UFPA
__________________________________________________________________________
Antena Monopolo HI
Naylton Omair Vera Cruz Cunha
Maria Elizia Wanzeller Ferreira
2ºSemestre/2007
CENTRO TECNOLÓGICO UNIVERSIDADE FEDERAL DO PARÁ CAMPUS UNIVERSITÁRIO DO GUAMÁ
ii ANTENA MONOPOLO HI
Este trabalho foi julgado em ____/____ adequado para obtenção do Grau de Engenheira Eletricista – Opção ____________________________ e provado na sua forma final pela banca examinadora que atribuiu o conceito ______________________.
_____________________________________ Prof.Dr. José Felipe Almeida ORIENTADOR _____________________________________ Prof.Dr. Carlos Leonidas da S.S.Sobrinho CO-ORIENTADOR
_____________________________________ Msc. Rodrigo Melo e Silva de Oliveira MEMBRO DA BANCA EXAMINADORA
_____________________________________________________ Prof. Dr. Orlando Fonseca Silva COORDENADOR DO CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA
iii
UNIVERSIDADE FEDERAL DO PARÁ
CENTRO TECNOLÓGICO
CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA
Naylton Omair Vera Cruz Cunha Maria Elizia Wanzeller Ferreira
ANTENA MONOPOLO HI
TRABALHO SUBMETIDO AO COLEGIADO DO CURSO DE ENGENHARIA ELÉTRICA
PARA OBTENÇÃO DO GRAU DE
ENGENHEIRO ELETRICISTA
Belém - PA 2007
iv A Deus, por ser a nossa fortaleza. Aos nossos pais que nos deram toda a educação e orientação para o nosso desenvolvimento para que chegássemos ao nível que estamos e que mesmo distantes sempre me ajudaram e deram-me todo o apoio
v AGRADECIMENTOS
Agradecemos a Deus, por ter nós dado o conhecimento, saúde força e coragem para nunca desistir.
Aos nossos pais, pela dedicação, apoio, amor, carinho compreensão e tudo o que fizeram por mim e que mesmo distantes ou perto dos meus olhos sei que sempre me tiveram no coração e torcendo para que tudo desse certo.
Em especial ao professor Felipe Almeida pela orientação e por toda a dedicação, incentivo e por toda ajuda prestada a nós em todas as horas que precisamos.
Ao Rodrigo, que embora muito ocupado, esteve sempre disposto a ajudar incansavelmente com responsabilidade e vontade.
Aos Profissionais Kenny Pacheco da Amazônia Celular, ao José Maria Melo da Embratel,ao Pedro Bastos e Shirley Melo da EGS que com gentileza nos facultou o uso de aparelhos para efetivação das medições.
Aos meus colegas, amigos e companheiros de todos esses anos do curso, em especial, Neyla, Fabio, Meiriluci , Andrea Melissa Andrea e a Marcia.
A todos os professores que contribuíram para a nossa formação, em especial os professores Jorge Brito, Orlando Fonseca, Rosemiro Pamplona, Carlos Leónidas, Bouth, Hermantine, Renato Balbi, Rubem Farias, Emilia Tostes, Ortis, Valquíria, Tavares, Salimos, Agostinho, Petronio Vieira.
A Universidade Federal do Pará e ao Brasil que me acolheram.
A família Massoud Rabelo que me acolheu como filho, me dando força e aconchego nesses anos de formação.
A Lena Paula, que esteve presente em todos os momentos do meu ciclo acadêmico, me dando forças e energias para que eu conseguisse vencer o primeiro de muitos paredões da vida.
Ao governo do meu país, São Tomé e Príncipe, pela oportunidade que me deu.
A todos os colegas São-Tomenses, Dedier, Jeudiger, Aline, Idnelte Dinamenio, Eudório, Gabdulo, Altina, Danilson e Eugenia pela força e companheirismo.
vi Pela somatória de feitos científicos que mudaram radicalmente os rumos da humanidade em todas as áreas dos fundamentos de tecnologia colaborando de maneira extraordinária para o avanço da ciência (Albert Einstein).
vii SUMÁRIO
RESUMO ... 1
INTRODUÇÃO E A COMPOSIÇÃO DO TRABALHO ... 2
1. 1 Introdução ... 2
1. 2 Proposta do Trabalho ... 3
1. 3 Disposição dos Capítulos ... 3
REFERÊNCIAS ... 5
2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA ... 6
REFERÊNCIAS ... 9
3 CONFIGURAÇÕES GEOMÉTRICAS DAS ANTENAS MONOPOLO... 10
3. 1 Antena Monopolo Planar ... 10
3. 2 Simulação FDTD ... 11
REFERÊNCIAS ... 14
4 INSTRUMENTAÇÃO DE MEDIDAS EXPERIMENTAIS ... 15
4. 1 Equipamentos Utilizados ... 15
4. 1. 1 Acoplador Bidirecional (HP 11692D) ... 16
4. 1. 2 Detector (HP 11664A) ... 16
4. 1. 3 Dispositivo calibrador (Carga de 50 Ohms) ... 17
4. 1. 4 Conector e Cabo Coaxial de 50 Ohms ... 17
4. 1. 5 Gerador de Radio Freqüência (RF) ... 18
4. 1. 6 Analisador de Espectro HP 8757C ... 18
6. 2 Calibração dos Equipamentos de Medição... 19
5 NOVOS MODELOS DE ANTENAS HI e RESULTADOS EXPERIMENTAIS E COMPUTACIONAIS... 21 REFERÊNCIAS ... 27
CONSIDERAÇÕES FINAIS ... 28
APÊNDICES A TEORIA BÁSICA DE ANTENAS ... 29
A 1 Conceitos Básicos Sobre Antenas ... 29
viii
A 1. 2 Diagramas de Radiação ... 31
A 1. 3 Largura de Feixe e Lóbulos Laterais ... 31
A 1. 4 Diretividade e Ganho ... 32 A 1. 5 Impedância de Entrada ... 33 A 1. 6 Área de Recepção ... 34 A 1. 7 Largura de Banda ... 35 A 1. 8 Reciprocidade ... 36 A 2 Formas de Radiação ... 36 A 2. 1 Isotrópica ... 36 A 2. 2 Anisotrópica ... 36 REFERÊNCIAS ... 39 B SISTEMAS UWB ... 40
B 1 Introdução aos Sistemas UWB ... 40
B 2 Fundamentos de UWB ... 41
B 3 UWB e a Teoria de Shannon ... 43
B 4 Aplicações da UWB ... 44 B 5 Antenas UWB ... 45 B 5. 1 Comprimento de Onda ... 46 B 5. 2 Dualidade da Antena ... 46 B 5. 3 Impedância Casada ... 46 B 5. 4 VSWR e Potência refletida ... 47
B 5. 5 Região de Campo da Antena ... 47
B 6 Radiação de Antenas para Sinais UWB ... 48
B 6. 1 Dispersão Devido ao Efeito do Campo Próximo ... 50
B 7 Adequação de Antenas Convencionais para o sistema UWB ... 51
B 7. 1 Antenas Ressonantes ... 51
B 7. 2 Antenas Não-Ressonantes ... 55
B 7. 3 Dificuldades com projeto de antenas UWB ... 55
B 8 Antenas Impulso ... 56
B 8 1 Antena Cônica ... 56
ix LISTA DE SÍMBOLOS
E: Vetor intensidade de campo elétrico no domínio do tempo (volts/metro). H: Vetor intensidade de campo magnético no domínio do tempo (amperes/metro).
D: Vetor Densidade de fluxo elétrico no domínio do tempo (C/m2).
B: Vetor densidade de fluxo magnético no domínio do tempo (Wb/m2).
: Vetor intensidade de campo elétrico no domínio da freqüência (volts/metro). : Vetor intensidade de campo magnético no domínio da freqüência (amperes/metro).
D: Vetor Densidade de fluxo elétrico no domínio da freqüência (C/m2). B: Vetor densidade de fluxo magnético no domínio da freqüência (Wb/m2).
A: Potencial vetor magnético. : Densidade de corrente (A/m2).
ρ: Densidade de carga (C/m3).
ε: Permissividade elétrica do meio (farads/metro). µ : Permeabilidade magnética do meio (henrys/metro). σ : Condutividade do meio.
: Vetor de Poynting. A
Ω : Área de feixe da antena.
Γ: Coeficiente de Reflexão. L: Indutância.
C: Capacitância. R: Resistência. Z: Impedância.
η: Impedância do espaço livre.
V: Velocidade de propagação da onda. ω: Freqüência angular.
k: número de onda. λ: Comprimento de Onda. D: Diretividade.
C: máxima capacidade do canal ( bit/s). B: largura de banda do canal (Hz). S: potência do sinal (watts).
x LISTA DE FIGURAS
2.1 – Idealização de uma lâmina metálica boa condutora e sua localização em um sistema de coordenadas cartesianas ...
6
3.1 – Antena monopolo planar. ... 10
3.2 – Figura 3.2 – Geometria da antena proposta (Antena Monopolo HI) – (a) Modelo Computacional (LANE SAGS) e (b) Geometria do Monopolo HI... 12 3.3 – Comparação da Perda de Retorno para o Monopolo Planar (FDTD e Experimental) com o Monopolo HI (FDTD). ... 12 3.4 – Representação do Comportamento do Campo Magnético provocado pela Corrente na Antena Monopolo HI. ... 13 4.1 – Sistema de Medição Utilizado 15 4.2 – Dispositivo Acoplador Bidirecional 11692D. ... 16
4.3 – Detector 11664A de Sinal RF. ... 17
4.4 – Dispositivo Calibrador Alimentador. ... 17
4.5 – Conector Coaxial de 50 Ω. ... 18
4.6 – Gerador HP 86290A - RF PLUG-IN. ... 18
4.7 – Analisador de Espectro HP 8757C. ... 19
4.8 – Ponto de Referência antes da medição (0 dB). ... 20
5.1 – Modelos de Antena Monopolo HI. ... 21
5.2 – Antena Monopolo HI (12 mm x 24 mm). ... 22
5.3 – Diagrama de perdas de retorno da Antena Monopolo HI (simulado (FDTD) e medido)... 22
5.4 – Diagrama de perdas de retorno da Antena Monopolo HI centralizado na faixa WLAN (medido)... 23 5.5 – Comparação do diagrama de perdas de retorno entre antenas HI com diferentes tamanhos de plano de terra na freqüência de 2,73 GHz (λ e λ/2) (medido)... 24 5.6 – Antenas HI com um plano de terra, na freqüência de 2,73 GHz, de comprimento igual 2λ ... 24
5.7 – Comparação de diagramas de perdas de retorno entre antenas HI com e sem parasitas (FDTD) ... 25 A.1 – Irradiação isotrópica ... 36
A.2 – Irradiação anisotrópica. ... 36
B.1 – Comparação entre sistema de transmissão em UWB e em banda estreita. ... 40
B.2 – Exemplo de um pulso UWB recebido. ... 42
B.3 – Aplicações do sistema UWB [3,4]. ... 45
B.4 – Uma antena dipolo conectada a uma fonte. ... 51
B.5 – Dipolo elétrico Hertziano. ... 52
xi
1 RESUMO
Este trabalho consiste em apresentar um estudo experimental sobre uma antena monopolo com geometria modificada para operar em banda ultra-larga. Para isto, tomou-se como referência uma antena monopolo planar conhecida e seguindo-se uma metodologia, apresentam-se varias antenas com o mesmo padrão, analisadas por simulação FDTD e posteriormente construídas. Em cada das antenas propostas, foi levado em conta o efeito da corrente elétrica, usando-se apenas o contorno metálico, ao invés da estrutura feita de uma superfície plana como no caso da antena tida como referência. Dessa forma, manteve-se a geometria da antena conhecida e a partir disso, novos dimensionamentos foram feitos, acrescentando-se um elemento conector central ao longo da linha de alimentação da antena. Com essa forma, a antena passou a ter o formato do anagrama japonês (HI que significa luz do Sol). Por isso, a denominação Antena Monopolo HI. Uma das principais vantagens dessa antena é o fato de que com algumas modificações se obtém uma antena capaz de operar em faixas diferentes e com boa largura de banda. Entre estas está a faixa de utilização em WLAN (Wireless Local Area Network) em 2,4 GHz, a faixa WI-Max (Worldwide
Interoperability for Microwave Access) em 5 – 6 GHz, além da faixa UWB (Ultra Wideband) em 3,1 – 10,6 GHz.
2 INTRODUÇÃO E A COMPOSIÇÃO DO TRABALHO
1.1 – Introdução
Na atualidade, tem havido uma crescente procura por dispositivos sem fio, leves e cada vez mais compactos. O sistema de transmissão UWB (Ultra Wide Band) conhecido também pelo nome técnico desenvolvido pela IEEE é o 802.15.3. O UWB é usada para referenciar qualquer tecnologia de rádio em que se use uma largura de banda maior que 500 MHz ou mais que 25% da frequência central, de acordo com FCC (Federal Communications Commission) dos Estados Unidos, o qual regulamentou o uso da faixa de -41,3dBm/MHz. A partir de então, a busca por antenas capazes de operar nessa faixa tem se intensificado. Estas são conhecidas como antenas de Banda Ultra-Larga [1]. As ondas de rádio deste sistema são tipicamente senoidais. É um sistema que permite a interligação entre os diversos dispositivos sem fio, com baixa potencia, sem causar interferência com outros dispositivos sem fio. Esta forma de sinais em mono-bandas é substituída por trens de ondas com bilhões de pulsos por segundo. Essa disponibilidade permite altas taxas de transmissão de dados, baixa densidade espectral de potência, compartilhamento de seu espectro de freqüência, rastreamento e comunicação ao mesmo tempo, eficiência contra a detecção, intercepção e interferência do sinal, alto desempenho em canais multi-percurso com baixa relação sinal/ruído, penetração em diferentes tipos de materiais, transceptores de baixo custo e baixo consumo de potência. Quanto às taxas de transmissão (indoor ) possui padrão de 110 Mbps em distâncias de 10 metros, 200
Mbps para 4 m e, abaixo disso, 480 Mbps. Para os chipsets atuais a potência de consumo
de energia é em torno de 100 mW [1].
Entre as aplicações deste sistema estão, além de imageamento por radares (inclusive radares de penetração em solos e paredes, obtendo-se imagens com alta resolução de objetos localizados em meios obstrutores) e para os quais foram primeiro utilizados, em sistemas de vigilância; imageamento médico; anti-colisão de veículos; e em equipamentos tipo teclado, impressora, mouse, porta USB e caixas de som [1].
3 1.2 – Proposta do Trabalho
Neste trabalho é proposto modificações na antena monopolo planar apresentada em [2-3], de forma que a resposta da perda de retorno seja similar a antena monopolo planar utilizando uma quantidade reduzida de metal no elemento radiador principal. Esse radiador passa a ser constituído apenas pelas bordas metálicas da antena monopolo, devido ao efeito pelicular. Posteriormente, inclui-se um condutor central vertical de forma a aumentar a eficiência da antena. Elementos parasitas metálicos retangulares são utilizados de forma a aumentar a largura de banda da nova antena. As antenas serão, assim, analisadas tanto por simulações computacionais (método FDTD) quanto por medidas experimentais.
Dessa forma, este trabalho se apresenta como um relatório técnico sobre os detalhes para se estabelecer este objetivo.
1.3 – Disposição dos Capítulos
Este trabalho é composto por 5 capítulos e por considerações finais, sendo que os capítulos estão divididos da seguinte forma:
No Capítulo 1, é descrito uma breve introdução falando sobre o sistema UWB e suas aplicações, proposta do trabalho a ser apresentado e seus fundamentos e como cada capítulo está disposto;
No Capítulo 2, é feito uma abordagem sobre a fundamentação teórica deste trabalho onde o mesmo trata do efeito pelicular;
No Capítulo 3 é apresentada a arquitetura geométrica da antena HI e os valores de discretização para as simulações por FDTD bem como a validação do método feito por comparação de resultados;
No Capítulo. 4, é feita uma descrição dos equipamentos utilizados nas medições experimentais e os procedimentos de ajuste dos mesmos;
No Capítulo 5 é feita a comparação dos resultados simulados por FDTD e os medidos experimentalmente.
Nas Considerações Finais será feita uma breve consideração sobre aquilo que foi feito no trabalho.
4 Nos apêndices seguintes, serão dados alguns dos embasamentos teóricos que compõem este trabalho.
No Apêndice A, é abordada à teoria básica de antenas, onde serão destacados alguns fatores que influenciam diretamente no comportamento da antena como a polarização, diagrama de radiação, largura de feixe e lóbulos laterais, diretividade, impedância de entrada, área de recepção e reciprocidade. Da mesma forma, é feita uma breve abordagem sobre as formas de radiação;
No Apêndice B, é abordado o sistema UWB, onde, na introdução, é dada uma visão do sistema, dos fundamentos, da teoria de Shannon, de aplicações para sistemas UWB, de antenas características UWB, de radiação, da adequação de antenas convencionais para sistema UWB e antenas impulso. Os apêndices são baseados em [3]. Um tratamento mais profundo pode ser encontrado em [1] e em [4].
5 REFERÊNCIAS
[1] M. Ghavami, L. B. Michael, S. Haruyama, and R. Kohno, “Ultra-Wideband Signals and Systems in Communication Engineering.” Wiley, 2004.
[2] Y. Rikuta and R. Kohno, “Planar monopole antenna with dual frequency for UWB system,” IEEE Conference on Ultra Wideband Systems and Technologies”, pp. 176– 179, 2003.
[3] T. C. Martins, “Controle de Banda e Sintonia de Antenas Monopolo Planar para Sistemas UWB” Dissertação de Mestrado, Universidade Federal do Pará / PPGEE, 2006.
6 CAPÍTULO 2
FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA
No caso do movimento de cargas em metais, uma atenção especial deve ser dada à relação entre tensão e corrente [1-2]. É a diferença de potencial elétrico, ou queda de tensão, entre dois pontos que permite que haja um movimento de cargas. Uma vez em movimento, estas cargas são levadas a encontrar diversos obstáculos, como, por exemplo, as resistências da rede atômica, a qual lhes impõem um limite máximo à velocidade e dissipa parte de sua energia. Esse comportamento de restrição é descrito pela lei de Ohm. Entretanto, a propagação em bons condutores se dá por uma onda plana uniforme, nele estabelecida. Devido à alta condutividade em metais, pode-se pensar em uma onda eletromagnética em vez de tensão eficaz. Da mesma forma, a corrente de condução pode ser relacionada ao campo, ali presente, por:
(2.1)
Nesta equação (equação (2.1)) as grandezas , σ e , representam, respectivamente, o vetor densidade de corrente elétrica (A/m2), a condutividade elétrica (s/m) e o vetor campo elétrico (v/m).
Considere um campo elétrico que se propaga na direção y de uma superfície metálica, cuja figura está mostrada a seguir:
Figura 2.1 – Represetação de uma lâmina metálica boa condutora e sua localização em um sistema de coordenadas cartesianos.
Para analisar o comportamento desse campo, é necessário, inicialmente, que se faça uma abordagem completa do problema descrito pelas leis de Ampère e de Faraday. Isto é
7 proposto através das seguintes equações de Maxwell, para uma região sem fontes, com perdas, linear, isotrópico e homogêneo:
(2.2) E
(2.3) A partir disso, fazendo-se novamente o rotacional na equação (2.3), tem-se que
(2.4)
Nesta equação, no lugar do rotacional de é feita a substituição pela equação (2.2), ou seja,
(2.5)
Ou ainda,
(2.6)
sendo que , sendo que, para materiais bons condutores é a expressão da constante de propagação e f é a freqüência de propagação do campo eletromagnético.
Verificando as condições de contorno do problema mostrado na Fig. 1, pode-se resolver a equação (2.6) visando somente variações da componente Ey na direção x. A
solução mais genérica é, portanto,
(2.7)
Na qual E0é a intensidade do campo elétrico inicial. Deve-se observar que a forma da
componente Jy do vetor densidade de corrente , na equação (2.1), é a mesma que a de Ey,
portanto, tem-se que .
Note na equação (2.7) que, o termo exponencial negativo representa um decréscimo nas quantidades envolvidas. Esta diminuição, tanto do valor da densidade de corrente de
8 condução quanto do valor do campo elétrico, está associada com a penetração da onda eletromagnética na direção x. Quando x = 0, ou seja nas bordas, o valor da exponencial negativa é a unidade e a onda se propaga na forma harmônica: . Todavia, para , o decréscimo é na ordem de e-1= 0,368, ou seja, aproximadamente 37%. Assim, esta distância é o fator de profundidade de penetração ou profundidade pelicular (δ).
De maneira similar ao que foi apresentado para a direção x, pode-se demonstrar que esse mesmo desenvolvimento é válido para a direção z. Quando o cobre é usado como condutor, para o qual δ = 5,8 x 107 Siemenes, em termos da freqüência, tem-se
9 REFERÊNCIAS
[1] T H Otani ; K R A B Pacheco ; A G Amorim ; J. Felipe Almeida. “Estudo do Efeito Pelicular em Antenas Dipolo”. In: SBrT, 2007, Recife. SBrT, 2007
10 CAPÍTULO 3
CONFIGURAÇÕES GEOMÉTRICAS DAS ANTENAS MONOPOLO
A teoria eletromagnética apresentada no Capítulo 2 será usada agora para fundamentar a configuração do modelo da antena proposta por este trabalho. Portanto, neste Capítulo serão mostrados os procedimentos para a construção da antena monopolo HI. Para isto, uma antena conhecida será mantida como base para futuras comparações de resultados, devido a sua forma já analisada e disponível na literatura [1]. O modelo de monopolo planar para comparação e modificação está mostrado na Fig. 3.1.
3.1 – Antena Monopolo Planar.
Figura 3.1 – Antena monopolo planar [1].
A antena monopolo planar tem as mesmas características que sua versão em arame (antena monopolo simples). A principal diferença, além da geometria, é o efeito na largura de banda. Isto pode ser encontrado em [5,6]. Conforme a análise do Capítulo 2, os efeitos sobre a corrente devido à lâmina da antena da Fig. 3.1, podem ser verificados com uma nova geometria de bordas. Estas bordas se referem aos contornos da superfície metálica dessa antena.
A antena da Fig. 3.1 foi projetada para operar em UWB [1]. Esta antena será usada como referência neste trabalho. No novo projeto, no qual se pretende fazer modificações,
11 levam-se em consideração às simulações feitas por FDTD (finite difference time domain) [3,4].
3.2 – Simulação FDTD.
O método FDTD oferece uma grande vantagem em projetos de antenas, pois a partir das condições de contorno aplicadas às Equações de Maxwell, pode-se verificar o comportamento de determinados parâmetros no sentido de se obter um modelo mais adequado em termos de funcionamento real. Estes parâmetros são ajustados por modificações no programa. Tal procedimento simplifica o trabalho de construção do modelo real evitando dessa maneira o desperdiço de tempo e de material.
A partir da associação desta técnica numérica com as técnicas de construção de antenas foi verificado por simulação que, no caso da antena proposta (antena HI), a qual é feita com idéia do uso de contorno, é necessária uma conexão metálica no sentido longitudinal ao ponto de alimentação da nova antena. Nas simulações efetuadas, foi notado que, usando-se apenas o contorno, não se obtém uma boa eficiência de operação para a antena. Contudo, em relação à geometria, mostrada na Fig. 3.2, usando-se o conector central, a antena opera com eficiência conforme a comparação mostrada na Fig. 3.3. Devido a esta forma geométrica, esta antena representa o âmago central deste trabalho e servirá como tema de análise na construção e verificação de novas antenas.
Para a simulação da antena foi modelado um metal perfeito, e na sua confecção foi utilizado o cobre. O dimensionamento para as antenas é o mesmo da literatura [1-2]. Dessa forma, o comprimento (20 mm) e largura (12 mm) do monopolo planar da Fig. 11 são usados na antena HI. Todavia, as linhas geométricas da antena HI foram feitas na forma de fita (ou arame) com a bitola de 2 mm para as bordas e de 0,5 mm para a largura do condutor central. O afastamento entre a antena e o plano de terra vale 1 mm. A linha de transmissão e seu conector com a antena foram casados em 50 Ohms.
Para a simulação de resultados por FDTD, a parametrização de valores discretos foi estabelecida para valores de células espaciais de 0,5 mm na direção longitudinal z e 1,0 mm para as células que irão compor a direção x. A discretização temporal vale 2,043x10
12
(a) (b)
Figura 3.2 – Geometria da antena proposta (Antena Monopolo HI) – (a) Modelo Computacional (LANE SAGS) e (b) Geometria do Monopolo HI.
0 2 4 6 8 -20 -15 -10 -5 0 |S 1 1 | (d B ) Freqüência (GHz)
Monopolo Planar (experimento) Monopolo HI (FDTD)
Monopolo Planar (FDTD)
Figura 3.3 – Comparação da Perda de Retorno para o Monopolo Planar (FDTD e Experimental) com o Monopolo HI (FDTD).
13 O gráfico da Fig.3.3 mostra a comparação entre as perdas de retorno da antena da Fig. 3.2, antena HI, simulada por FDTD, com a antena monopolo planar medida e simulada (FDTD). A partir dessa simulação, pode-se comprovar a funcionalidade da forma geométrica apresentada (Fig. 3.2) e aplicá-la a várias outras análises. Os modelos a seguir representam as novas antenas nas quais se aplicou essa técnica do uso de contorno, ao invés de utilizar uma superfície completamente preenchida metalicamente, para, a partir daí, serem construídas e feitas as suas medidas experimentais.
Figura 3.4 – Representação do Comportamento do Campo Magnético provocado pela Corrente na Antena Monopolo HI.
A Figura 3.4 representa o comportamento do campo magnético provocado pelas correntes que circulam na antena. A circulação do campo gerado pelos condutores verticais da antena Hi tendem a reduzir os valores absolutos das componentes do campo magnético normais ao plano da Fig. 3.4, na região do espeço livre entre elas, gerando um comportamento similar a um plano condutor (vale ressaltar que em um plano metálico a componente normal do campo magnético é nula). Este comportamento dá suporte teórico e prático à esta nova configuração.
14 REFERÊNCIAS.
[1] Y. Rikuta and R. Kohno, “Planar monopole antenna with dual frequency for uwb system,” IEEE Conference on Ultra Wideband Systems and Technologies, pp. 176–
179, 2003.
[2] T. C. Martins, “Controle de Banda e Sintonia de Antenas Monopolo Planar para Sistemas UWB” tese de Mestrado, Universidade Federal do Pará / PPGEE, 2006.
[3] C.L. Da S.S.Sobrinho, “Métodos Numéricos: Métodos das diferenças Finitas”, anotações
de aula, PPGEE/UFPA, 2006.
[4] Oliveira, Rodrigo Melo e Silva de, “Método FDTD Aplicado na Análise da Propagação Eletromagnética em Ambientes Indoor e Outdoor”, Trabalho de conclusão do curso, Belém/
UFPA/DEEC, 2002.
[5] T H Otani ; K R A B Pacheco ; A G Amorim ; J. Felipe Almeida. “Estudo do Efeito Pelicular em Antenas Dipolo”. In: SBrT, 2007, Recife. SBrT, 2007
15 CAPÍTULO 4
INSTRUMENTAÇÃO DE MEDIDAS EXPERIMENTAIS
Introdução.
Para medição da perda de retorno da antena proposta, usou-se um analisador de espectro com características especiais para medição (Fig. 4.1). Este aparelho possui largura de banda em torno de 18 GHz, o qual se adequou para estas análises.
4.1 – Equipamentos Utilizados.
No processo de medição foram utilizados alguns equipamentos, tais como: • 1 – Acoplador Bidirecional (HP 11692D);
• 2 – Detector (HP 11664A);
• 1 – Dispositivo calibrador (Carga de 50 Ohms); • 1 – Conector e cabo coaxial de 50 Ohms; • 1 – Gerador de Radio Freqüência (RF); • 1 – Analisador de Espectro HP 8757C.
16 Para se obterem resultados de sinais apreciáveis nos analisadores de espectro, há que se, antes de mais nada, calibrar os equipamentos de medição e definir um ponto de referência para se começar a medição.
4.1.1 – Acoplador Bidirecional.
O acoplador bidirecional é um dispositivo de quatro portas que acopla uma entrada de sinal proveniente do gerador de RF. Possui uma porta de saída para onda incidente, outra para onda refletida e uma ultima que é a porta de testes, conforme a Fig. 4.2.
O acoplador utilizado funciona numa faixa de freqüência que vai de 2 – 18 GHz.
Figura 4.2 – Dispositivo Acoplador Bidirecional 11692D
4.1.2– Detector (HP 11664A).
O Detector 11664A é um dispositivo que faz a conexão do acoplador bidirecional com o analisador de espectro. O Detector utilizado funciona na faixa de freqüência de 0.01 – 18 GHz. Uma imagem desse dispositivo pode ser visto na Fig. 4.3.
17
Figura 4.3 – Detector 11664A de Sinal RF.
4.1.2 Dispositivo Calibrador.
Este dispositivo é uma carga de 50Ω usado para calibração das portas de testes. Ele tem aspecto de um simples conector, mas a sua função é a de zerar o nível de referência do analisador (Fig. 4.8). Ele pode ser visto na Fig. 4.4.
Figura 4.4 – Dispositivo Calibrador.
4.1.3 Conector e Cabo Coaxial de 50 Ohms.
Para se conectar a antena proposta ao equipamento de medição usa-se um conector com cabo coaxial, conforme a Fig. 4.5. Tanto o conector quanto o cabo apresentam resistência de 50Ω.
18
Figura 4.5 – Conector Coaxial de 50 Ω.
4.1.4 Gerador de Radio Freqüência.
O Gerador de RF é um dispositivo que gera sinais de radio freqüência. Quando acoplado a um dispositivo de teste, permite visualizar os espectros de sinal do dispositivo o qual se pretende medir. O Gerador utilizado nas medições foi o HP 86290A - RF PLUG-IN (Fig. 4.6) que opera na faixa de freqüência de 2 – 18 GHz.
Figura 4.6 – Gerador HP 86290A - RF PLUG-IN.
4.1.5 Analisador de Espectro HP 8757C.
O Analisador de Espectro utilizado trata-se de Analisador (HP 8757C Scalar Network Analyzer) conforme a Fig. 4.7. Este dispositivo nos permite visualizar os e comparar os
19 diversos sinais provenientes do acoplador bidirecional. Ele possui duas portas de entrada. Uma das entradas permite entrada do conector proveniente da porta de reflexão do acoplador bidirecional e outra proveniente da porta incidente do acoplador. Na sua saída, o analisador fará a comparação dos dois sinais de entrada e os converterá em sinal de saída.
Figura 4.7 – Analisador de Espectro HP 8757C.
Principais características:
• 10 MHz a 40 GHz ; • 76 dB de Faixa dinâmica; • Três detectores de entrada; • Dois canais de display; • Display colorido
4.2 – Calibração dos Equipamentos de Medição.
Para procedimento de calibração, é colocado na porta de testes um alimentador de 50Ω e define-se o ponto de referência conforme a Fig. 4.8. A partir desde momento o equipamento está pronto para iniciar as medições.
20
21 CAPÍTULO 5
NOVOS MODELOS DE ANTENAS HI
RESULTADOS EXPERIMENTAIS E COMPUTACIONAIS
As situações apresentadas anteriormente serão agora tidas como referência para o que se pretende mostrar em termos de uma nova proposta. Neste caso, baseado nesse estudo, serão construídas novas antenas e mostrados os seus resultados medidos por experimento. Para isto, o método FDTD será utilizado para as simulações e assim, ajustar as medidas geométricas da antena de acordo com os parâmetros que se pretende obter como resultado.
Note-se que em face deste irradiador ser um monopolo, seu comprimento elétrico está associado com a faixa de freqüências desejada. Por isso, com a finalidade de contemplar faixas de freqüências mais baixas, aqui, optou-se por uma antena com maior comprimento, embora se tenha mantido a mesma largura com relação a antena monopolo planar de referência. Dessa forma, as novas dimensões ficam estabelecidas em: 12 mm x 24 mm, mantendo-se o mesmo espaçamento, entre o plano de terra e a antena, em 1,0 mm, como no caso anterior.
Figura 5.1 – Modelos de Antena Monopolo HI.
Os modelos adaptados para antena monopolo HI que estão sendo mostrados, impresso em uma placa de cobre, na Fig. 5.1. Algumas antenas, entre estes quatro modelos, foram escolhidas por razões ainda a serem discutidas no decorrer das análises de cada uma. Com esse mesmo formato, outras antenas estarão sendo confeccionadas e medidas usando-se um
22 arame de cobre. A utilização desse material é justificada pela facilidade de corte e soldagem na hora da construção em oficina de laboratório.
Figura 5.2 – Antena Monopolo HI (12 mm x 24 mm).
2,2 2,4 2,6 2,8 3,0 3,2 3,4 3,6 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 |S 1 1 | (d B ) Frequência (GHz) Monopolo HI (experimento) Monopolo HI (FDTD)
23 A Figura 5.2 mostra a antena HI construída juntamente com o equipamento de medição de seu diagrama de perdas de retorno. Este diagrama de medidas experimentais é comparado com aquele obtido por simulação FDTD, como mostrado na Fig. 5.3. Embora com pouca diferença, considera-se que um resultado de melhor eficiência esteja relacionado com a antena real. Este fato pode ser explicado devido às imprecisões milimétricas nas medidas da antena no momento de sua construção e que veio favorecer esse ajuste. Entretanto, note-se o deslocamento das freqüências para uma faixa mais baixa, tendo-se como referência esta mesma antena (comprimento igual a 24 mm) comparada com uma de tamanho menor (20,0 mm (Fig.3.3)). Este resultado é esperado.
Figura 5.4 – Diagrama de perdas de retorno da Antena Monopolo HI centralizado na faixa WLAN (medido).
Um caso particular dessa antena foi analisado, considerando-se a faixa de operação WLAN, em 2,4GHz. Para isto, analisou-se o comprimento da antena com 25,0 mm.
Note-se o ajuste de sintonia de faixa relacionado ao aumento ou diminuição do comprimento do plano de terra. Deve-se ressaltar que o plano de terra deve ter um tamanho mínimo a partir do qual as demais características da antena monopolo não se alteram. Por outro lado, estes méritos não serão aqui discutidos, devido ao caráter experimental deste trabalho ao qual se deu preferência a outros aspectos de discussão.
2,1 2,4 2,7 3,0 -20 -15 -10 -5 0 |S 1 1 | (d B ) Freqüência (GHz) Antena HI - WLAN
24 2,1 2,4 2,7 3,0 3,3 3,6 -25 -20 -15 -10 -5 0 λ λ/2 |S 1 1 | (d B ) Frequência (GHz)
Figura 5.5 – Comparação do diagrama de perdas de retorno entre antenas HI com diferentes tamanhos de plano de terra na freqüência de 2,73 GHz (λ e λ/2) (medido).
Figura 5.6 – Antenas HI com um plano de terra, na freqüência de 2,73 GHz, de comprimento igual 2λ.
Um caso que deve ser lavado em conta é o tamanho do Plano de Terra. Na Fig. 5.6 é mostrada a mesma antena da Fig. 5.2, agora sendo medida experimentalmente com a utilização de um plano de terra retangular de comprimento lateral de 21,8 cm. Este valor representa metade do comprimento de onda (10,9 cm), na freqüência de 2,73 GHz – a
25 freqüência central de medição da antena. Vale fazer uma colocação em relação à antena mostrada na Fig. 5.2, a qual leva em conta um plano de terra circular de 10,9 cm de diâmetro Isto fez com que, na mesma freqüência, obtenha-se um aumento na largura de banda dessa antena, ou seja, observa-se que a antena modifica seu comportamento devido a este dimensionamento. Esta comprovação pode ser notada na comparação de diagramas de perdas de retorno entre as duas antenas, mostrada na Fig. 5.5.
Os resultados a seguir foram obtidos por simulação FDTD usando-se o Programa LANE SAGS [1] e que, devido a problemas Técnicos, as referidas antenas a serem mostradas não foram medidas experimentalmente. Um outro detalhe sobre esse experimento leva em conta as dimensões da antena, as quais valem 12 mm x 20 mm.
0 2 4 6 8 10 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 |S 1 1 | (d B ) Freqüência (GHz) B Sem Parasitas B Com 2 Parasitas B Com 3 Parasitas
Figura 5.7 – Comparação de diagramas de perdas de retorno entre antenas HI com e sem parasitas (FDTD).
Entre os aspectos de configuração, desse novo modelo de antena, a ser apresentado, deve-se levar em conta a largura de banda dessa antena. Para isto, alguns elementos parasitas são mantidos em torno da antena, valendo-se da mesma técnica desenvolvida em [2]. Esta geometria está mostrada na Fig. 5.1. Assim, cada elemento apresenta a mesma forma de um quadrado metálico – não preenchido –, de lado igual a 10 mm. Estes elementos são afastados da antena pela distância de 1,0 mm. Na Fig. 5.7 são mostrados os resultados dessa arquitetura
26 obtidos por FDTD. Note-se a largura de faixa obtida para a antena contendo 3 elementos parasitas ao seu redor.
27 REFERÊNCIAS
[1] Oliveira, Rodrigo Melo e Silva de, “Nova Metodologia para Análise e Síntese de Sistemas de Aterramento Complexos Utilizando o Método LN-FDTD, Computacão Paralela Automática e Redes Neurais Artificiais”, Tese de Doutorado, Universidade Federal do Pará,
Programa de Pós Graduação em Engenharia Elétrica, 2008.
[2] T. C. Martins, “Controle de Banda e Sintonia de Antenas Monopolo Planar para Sistemas UWB”, Dissertação de Mestrado, Universidade Federal do Pará / PPGEE, 2006.
28 CONSIDERAÇÕES FINAIS
Este trabalho apresentou uma abordagem didática sobre uma antena monopolo. Como resultado, foi mostrado um novo modelo de antena, a qual foi denominada de HI, por razões de aparência comparativa com um elemento do simbolismo usado na escrita japonesa.
Inicialmente, levou-se em conta a movimentação da corrente elétrica na superfície de condutores. Este efeito é conhecido como efeito pelicular e que para altas freqüências permite a substituição de superfícies pelo uso do seu contorno, considerando-se uma lâmina metálica. A partir dessa análise teórica, foi possível desenvolver outros tipos de antenas, baseando-se no comportamento de uma antena conhecida. Antes, para que se pudessem comparar resultados, utilizou-se um software (LANE SAGS) desenvolvido por pesquisadores no PPGEE/LANE/UFPA, cujo procedimento computacional de código fonte é implementado com o uso da técnica numérica das diferenças finitas no domínio do tempo FDTD. Com este
software, foram feitas simulações com o intuito de se obter ajustes no modelo geométrico da
antena desejada para ser confeccionada.
Assim, varias situações foram simulados e comparados seus resultados medidos experimentalmente. Entre os casos analisados, observou-se a relação da eficiência da antena com respeito ao dimensionamento do plano de terra, pois este parâmetro geométrico pode ser um fator que vem interferir nos resultados reais.
Em particular foi apresentado o modelo de uma antena construída para a faixa especificada em WLAN, o que significa que este estudo apresenta resultados preliminares para novos experimentos sobre o projeto apresentado. Finalmente, embora não se tenha construído, como resultado final foram mostradas as comparações de resultados simulados para uma antena, utilizando três parasitas, com largura de banda em torno de 91%, na freqüência em UWB de 6 GHz. Portanto, este trabalho apresenta um modelo de antena que pode ser muito bem explorado em novos desenvolvimentos futuros, como é o caso de antenas para a TV digital terrestre.
29 APÊNDICE A
TEORIA BÁSICA DE ANTENAS
Antena é o dispositivo cuja função é transformar energia eletromagnética guiada pela linha de transmissão em energia eletromagnética radiada e vice-versa [1-6], isto é, transformar energia eletromagnética radiada em energia eletromagnética guiada para a linha de recepção. Portanto, sua função é primordial em qualquer comunicação onde exista radiofreqüência.
A.1 – Conceitos Básicos Sobre Antenas.
Uma antena pode ser usada tanto para transmitir como para receber energia eletromagnética. Entre os conceitos básicos relacionados com essa formulação teórica estão: a polarização, diagrama de radiação, largura de feixe, eficiência, ganho, diretividade, impedância de entrada, área de recepção e largura de banda.
A.1.1 – Polarização.
A polarização de uma antena em uma dada direção é definida como a polarização da onda transmitida (radiada) pela antena numa dada direção. Polarização da onda radiada é definida como sendo a trajetória descrita pela extremidade do vetor campo elétrico, quando vista por um observador que vê a onda se afastando [5]. Esta é uma característica bastante importante na aplicação de antenas. A polarização poderá ser linear, circular ou elíptica, dependendo das amplitudes e fases das componentes ortogonais que compõem o campo elétrico total da onda radiada.
Dada a equação:
(
θ
,φ
)
(
θ
,φ
) (
θ
,φ
)
Φ(θ,φ) = j e F p F (A.1)O fator p
(
θ
,φ
)
é o vetor unitário de polarização, com as componentes orientadas segundo as direções dos vetores básicos do sistema de coordenadas esféricas:30
(
θ,φ)
= pθ(
θ,φ)
âθ + pφ(
θ,φ)
âφp (A.2)
O módulo do vetor p sempre é igual à unidade, independentemente das direções θ e φ, ou seja: 1 2 2 = + φ θ p p (A.3)
As componentes pθ e pφ indicam, para cada direção θ e φ, o conteúdo relativo das
componentes vertical e horizontal do vetor intensidade de campo elétrico na região de campo distante da antena, assim como a defasagem entre essas componentes.
a) Vantagens da polarização vertical.
A polarização vertical permite a propagação omnidirecional, muito útil em comunicações em movimento, por exemplo, a emissão da radio. Também em zonas urbanas, que normalmente têm um alto nível de radiações eletromagnéticas em VHF e UHF (televisão) e que normalmente têm polarizações horizontais, pelo que esta polarização vertical está menos sujeita aos ruídos. Normalmente, com esta polarização, a freqüência de trabalho está abaixo dos 100 MHz.
b) Vantagens da polarização horizontal.
A polarização horizontal permite a propagação direcional ou bidirecional. Com isto podem-se reduzir interferências de outras direções. A polarização horizontal é menos sujeita às perdas em zonas urbanas ou mesmo florestas (obstáculos verticais). As antenas com esta polarização não são afetadas pela distancia entre o emissor e o receptor, por outro lado o alinhamento com o emissor é crucial.
31 A.1.2 - Diagramas de Radiação.
Diagrama direcional (radiação) de uma antena ou um array [5] de elementos de antena descreve a eficácia do campo radiado em varias direções da antena ou array a uma distância fixa ou constante. O diagrama de radiação é igual ao “diagrama de recepção” desde que este também descreve as propriedades da mesma antena na recepção. Um diagrama de irradiação de uma antena é um gráfico tridimensional de sua radiação na zona distante.
De forma geral, a curva característica de radiação envolve três fatores:
Dada a equação A.1:
(
θ
,φ
)
(
θ
,φ
) (
θ
,φ
)
Φ(θ,φ)= j
e
F p
F ;
O fator positivo F
(
θ
,φ
)
é a curva característica de radiação (diagrama direcional) de amplitude do campo. Esse fator é normalizado de modo que:(
)
[
Fθ
,φ
]
=1máx .
Elevando ao quadrado, F
(
θ
,φ
)
se transforma automaticamente na curva característica de irradiação de potência. Logo, a função 2(
θ
,φ
)
F descreve a distribuição angular normalizada do vetor do Poynting total , na região de campo distante da antena. A curva característica da amplitude de radiação de uma antena pode ser obtida tanto teórica como experimentalmente.
A.1.3 - Largura de Feixe e Lóbulos Laterais.
A direção segundo a qual a potência transmitida (ou recebida) torna-se metade daquela registrada para a direção principal pode ser caracterizada a partir dos diagramas de radiação. Sendo as estruturas simétricas, este ângulo e seu simétrico caracterizarão a “largura de feixe” entre pontos de 3dB. E lóbulos laterais são os lóbulos de irradiação existentes em direções diferentes a do lóbulo principal. Pois o lóbulo principal é o lóbulo de radiação que contém a direção de máxima radiação da antena.
32 A.1.4 - Diretividade e Ganho.
Diretividade é a habilidade de uma antena em concentrar a potência radiada em uma direção, ou inversamente, absorver a potência incidente a partir daquela direção. Em outras palavras é a propriedade de uma antena de captar melhor os sinais provenientes de uma direção do que de outra. Pode-se também definir a diretívidade como a razão entre a intensidade de radiação máxima e a intensidade de radiação média. A diretividade serve para indicar até que ponto a antena é capaz de concentrar energia segundo um angulo sólido limitado. E quanto menor este ângulo, maior a diretividade. Para certa distância da antena, a diretividade pode ser expressa como a relação entre o valor máximo do vetor de Poynting e o seu valor médio.
(
)
(
)
méd máx méd máx U U D S Sθ φ φ θ, , = = (A.4)Ambos os valores da intensidade de irradiação e do vetor de Poynting devem ser medidos na região de campo distante da antena. O vetor de Poynting médio sobre uma esfera é dado por:
(
f)
méd =∫ ∫
(
)
dΩ π πφ
θ
π
θ
2 0 0 , 4 1 , S S (A.5)Logo, a diretividade é dada por:
(
)
(
)
(
)
A n máx d d D Ω = Ω = Ω =∫∫
∫∫
π φ θ π φ θ φ θ π 4 , 4 1 1 , , 4 1 1 P S S (A.6)em que Pné o vetor de Poynting normalizado e ΩA é a área de feixe da antena.
Como exemplo, para uma antena isotrópica (igual radiação em todas as direções),
(
θ
,φ
)
=1n
33 é a menor diretividade que uma antena pode apresentar. Logo, ΩA deve sempre ser igual ou menor que 4π enquanto a diretividade deve ser igual ou maior que a unidade. Na prática não existem antenas isotrópicas.
O ganho de uma antena (com referência à fonte isotrópica sem perdas) depende da diretividade e da eficiência da antena. Se a eficiência não é igual a 100%, o ganho é menor que a diretividade. Então, o ganho é igual a:
onde, é a eficiência (0≤ ≤ 1) e D a diretividade da antena. Desprezando o efeito de lóbulos secundários e as perdas, pode-se determinar o ganho por meio da seguinte expressão aproximada: 0 0 000 . 41 4 HP HP HP HP D φ θ φ θ π ≅ ≅ (A.7)
em que θHP é a largura de feixe de meia potência no plano θ e φHP é alargura de feixe
de meia potência no plano φ.
A.1.5 – Impedância de Entrada.
É a impedância que a antena apresenta à linha de transmissão ou à estrutura de acoplamento através da qual ela é alimentada. A eficiência com que se efetua a transferência de energia do transmissor para a antena, ou da antena para o receptor, encontra-se ligada diretamente á impedância da antena.
34 A.1.6 - Área de Recepção (Área Efetiva).
Assim como uma antena transmissora radia energia, uma antena receptora capta energia. Nesta óptica é conveniente definir-se, para a antena receptora, uma abertura através da qual ela extrai energia de uma onda eletromagnética em trânsito [6].
A área efetiva de polarização de uma antena é dada por:
π
λ
4 2 R ef G A = (A.8)em que λ é o comprimento de onda e GR é o ganho máximo da antena receptora.
A potência de sinal útil, dissipada na carga da antena receptora, pode ser escrita da seguinte forma:
(
2)
2 0 0 2( , ) 1 Γ − =S A Fθ
φ
ψ
ξ
Ps inc ef (A.9) onde:Sinc - Módulo do vetor de Poynting da onda incidente na antena;
) , ( 0 0
2 θ φ
F - Valor da curva característica de irradiação de potência normalizada no sentido
de chegada da onda;
ψ - Fator de perda por dissipação de energia na antena e na rede de casamento; 2
ξ - Coeficiente de polarização
Γ - Coeficiente de reflexão.
De acordo com a equação (A.9), para se aproveitar o máximo de potência recebida na carga devem-se observar as seguintes condições:
F2(θ0,φ0)=1, ou seja, a superposição exata da direção do máximo do diagrama de
35 Ao se trabalhar o limite , verificar a redução ao mínimo das perdas ôhmicas
de potência na antena e na rede de casamento;
ξ2 =1, ou seja, verificar a adaptação exata da polarização da antena com a polarização da onda incidente;
A adaptação da antena com a linha de alimentação e o uso de uma carga casada, ou Γ=0.
Estabelecendo as quatro condições acima, a potência máxima disponível na carga da antena é igual ao produto do vetor de Poynting da onda incidente Sinc pela área
efetiva Aef.
A.1.7 - Largura de Banda.
Largura de banda de uma antena é a faixa de freqüência na qual ela opera satisfazendo a determinados critérios, tais como as variações com a freqüência, das características da antena. Dependendo das necessidades de operação do sistema, no qual a antena é utilizada, a largura de banda será limitada por vários fatores: impedância de entrada, ganho, largura de feixe, posição do lóbubo principal, nível dos lóbubos secundários e polarização.
A definição da banda também pode ser em função da variação da direção de máximo do diagrama de irradiação, da variação da largura de feixe, da diminuição da diretividade, do aumento do nível de lóbulos laterais, etc. A largura de banda pode ser definida também em termos de modelo de irradiação ou VSWR/potência refletida. Muitas vezes a largura de banda é expressa em percentagens ou largura de banda fracional (FWB).
Convencionalmente são consideradas de banda estreita as antenas com banda de freqüências de operação menor do que 10% da freqüência nominal. As antenas de banda larga podem ter uma largura de banda desde 10% até 50%. As antenas com bandas maiores, da ordem de uma ou várias oitava, se denominam de multibandas.
FB < 1% − Banda estreita; 1% < FB < 20% − Banda larga; FB > 20% − Banda ultralarga
36 A.1.8 – Reciprocidade.
O principio da reciprocidade diz que as propriedades de uma antena aplicam-se tanto para emitir como para receber sinais eletromagneticos.
A.2. – Formas de Radiação. A.2.1 – Isotrópica.
A energia é radiada de igual forma em todas as direções. Observar na Fig. A.1:
Figura A.1 – Irradiação isotrópica.
A.2.2 – Anisotrópica.
Ao contrário da irradiação isotrópica esta não mantém as propriedades de irradiação em todas as direções. Observar Fig. A.2.
37 É de salientar que esta antena é puramente teórica, sendo usada como referência para o diagrama de radiação de antenas reais
38 REFERÊNCIAS
[1] Esteves, Luis Cláudio, “Antenas Teoria Básica e Aplicações”, McGraw-Hill, 1980. [2] Shadiku, Mattheus N.O., ”Elementos de eletromagnetismo”, 3.ed., Bookman, 2004. [3] Lytel, Allan, “abc das Antenas”, 3.ª Edição-Rio de Janeiro, 1981.
[4] Kraus, John D., “Antenas”, Rio de Janeiro, ed. Guanabara Dois, 1983.
[5] Balanis, Constantine A., “Antenna Theory: Analysis and design”, 2nd ed.,1997.
[6] Soares, Antônio José Martins e Silva, Franklin da Costa, “Antenas e Propagação”. Notas
39 APÊNDICE B
SISTEMAS UWB.
B.1 – Introdução aos Sistemas UWB (ULTRA WIDE BAND).
Os sistemas UWB têm oferecido muitos avanços tecnológicos em diversas áreas, inclusive em telecomunicações. Um sistema UWB é composto, basicamente, por um ou mais pares de rádios transmissores e receptores que são capazes de emitir e receber pulsos eletromagnéticos curtíssimos [1-3], com menos de 1 ns de duração. Este sistema de transmissão funciona enviando bilhões de pulsos por segundo através de um espectro de freqüência muito extenso, com uma largura de banda de diversos GHz. A potência média de transmissão do sistema (UWB) Ultra Wideband é distribuída ao longo de uma larga faixa de espectro de freqüência o que os torna muito difíceis de detectar enquanto que o sistema de banda estreita distribui a potência média de transmissão ao longo de uma pequena faixa do espectro [2;3].
O sistema UWB é conhecido também como o wireless digital do pulso. A quantidade de espectro ocupada por um sinal de UWB, isto é a largura de banda do sinal de UWB é pelo menos 25% da freqüência central, o que o difere das tecnologias de banda estreita, onde a largura de banda é tipicamente 10 por cento ou menos da freqüência central. Assim, um sinal de UWB centrado em 2 GHz teria uma largura de banda mínima de 500 MHz e a largura de banda mínima de um sinal de UWB centrado em 4 GHz seria 1 GHz. Os sistemas de UWB também se diferenciam dos sistemas convencionais de banda estreita por não necessitarem de freqüências portadoras para transmitir informações [3]. Em vez de se utilizarem de portadoras, os sistemas de UWB são compostos de um rádio transmissor, conhecido como rádio impulsivo, capaz de emitir seqüências de pulsos extremamente curtos.
40
Figura B.1 – Comparação entre Sistema de Transmissão em UWB e em Banda Estreita.
Pela Fig. B.1, observa-se que os sistemas UWB caracterizam-se por possuírem baixa densidade de potência ao longo de uma larga faixa de freqüência de utilização quando comparadas com os sistemas de banda estreita. Pois, enquanto a potência média de transmissão do sistema (UWB) Ultra Wideband é distribuída ao longo de uma larga faixa de espectro de freqüência, o sistema de banda estreita distribui a potência média de transmissão ao longo de uma pequena faixa do espectro produzindo alta densidade espectral de potência. A Fig. B.1 ainda ilustra que os sistemas de banda estreita somente exercerão interferência sobre uma pequeníssima fração do espectro de UWB [3].
Para que a tecnologia Ultra Wideband se torne uma tecnologia consagrada, apesar dos atrativos da tecnologia para utilização em comunicações sem fio no futuro, existem alguns desafios que deverão ser superados. E talvez o maior desses desafios seja a regulamentação das freqüências utilizadas. As comunicações sem fio sempre foram regulamentadas de forma a evitar interferência entre usuários distintos do espectro de freqüências (espalhamento espectral).
A tentativa de regulamentação dos sistemas de UWB nas telecomunicações iniciou-se nos Estados Unidos em 1998, pelo FCC (Comissão Federal das Comunicações). No primeiro semestre de 2002, os Estados Unidos possuíam regulamentação sobre os limites de potência de irradiação dos sistemas em UWB, e sobre as faixas de freqüência em que cada tipo de aplicação pode operar.
41 B.2 – Fundamentos de UWB.
O FCC estabelece que as extremidades de uma banda de sistema de UWB são as freqüências inferiores (fl) e superiores (fh). A densidade espectral de potência nestes dois
extremos deverá estar no mínimo, -10 dB abaixo da maior emissão radiada encontrada no espectro entre estas duas freqüências [1-4].
A definição do UWB está diretamente relacionada com a densidade de energia espectral de um sinal, isto é, sua largura de banda fracional, calculada em um momento instantâneo do impulso (ou trem de pulsos) de um sinal transmitido. Para um dado sinal E, que deve ser encarado como uma forma de onda eletromagnética define-se um limite para essa densidade de energia entre dois pontos de máximo e mínimo, ou seja, duas freqüências adotadas que representam um limite máximo e um limite mínimo deste sinal, onde se concentra 90% da energia do sinal transmitido. Este sinal é composto por impulsos (ou somente um impulso).
Para que o sistema seja caracterizado como um sistema de transmissão UWB é necessário que: 0 f f f FB= h − l (B.1)
Em que FB é chamada de largura de banda fracional, deve ser maior ou igual a 0,25 e independentemente desta relação, a diferença entre fh (freqüência máxima) e fl (freqüência
mínima) deve ser no mínimo de 500MHz.
A freqüência fundamental (freqüência central) do sinal f0 será:
2
0 h l
f f
f = + (B.2)
A correspondente largura de banda do sinal será:
(
fh fl)
BW = − (B.3)
A FCC considera várias categorias de transmissão em UWB sendo que cada uma com limitações de emissão diferentes.
42 Os limites determinados pelo FCC são feitos em dBm e por uma medida do equivalente à potência radiada isotropicamente (EIRP).
EIRP é o produto entre a potência de transmissão e o ganho da antena e seu valor independe do perfil da potência de radiação produzida pela antena, pelo fato de ser um equivalente à radiação isotrópica.
A seguir será mostrada uma forma típica de um pulso UWB (Figura B.2). Este tipo de pulso é utilizado nos sistemas UWB, pois é facilmente gerado. Corresponde a uma onda quadrada (ou pulso retangular) que é formada pela limitação do tempo de subida e de descida e por efeitos de filtragem das antenas transmissora e receptora. Uma onda quadrada é facilmente gerada por um transistor através do chaveamento rápido de ligado para desligado.
-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 -0.5 0 0.5 1 Tempo (ns) A m p lit u d e Pulso UWB
Figura B.2 – Exemplo de um pulso UWB recebido.
A função utilizada para gerar o pulso da figura B.2 é:
( )2 / 2 2 4 1 t m m rx e t P π τ
τ
π
− = (B.4)43 B.3 – UWB e a Teoria de Shannon.
Um detalhe muito importante sobre a largura de banda em um sistema UWB é a preocupação de coexistência com outros sinais transmitidos em faixa licenciada ou não-licenciada. Este fato implica em limitações maiores, que vão definir o desempenho desta rede. É importante ressaltar que a relação sinal ruído poderia ser agravante, principalmente em um sinal cuja potência é tão baixa. Entretanto, pela teoria de Shannon (1947), soluciona-se este problema através da largura de banda apresoluciona-sentada:
+ = N S B C log 1 (B.5) Em que:
C - máxima capacidade do canal ( bit/s); B - largura de banda do canal (Hz); S - potência do sinal (watts); N - potência do ruído (watts).
A relação S/N é chamada de relação sinal-ruído do canal.
Com esta equação observa-se que para aumentar a capacidade de um canal pode-se aumentar a largura de banda, aumentar a potência do sinal ou diminuir o ruído. Da equação, conclui-se também que a capacidade do canal cresce linearmente com o crescimento da largura de banda e cresce de forma logarítmica com o crescimento da potência do sinal (S).
A equação de Shannon mostra que o UWB tem um grande potencial para comunicações sem fio de alta velocidade. Pois, pelo fato do canal UWB ter uma abundância de largura de banda, podem-se tirar vantagens desta abundância, pois, ao aumentar a largura de banda do canal, pode-se reduzir a potência do sinal e interferências de outras fontes. Ou seja, com um aumento considerável na largura de banda, mantendo-se a capacidade de transmissão tem-se uma liberdade na qualidade do sinal em relação à sua potencia e, sobretudo, à razão sinal/ruído (S/N). Isto implica em uma maior segurança e robustez, visto que os níveis de ruídos podem ser maiores, coexistindo com sinais e ruídos espalhados no ar,
44 e mantendo a potência do sinal transmitido sem ganhos excessivos.
B.4 – Aplicações da UWB.
Um exemplo bastante ilustrativo e genérico da aplicação do UWB é o radar UWB. Este dispositivo caracteriza-se por emitir o pulso UWB em direção a um objeto, um automóvel, por exemplo, e detectar o momento em que a reflexão deste pulso, produzida no objeto de interesse, retorna a sua antena.
De fato, quando comparado aos sistemas convencionais de radar, o sistema de radar em UWB proporciona, além de menores perdas de propagação, excelente resolução em distância.
Essas mesmas propriedades motivam pesquisa para aplicação dos sistemas de UWB em outras áreas.
Dentre diversas áreas de pesquisas existentes sobre o sistema UWB destacam-se:
• Área médica: monitores de UWB podem observar diretamente as contrações cardíacas em vez de captar seus impulsos elétricos;
• Área automotiva: sua resolução de distância pode aprimorar sistemas automáticos de estacionamento, de acionamento de dispositivos de segurança, e de prevenção de colisões;
• Construção civil: os radares de UWB podem auxiliar na avaliação das condições estruturais de pontes e estradas, e na localização de dutos subterrâneos;
• Área militar: pode facilitar a localização de minas plásticas;
• Serviços de emergência: pode permitir a localização de pessoas atrás de paredes ou sob escombros.
Nas telecomunicações, é possível empregar sistemas de UWB de baixíssima densidade de potência, de modo que possam coexistir com os sistemas convencionais de banda estreita, sem causar ou sofrer interferência significante. Outro fator a considerar no campo das telecomunicações é a resistência que estes sistemas podem proporcionar contra interferências de múltiplos percursos e interferências provocadas por operações clandestinas ou criminosas de telecomunicações.
45 A seguir tem-se um exemplo ilustrativo das aplicações de UWB.
Figura B.3 – Aplicações do sistema UWB [3,4].
B.5 – Antenas UWB.
As antenas UWB são designadas especificamente para transmitir e receber energia eletromagnética de pulso de tempo de duração muito pequeno [1]. As antenas mais
46 convencionais são dispositivos ressonantes que operam especificamente sobre uma banda de freqüência relativamente limitada.
B.5.1 – Comprimento de Onda.
Geralmente, quando se trata de um sistema de banda estreita, a dimensão da antena é referida relativa ao comprimento de onda.
f c
=
λ (B.6)
Para sinais UWB não se tem uma única freqüência de operação. Portanto, comprimentos de onda destes tipos de sinais disponíveis no sistema são normalmente expressos como comprimentos de onda inferior e superior.
A utilização de pulsos pequenos para a excitação do canal no domínio do tempo torna o projeto da antena uma tarefa árdua, à medida que deve se levar em consideração a fonte de excitação, além dos pré-requisitos tradicionais referentes ao seu VSWR e diagrama de irradiação.
B.5.2 – Dualidade da Antena.
Muitas antenas funcionam bem em ambas as direções, sendo capazes de transmitir ou receber sinais. Os únicos limites para dualidade das antenas são a potência e a restrição de sobrecarga.
B.5.3 – Impedância Casada.
Para uma eficiente transferência de energia, impedância de radio, antena e linha de transmissão conectando o rádio à antena devem ser a mesma. Se a impedância de entrada da antena for diferente da impedância característica da linha de transmissão conectada a ela, devem-se utilizar as técnicas de casamento de impedância. Por exemplo, para rádios, tipicamente, são designados impedância de 50Ω e o cabo coaxial (linhas de transmissão) entre eles também usam uma impedância de 50Ω.
47 B.5.4 - VSWR e Potência Refletida.
A VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) é a indicação de até que ponto está bom o casamento de impedância. A VSWR é muitas vezes abreviada por SWR. Uma alta VSWR é a indicação de que o sinal está refletindo.
VSWR e potência refletida são diferentes formas de se medir e expressar a mesma coisa.
B.5.5 – Região de Campo da Antena.
A maioria das antenas tem duas regiões de operação as quais são denominadas região de campo próximo e região de campo distante. A região de campo próxima é a região, localizada perto da antena, onde os campos elétricos e magnéticos não possuem característica de onda plana, variando consideravelmente de ponto para ponto. Esta região pode ser subdividida em região do campo próximo radiante e em região de campo próximo reativo, que se encontra mais perto da antena e que contém a maior parte da energia associada ao campo gerado por esta. Em algumas antenas em que a dimensão máxima é pequena em comparação ao comprimento de onda, a região de campo próximo radiante poderá não existir. Entretanto para antenas que possuam uma maior dimensão, a região de campo próximo radiante é chamada de região de Fresnel.
A região de campo distante (também chamada de região Fraunhorfer) é a região afastada da antena onde a distribuição angular do campo é independente da distância a partir desta. Nesta região, o campo tem uma característica predominantemente de onda plana, isto é, uma distribuição local, uniforme da intensidade dos campos elétrico e magnético em planos que são transversais à direção de propagação. A fronteira desta região encontra-se à distância de R>2d2λ, sendo que d é a maior dimensão da antena.
