AEM. Acionamento Eletrônico de Máquinas Elétricas. Chaves de Potência. Power Darlington Power Mos IGBT

Faculdade Senai de Tecnologia em Mecatrônica Industrial

AEM

Acionamento Eletrônico de Máquinas

Elétricas

•

Professor Ms :Volpiano

Chaves de Potência

Power Darlington

Power Mos

IGBT

FAIXAS DE APLICAÇÃO DOS SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA

TRANSISTOR DE POTÊNCIA POWER DARLINGTON

Os transistores BJT possuem baixo ganho, portanto

necessitam de alta corrente de base para serem

chaveados, uma das formas de minimizar o problema

é utilizar a configuração Darlington na construção

dos transistores de potência que permite aumentar o

ganho do transistor reduzindo de forma significativa

as

correntes

de

base

necessárias

para

seu

chaveamento.

Quando o transistor é utilizado como chave, a corrente de base será fornecida

pelo circuito de disparo que estará conectado entre os terminais base e emissor,

os terminais coletor e emissor do transistor atuam como terminais de potência

controlando a carga.

A corrente de coletor I

_C

do transistor é controlada pela corrente de base I

_B

, que

determina se o transistor estará ligado (saturado) ou desligado (cortado).

Circuito de Aplicação

V1

.

T

Ton

Vcarga

====

Figura 03

O circuito da figura acima controla a velocidade do motor DC utilizando uma técnica de controle chamada PWM, esta técnica permite converter a tensão da fonte V1 de valor médio constante em uma fonte de tensão de valor médio variável que será aplicada na armadura do motor de corrente contínua deste modo consegue-se controlar a rotação do motor..

A técnica de modulação PWM consiste em gerar uma forma de onda quadrada onde seu período T e mantido constante e modula-se o período de onda ligada chamado de T_ON e o período de onda desligada T_OFF . A somatório do período T_ON com o período T_OFF gera o período T da forma de onda.

Desta forma se o período T_ON aumenta o período T_OFF diminui e vice e versa para manter o período (T) sempre constante.

A figura abaixo exemplifica o comportamento dos períodos (T, Ton e Toff).

Controle PWM

A figura abaixo exemplifica o comportamento dos períodos (T, Ton e Toff).

T T_ON 5V t V T_OFF Figura 04

TRANSISTOR FUNCIONANDO COMO CHAVE

Cálculo da corrente de coletor

L

sat

CE

fonte

sat

C

R

V

V

I

====

−−−−

Cálculo da corrente de base

((((

2

))))

max B B B R B B max B sat BE disp B max B RB B min sat C max B

I

.

R

.

2

P

calculado

R

R

I

V

V

R

I

V

R

β

I

I

====

≤≤≤≤

→

→

→

→

−−−−

====

→

→

→

→

====

====

Exemplo de aplicação:

O circuito da figura 3 alimenta um motor (DC) com as seguintes características nominais: Va = 24V, Ia = 2A, Vf = 12V e if = 200mA, sabendo que o Transistor Darlington escolhido para controlar o motor foi o (Tip 122), onde o diodo D1 1N5401 é utilizado para proteger o transistor contra a reação da armadura do motor, sendo a tensão fornecida pela fonte V1= 24V e pelo circuito de disparo V_PWM= 5V, calcule o valor do resistor de base e sua potência de tal forma que o transistor trabalhe na região de corte e saturação.

V_CEmax I_Cmax H_FE V_BEsat V_CEsat I_Bmax

100V 5A 250 - 1000 2,5V 2V 120mA Dados do Tip 122 I_FAV V_RRM 3A 200V Dados do diodo 1N5401 2A Ia Ic ==== ====

((((

))))

[[[[

]]]]

[[[[

((((

((((

))))

))))

]]]]

1/8 W P P P 270 Ω R R R merciais: Valores Co 40 mW P . 2 8 .10 312,5 . P .2 Rb . I P 312,5Ω Rb 8.10 5 - 2,5 Rb I - V V Rb 8mA I 250 2 I H Ic I 2A Ia Ic Rb Calculada RB Comercial RB B Calculado B Comercial B RB 2 -3 RB 2 max B RB 3 max B BE sat pwm max B max B FE min max B ==== ⇒ ⇒⇒ ⇒ >>>> ==== ⇒ ⇒⇒ ⇒ <<<< ==== ⇒ ⇒⇒ ⇒ ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== ==== ⇒ ⇒⇒ ⇒ ==== ⇒ ⇒⇒ ⇒ ==== ==== ==== −−−−

POWER MOSFET

Construtivamente os MOSFET podem ser do tipo enriquecimento ou tipo de

depleção para ambos os casos tem-se os de canal N que são polarizados

positivamente e os de canal P que são polarizados negativamente, figura 5 mostra

um MOSFET de canal N do tipo enriquecimento.

O controle da condução do MOSFET de enriquecimento canal N depende do valor da tensão aplicada entre os terminais gate e fonte V_GS do dispositivo.

Se a tensão V_GS for menor que a tensão de limiar de condução V_GStha resistência da junção dreno fonte R_DS será muito alta e a

Figura 5

V_GStha resistência da junção dreno fonte R_DS será muito alta e a corrente de dreno I_D será igual a zero, nesta condição o MOSFET permanece na região de corte, porém se a tensão V_GS for maior que a tensão de limiar de condução V_GSth a resistência da junção dreno fonte R_DS diminui e ocorre à circulação da corrente de dreno I_D, nesta condição o MOSFET estará no estado de condução.

A tensão V_GSthe chamada de tensão de limiar de condução, ou (Threshold Voltage) sendo definida como a mínima tensão que garante a condução do MOSFET.

Os MOSFET de potência construtivamente são do tipo enriquecimento e podem operar em três regiões de funcionamento Linear, Corte e Saturação .

Região linear (V_DS < V_GS – V_GSth) o MOSFET trabalha como chave tendo como

característica alta corrente de dreno I_D e uma baixa tensão entre dreno e fonte V_DS.

Região de saturação (V_DS > V_GS – V_GSth) o MOSFET trabalha como amplificador, a

corrente de dreno I_D permanece constante e a saturação ocorre quando (V_DS =V_GS – V ).

Regiões de funcionamento do Power Mosfet

V_GSth).

Região de corte (V_GS < V_GSth) nesta região a resistência entre dreno e fonte R_DS é muito alta e o valor da corrente de dreno I_D será igual a zero, a tensão de dreno fonte V_DS será igual à tensão da fonte.

Região de resistência Ôhmica constante (região linear)

Quando o MOSFET de potência é usado como chave é forçado a operar na região de resistência ôhmica constante chamada de linear.

Isso garante que a queda de tensão na junção dreno fonte V_DS no dispositivo seja baixa, de tal modo que a corrente de dreno I_D fique determinada pela carga, desta forma a perda de potência no dispositivo é reduzida.

A condição para a operação do MOSFET na região linear de resistência ôhmica constante é dada pela equação abaixo

0

V

sendo

V

V

V

DS_on th GS GS on DS

≤≤≤≤

−−−−

>>>>

ligado

estado

no

fonte

dreno

de

Tensão

V

disparo

de

fonte

gate

de

Tensão

V

threshold

de

fonte

gate

de

Tensão

V

0

V

sendo

V

V

V

on DS GS th GS on DS th GS GS on DS

→

→

→

→

→

→

→

→

→

→

→

→

>>>>

−−−−

≤≤≤≤

Queda de tensão direta durante a condução na junção Dreno Fonte

on DS D on DS

I

.

R

V

====

A condição para o MOSFET sair da região de condução e entrar na região de corte é dada pela equação

th GS GS FONTE DS V e V V V ==== <<<< Exemplo

O circuito da figura 6 alimenta um motor (DC) com as seguintes características nominais: Va = 100V, Ia = 5A, Vf = 24V e If = 500mA, sabendo que o transistor MOSFET escolhido para controlar o motor foi o (IFR 640), onde o diodo D1 (P1000 D) é utilizado para proteger o transistor contra a reação da armadura do motor, sendo a tensão fornecida pela fonte V1= 100V e pelo circuito de disparo V_PWM= V_GS = 10V. De acordo com os valores verifique se o MOSFET irá trabalhar na região linear de resistência ôhmica constante.

Dados do IFR 640 V_DSmax I_Dmax R_DS V_GS V_GSth R_G 200V 16A 180mΩ 10V 2V→ 4V 5,6Ω I_FAV V_RRM 10A 200V Dados do P1000 D Figura 6

0,9V V ( 5 ) . ) (180 .10 V ) I . (R V 5A Ia I tensão V Cálculo da ) I . ( (R V 0 sendo V V V V de teste Condições DS(on) -3 DS(on) D DS DS(on) D DS D DS) DS(on) DS(on) th GS GS DS(on) ==== ==== ==== ==== ==== ==== >>>> ≤≤≤≤

Resolução

constante near com R região li abalhar na os irá tr O Power M 6V 0,9V V) (10V - 4 0,9V 0 sendo V V V V Portanto DS DS(on) th GS GS DS(on) ⇒ ⇒⇒ ⇒ ≤≤≤≤ ≤≤≤≤ >>>> ≤≤≤≤

Como (V_DS ≤ V_GS – V_GSTH) o MOSFET irá operar na região linear, caso o teste fosse falso seria necessário aumentar a tensão de disparo V_GS.

Este teste sempre deverá ser realizado para garantir que o MOSFET trabalhe na região linear atuando como uma chave eletrônica.

TRANSISTORES BIPOLARES DE PORTA ISOLADA (IGBT)

O transistor bipolar de porta isolada (IGBT) mescla as características de baixa queda de tensão no estado ligado do transistor BJT com as excelentes características de chaveamento do MOSFET.

Os IGBTs estão substituindo os MOSFETs em aplicações de alta tensão, nas quais as perdas na condução precisam ser mantidas em valores baixos.

A velocidade de chaveamento do IGBT é menor que a velocidade de chaveamento do MOSFET, porém esta é maior em até 50 KHz que a velocidade de chaveamento dos BJT. Portanto, as frequências máximas de chaveamento possíveis com IGBT ficam entre as dos BJT e as dos MOSFET

A operação do IGBT é muito similar à dos MOSFETs de potência, para colocá-lo no estado ligado é necessário polarizar o terminal

Figura 7

para colocá-lo no estado ligado é necessário polarizar o terminal coletor positivamente em relação ao terminal emissor e neste instante deve-se aplicar uma tensão positiva V_GE entre os terminais gate

emissor do IGBT.

Quando a tensão entre os terminais gate emissor V_GE for maior que a tensão de limiar de condução V_GEth (V_GE > V_GEth), o dispositivo passará para o estado ligado e permitirá a passagem da corrente de coletor I_C, sendo seu valor controlado pela tensão V_GE e limitado pela carga. A tensão de coletor emissor V_CE durante o estado ligado é

relativamente pequena, sendo seu valor fornecido na folha de dados do componente.

Estados de Condução

ESTADO LIGADO

Para o IGBT entrar em condução é necessário que a tensão de gate emissor de disparo V_GE seja maior que a tensão de gate emissor de limiar de condução V_GEth de acordo com o exposto na equação saturação na emissor coletor de Tensão V disparo de emissor gate de Tensão V Threshold de emissor gate de Tensão V V V V V GE th GE sat CE CE th GE GE → →→ → → → → → → → → → ==== >>>> saturação na emissor coletor de Tensão VCEsat→→→→ ESTADO DESLIGADO

Para o IGBT entrar em corte é necessário que a tensão de gate emissor de disparo V_GE seja menor que a tensão de gate emissor de limiar de condução V_GEth de acordo com o exposto na equação.

disparo

de

emissor

gate

de

Tensão

V

Threshold

de

emissor

gate

de

Tensão

V

V

V

V

V

GE th GE FONTE CE th GE GE

→

→

→

→

→

→

→

→

====

<<<<

Dissipação Máxima de Potência

)

I

.

(0,5

.

)

.V

(0,5

P

SW max

=

CE max C max

Cálculo da Potência Máxima

Cálculo da Potência Média

((((

cos( )

))))

. 2 P P 2 . ) ( sen P . 1 P wt sendo dt (wt) sen P . T 1 P SWmax (AV) SW SWmax (AV) SW t2 t1 SWmax (AV) SW     −−−− ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒         ==== ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ====

∫∫∫∫

∫∫∫∫

θθθθ ππππ θθθθ ππππ θθθθ ππππ ππππ ππππ

((((

))))

6 I V P I V . 0,16 P I . 0,5 . V . 0,5 . 0,637 P P . 0,637 P P . 2 P .2 ) 2 cos ( ) ( cos P P 2 . ) ( cos P 2 . ) ( sen P . P Cmax . CEmax (AV) SW Cmax . CEmax (AV) SW Cmax CEmax (AV) SW SWmax (AV) SW SWmax (AV) SW SWmax (AV) SW 2 (AV) SW 2 SWmax (AV) SW ≈≈≈≈ ==== ==== ==== ==== ⇒ ⇒⇒ ⇒             −−−− −−−− −−−− ====     −−−− ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒       ====

_∫∫∫∫

ππππ ππππ ππππ ππππ θθθθ ππππ θθθθ ππππ _ππππ ππππ

Cálculo da Potência Dissipada Pela chave

Observações

Para alta frequência de chaveamento ocorre a predominância das perdas no chaveamento.

Para baixa frequência de chaveamento ocorre a predominância das perdas

SW ON Cmax CEmax SWON (AV) OFF CE fuga x ma CE OFF (AV) ON . C (sat) CE ON (AV) do o desliga ra o estad assagem pa ipada na p média diss Potência T t . 6 . I V P o ligado ra o estad assagem pa ipada na p média diss Potência T T . . I V P ligado stado des ipada no e média diss Potência T T I . V P ado stado lig ipada no e média diss Potência ==== ==== ====

predominância das perdas por condução.

As perdas no chaveamento dependem da frequência de chaveamento e não da razão cíclica.

As perdas por condução dependem da razão cíclica e não da frequência de chaveamento.

[[[[

COND (AV) CH (AV)

]]]]

T OFF (AV) ON (AV) COND (AV) SW OFF SW ON CH (AV) SW OFF Cmax CEmax ) SW OFF (AV P P P a l dissipad média tota Potência P P P ondução ipada na c média diss Potência P P P veamento ido ao cha sipada dev média dis Potência T t . 6 . I V P ++++ ==== ++++ ==== ++++ ==== ====

Exemplo n°1 de aplicação:

Calcule as potências dissipadas no chaveamento para os dois tipos de transistores representados na figura 9 sabendo que:

Tensão da fonte V1 = 180V

Corrente na carga Icarga = 10A.

Tempo de subida do sinal durante o chaveamento para o estado ligado t_SWON = 100µs

Tempo de descida do sinal durante o chaveamento para o estado desligado t_SWOFF = 100µs

Frequência de chaveamento f_CH = 1kHz onda quadrada com razão cíclica D =50% com T_ON = 400µs e T_OFF = 400µs

Período de Chaveamento T = 1000µs

Power Mos IFR 640

V_DSmax I_Dmax R_DS V_GS V_GSth I_{DS fuga}

200V 16A 180mΩ 10V 2V→ 4V 0,25mA

V_CEmax I_Cmax V_GE V_GEth V_CEsat I_CEfuga

600V 12A 15 3V → 6V 1,95V 2,5mA

Power Mos IFR 640

IGBT IRG4BC30UD

Resolução

Para reduzir o valor da potência de chaveamento será necessário reduzir os tempos de os tempos de chaveamento T_SWON e T_SWOFF este efeito será verificado no próximo exemplo.

Exemplo n°2 de aplicação:

Calcule as potências dissipadas no chaveamento para os dois tipos de transistores representados na figura 9 sabendo que:

Tensão da fonte V1 = 180V

Corrente na carga Icarga = 10A.

Frequência de chaveamento f_CH = 1kHz onda quadrada com razão cíclica D =50% Período de Chaveamento T = 1000µs

Power Mos IFR 640

V_DSmax I_Dmax R_DS V_GS V_GSth I_{DS fuga} T_SWON T_SWOFF

200V 16A 180mΩ 10V 2V→ 4V 0,25mA 0,057µs 0,092µs

D= 50% T = 1000µs T_ON = 499,92µs T_OFF = 499,92µs

IGBT IRG4BC30UD

V_CEmax I_Cmax V_GE V_GEth V_CEsat I_CEfuga T_SWON T_SWOFF

600V 12A 15 3V → 6V 1,95V 2,5mA 0,062µs 0,3µs

D= 50% T = 1000µs T_ON = 499,92µs T_OFF = 499,92µs

T_SWON = 0,057µs (valores de datasheet)

T_SWOFF= 0,092µs (valores de datasheet)

D= 50% T = 1000µs T_ON = 499,82µs T_OFF= 499,82µs

T_SWON = 0,062µs (valores de datasheet)

CALCULO DO RESISTOR DE GATE (R

_G

)

Os tempos de comutação dos Power Mos e dos IGBTs dependem da velocidade com que os capacitores da região do gate são carregados e descarregados.

O resistore de gate R_G limita a corrente de carga da capacitância parasitária da junção do Power Mos e do IGBT e controlam os tempos de condução e corte das chaves com o objetivo de evitar impulsos de tensão de valores elevados chamados de (dv/dt) que podem danificar os componentes.

Ao controlar os tempos de chaveamento

A capacitância de entrada Ciss do Power Mos pode ser calculada conforme a equação, porém seu valor é fornecido pelo fabricante do dispositivo

Sheets Data nos fornecidos são Cgd e Cgs , Ciss de valores Os Cgs Ciss portanto Cgd Cgs Cgd Cgs Ciss ==== >> >>>> >> ++++ ====

Ao controlar os tempos de chaveamento controla-se a potência dissipada no Power Mos ou no IGBT durante a comutação.

TEMPOS DE COMUTAÇÃO

V V 0 V_GS t V td_ON → (Turn on delay → tempo de retardo na condução) tempo necessário

para carregar a

capacitância de entrada até a tensão de disparo V_GSth).

Td_OFF → (Turn off delay time → tempo de atraso no desligamento) tempo 0 V_{GS max} t V_GSTH td_ON tr V_{GS disparo} Td_OFF tf desligamento) tempo necessário para a capacitância de entrada descarregar).

tr → (Rise time → tempo de

subida da rampa de

condução)

t_f → (Fall time → tempo de descida da rampa de corte)

PICO G DISPARO G G ON D DISPARO G ISS PICO G ON D PICO G DISPARO G ISS ON D PICO G DISPARO G ISS I V R t V . C I t . I V . C t . I Q V . C Q ==== ==== ==== ==== ====

CALCULO DO RESISTOR DE GATE ( R

_G

)

Utilizando o datasheet do Power Mos IFR 640

fabricante Philips obtêm-se os obtêm-seguintes valores: Ciss = 1850 pF t_{D ON} = 12ns V_{GS DISPARO} = 10V.

((((

)))) (((( ))))

Ω 5,6 comercial R calculado R comercial R 6,48 R 1,54 10 R I V R 1,54A I .10 12 10 . 10 . 1850 I t .V C I G G G G G PICO G DISPARO G G PICO G 9 -12 -PICO G DON DISPARO G ISS PICO G ==== ≤≤≤≤ ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== ⇒ ⇒ ⇒ ⇒ ==== Ω ΩΩ Ω

DISSIPADORES DE CALOR:

O dissipador permite elevar a capacidade de dissipação térmica do semicondutor, a potência dissipada em um transistor pode ser calculada da através da equação.

CMAX CESAT projeto CMAX V .I P ==== Condições de projeto Fabricate projeto Fabricante projeto CMAX CMAX CMAX CMAX

P

.

0,7

P

P

P

====

<<<<

RESISTÊNCIA TÉRMICA R_{TH J-C} R_{TH C-D} R_{TH D-A} A -D TH D -C TH C J TH T TH R R R R ==== ++++ ++++

R_{TH T}→→→→Resistência térmica total R_{TH J-C} →→→→ Resistência térmica junção - caixa.

R_{TH C-D} →→→→ Resistência térmica caixa - dissipador.

R_{TH D-A}→→→→Resistência térmica dissipador - ar.

Invólucro Montagem a seco

R_THC-DºC/w

Montagem com pasta térmica

R_THC-DºC/w

Montagem com Mica ou borracha de silicone e pasta térmica R_THC-DºC/w TO 3 0,5 a 0,7 0,3 a 0,5 0,4 a 0,6 TO 220 1 a 1,3 0,5 a 0,8 0,8 a 1,4 TO 202 1,5 a 2 0,9 a 1,2 1,2 a 1,7

Valores da resistência térmica caixa – radiador

TO 202 1,5 a 2 0,9 a 1,2 1,2 a 1,7

A resistência térmica junção caixa R_{TH J-C} pode ser encontrada nos datasheet dos fabricantes do semicondutor, para o invólucro TO 220 tem-se R_{TH J-C} = 1,15 a 3,1ºC/w.

DIMENSIONAMENTO DO DISSIPADOR

Para dimensionar o dissipador deve-se calcular a resistência térmica dissipador – ar R_{TH D-A}.

Com o valor calculado de R_{TH D-A} deve-se consultar a tabela de perfil dos dissipadores escolhendo um valor imediatamente inferior ao valor calculado.

Quanto menor o valor de R_{TH D-A} maior será as dimensões dos dissipadores.

[[[[

]]]]

[[[[

THJ -C THC -D

]]]]

ambiente Jmax A -D TH D -C TH C -J TH T TH A -D TH

R

R

T

T

R

R

R

R

R

++++

−−−−









−−−−

====

++++

−−−−

====

[[[[

THJ -C THC -D

]]]]

Projeto CMAX A -D TH

R

R

P

T

T

R

_

−−−−

++++











−−−−

====

T_JMAX é a máxima temperatura que se deseja na junção, os datasheets dos fabricantes informam a temperatura limite que a junção pode suportar.

Naturalmente o valor a ser utilizado deve ser igual ou menor ao máximo valor encontrado nos datasheets.

Os valores típicos de T_JMAX podem variar de 115ºC a 180ºC.

Para a temperatura ambiente os valores usuais de projeto são de 35ºC a 45º se o dissipador ficar exposto ao ar livre, de 50ºC a 60ºC para equipamentos fechados e em aplicações militares de 65ºC a 85ºC.

Exemplo de Aplicação

Para o transistor TIP 31C invólucro TO 220 Valores de catalogo:

V_CEmax = 100V, I_Cmax = 3A. I_Bmax = 1A.

P_Cmax = 40 w para T = 25ºC T_jmax = 150º.

H_FE = 10 – 50

V_CEsat = 1,2V para IC = 3A e IB = 375mA. V_BEsat = 1,8V

R_{TH J-C} = 3,1ºC/w e R_{TH C-D} = 1,4 ºC/w para pasta térmica e mica ou isolante de silicone.

Para uma corrente de coletor de 2,5A e adotando a temperatura ambiente igual a 50ºC o perfil do dissipador será: dissipador será:

[[[[

]]]]

[[[[

]]]]

C/W 28,83 R 1,4 3,1 3 50 150 R R R P T T R 3W P (2,5) . (1,2) P I . V P D-A TH D-A TH C-D TH C J-TH Projeto CMAX ambiente Jmax D-A TH projeto CMAX projeto CMAX C SAT CE projeto CMAX °°°° ==== ++++ −−−− −−−− ==== ++++ −−−−       ₋₋₋₋ ==== ==== ==== ====

Com o valor de R_THD-A

consulta-se à tabela do

fabricante de dissipadores e

procura-se um valor de

resistência térmica menor

Referências Bibliográficas

Volpiano, Sérgio Luiz. Eletrônica de Potência Aplicada ao Acionamento de Máquinas Elétricas. 1 ed. São Paulo: Editora Senai, 2013. 328 p.

RASHID, Muhammad H. Eletrônica de Potência: circuitos, dispositivos e aplicações. São Paulo: Makron Books, 1999. 828 p.

MOHAN, Ned; UNDELAND, Tore M; ROBBINS, William P. Power Electronics: Converters, Applications and Design. 2. Ed. New York: John Wiley, 1995. 802 p