaram a viabilidade técnica do conversor proposto.
Também foi realizado o estudo da dimerização dos LEDs, o qual pôde ser feito através da variação da frequência de comutação do conversor. Foi possível reduzir a potência de saída em até 50%, onde o rendimento do conversor permaneceu próximo a 91%, o fator de
potência manteve-se acima de 0,97 e a distorção harmônica total foi inferior a 6% para as três fases e o flicker percentual foi menor que 7% para toda a faixa de potência. Portanto, os resultados mostraram que o conversor possibilitou a dimerização dos LEDs através da variação da frequência de comutação.
Referências Bibliográficas
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LEHMAN, B.; WILKINS, A. J. Designing to Mitigate Effects of Flicker in LED Lighting: Reducing risks to health and safety. IEEE Power Electronics Magazine, 1, n. 3, Sept. 2014. 18-26.
PERZ, M. et al. Modeling the visibility of the stroboscopic effect occurring in temporally modulated light systems. Lighting Research and Technology, 47, 2014. 281-300.
ROBERTS, J. E.; WILKINS, A. J. Flicker can be perceived during saccades at frequencies in excess of 1 kHz. Lighting Research and Technology, 45, 2013. 124-132.
WILKINS, A.; VEITCH, J.; LEHMAN, B. LED lighting flicker and potential health
concerns: IEEE standard PAR1789 update. 2010 IEEE Energy Conversion Congress and
3. PARTICIPAÇÃO EM EVENTOS CIENTÍFICOS/TECNOLÓGICOS
COM DIVULGAÇÃO DOS RESULTADOS DO PROJETO
SANTOS, R. L., COUTINHO, R. P., SOUZA, K. C. A., SÁ Jr., E. M. A Dimmable Charge-Pump
ZVS LED Driver with PFC In: 13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and
1st Southern Power Electronics Conference - SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC. IEEE, 2015.
ROCHA, A. F., MARQUES, E. R., SILVA, C. E. A., SÁ Jr., E. M. A Step-Up Converter with
Switched Capacitor Using a Small Inductor in CCM to Drive Power LEDs In: 13th Brazilian
Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC. IEEE, 2015.
COUTINHO, R. P., SOUZA, K. C. A., ANTUNES, F. L. M., Miranda, P. H. A., SÁ Jr., E. M.
A Three-Phase Switched Capacitor Converter without Electrolytic Capacitor and with Power LED Dimming In: 13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern
Power Electronics Conference - 1st SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - 1st SPEC. IEEE, 2015.
CASTRO, L. A., ANTUNES, F. L. M., SÁ Jr., E. M. Design of Z-Source Converter DC/DC for a
Photovoltaic System Connected to DC Microgrid In: 13th Brazilian Power Electronics
Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC, 2015, Fortaleza.13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC. IEEE, 2015.
QZS DC/DC Converter with Coupled Inductor and Capacitor Switch In: 13th Brazilian Power
Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC, 2015, Fortaleza. 13th Brazilian Power Electronics Conference - 13th COBEP and 1st Southern Power Electronics Conference - SPEC. IEEE, 2015.
4. OUTRAS INFORMAÇÕES QUE JULGAR RELEVANTES.
A comunidade científica está reconhecendo os estudos do grupo de pesquisa, o que resultou no
convite e na participação como chairman (avaliador da apresentação) em três seções do 13th COBEP and 1st IEEE Southern Power Electronics Conference - SPEC.
Artigos submetido a Periódicos Internacionais decorrentes ao trabalho (Qualis A1 na segunda revisão):
COUTINHO, R. P. DE SOUZA; K. C. A.; ANTUNES, F. L. M.; SÁ JR. E. M. Three-Phase Switched Capacitor LED Driver with Low Percent Flicker. IEEE Transactions on Industrial Electronics.
Artigos aprovados em Periódicos Nacionais:
ALBUQUERQUE, L. T.; E SILVA, C. E. DE A.; OLIVEIRA JR., D. S.; SÁ JR., E. M. Boost PFC sem Sensor de Corrente Utilizando Técnica de Deslocamento de Amostra de Tensão. Regular
Section Brazilian Journal of Power Electronics – SOBRAEP Transaction.
Artigos submetido a Periódicos Internacionais e Nacionais (na segunda revisão):
GUISSO, R. A.; RIGHI, M. F.; SÁ JR., E. M.; PINTO, R. A.; BENDER, V. C.; MARCHESAN, T. B. An extended design methodology for LED Lighting Systems Including Lifetime Estimation. IEEE
DOS SANTOS, R. L.; FERREIRA, J. S.; MARTINS JR., G. E.; DE SOUZA, K. C. A.; SÁ JR., E. M. Ferramenta Educacional de Baixo Custo para Traçar as Curvas de Módulos Fotovoltaicos. Regular
Section Brazilian Journal of Power Electronics – SOBRAEP Transaction.
O presente relatório expressa a verdade.
Sobral, 30 de setembro de 2016.
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