Conversores matriciais indiretos alimentados em corrente

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UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA EL ´ETRICA

Tiago Kommers Jappe

CONVERSORES MATRICIAIS INDIRETOS ALIMENTADOS EM CORRENTE

Florian´opolis 2015

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Ficha de identificação da obra elaborada pelo autor,

através do Programa de Geração Automática da Biblioteca Universitária da UFSC.

Jappe, Tiago Kommers

Conversores matriciais indiretos alimentados em corrente / Tiago Kommers Jappe ; orientador, Samir Ahmad Mussa ; coorientador, Marcelo Lobo Heldwein.

-Florianópolis, SC, 2015. 372 p.

Tese (doutorado) - Universidade Federal de Santa Catarina, Centro Tecnológico. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica.

Inclui referências

1. Engenharia Elétrica. 2. Conversor Matricial. 3. Geração Distribuída. 4. Modulação Vetorial. 5. Controle Vetorial. I. Mussa, Samir Ahmad. II. Heldwein, Marcelo Lobo. III. Universidade Federal de Santa Catarina.

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Tiago Kommers Jappe

CONVERSORES MATRICIAIS INDIRETOS ALIMENTADOS EM CORRENTE

Esta Tese foi julgada adequada para a obten¸cão do T´ıtulo de Doutor em Engenharia Elétrica, Área de Concentra¸cão Eletrônica de Potência e Acionamento Elétrico, e aprovada em sua forma final pelo Programa de Pós-Gradua¸cão em Engenharia Elétrica da Universidade Federal de Santa Catarina.

Florian´opolis, 21 de Setembro 2015.

Prof. Carlos Galup Montoro, Dr.

Coordenador do Curso de Pós-Gradua¸cão em Engenharia Elétrica

Prof. Samir Ahmad Mussa, Dr. Orientador

Prof. Marcelo Lobo Heldwein, Dr. Sc. ETH Coorientador

Banca Examinadora:

Prof. Marcelo Lobo Heldwein, Dr. Sc. ETH Presidente

Prof. Marcelo Cabral Cavalcanti, Dr.

Prof. S´ergio Vidal Garcia Oliveira, Dr.

Prof. Cl´ovis Antˆonio Petry, Dr.

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AGRADECIMENTOS

Em primeiro lugar gostaria de agradecer à minha fam´ılia. Este trabalho não seria realizável sem o apoio incondicional recebido por meus familiares durante minha vida.

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A minha esposa Graciele, eu agrade¸co pelo carinho, compre-ensão e paciência ao longo destes anos. Nós compartilhamos sonhos e realiza¸cões durante esta jornada e sua participa¸cão foi de suma im-portância.

Gostaria de agradecer aos meus pais por me terem dado educa¸cão e valores humanos, assim como, por momentos que serão sempre lem-brados. À meu estimado pai, Eumidio Jappe (in memoriam), de onde quer que esteja, sempre acreditou e confiou em mim. À minha aten-ciosa mãe, Milda Kommers Jappe, por seu amor incondicional, assim como, integridade e honestidade doutrinados.

Agrade¸co aos meus irmãos, assim como aos meus cunhados e cunhadas, sobrinhos e sobrinhas. Eu estendo meus agradecimentos ao Sr. Nelson Ceretta e Dona Lúcia Ceretta, por seu apoio e motiva¸cão propiciados, assim como pelos momentos alegres que serão sempre lem-brados.

Ao Professor Samir Ahmad Mussa, meu orientador desde a ini-cia¸cão cient´ıfica até o doutorado. Eu gostaria de agradecer imensa-mente este grande amigo e, sobretudo, um dos maiores incentivadores para a elabora¸cão deste trabalho. Ao longo destes anos, sua orienta¸cão foi imprescind´ıvel para a minha carreira acadêmica, principalmente, frente às adversidades técnicas cotidianas da engenharia.

Agrade¸co ao Professor Marcelo Lobo Heldwein por sua parti-cipa¸cão e colabora¸cão na composi¸cão deste trabalho. Reitero meus agradecimentos à este amigo, que sempre esteve disposto à refletir, ponderar, apoiar e corroborar em todas os momentos que estive no INEP, não somente ao trabalho do doutorado, mas também, de todas os estudos desenvolvidos durante este per´ıodo na UFSC. Gostaria de enaltecer a admira¸cão e o respeito que possuo pelo professor Marcelo, o qual com competência e profissionalismo rege as suas incumbências.

Agrade¸co também aos professores do INEP, assim como, aos que fizeram parte da banca do exame de qualifica¸cão e por fim, da revisão

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final desta tese. Agrade¸co aos professores Arnaldo José Perin, Clóvis Antônio Petry, Denizar Cruz Martins, Enio Valmor Kassick, Ivo Barbi, João Carlos dos Santos Fagundes, Marcelo Cabral Cavalcanti e Sérgio Vidal Garcia Oliveira por seus valorosos ensinamentos e percep¸cões os quais serão sempre lembrados e postergados.

Meus amigos e colegas no INEP e na UFSC gostaria de agra-decer por momentos alegres e descontra´ıdos, assim como, de trabalho e dedica¸cão que desempenhávamos nossas atribui¸cões. À estes amigos agrade¸co pelo compartilhamento dos seus conhecimentos, aspira¸cões e desafios. Durante estes anos na UFSC tive a oportunidade de conviver e trabalhar com mentes brilhantes e pesquisadores talentosos.

Aos funcionários do INEP, Diogo, Pacheco e Coelho, os quais com educa¸cão, inteligência e talento exercem seus of´ıcios neste labo-ratório. Estendo os meus cumprimentos aos funcionários da secretaria do programa de pós-gradua¸cão em engenharia elétrica, Marcelo e Wil-son, os quais sempre cumpriram com suas diligências e me auxiliaram durante estes anos os quais fui aluno.

Ao povo brasileiro, por meio do CNPq e CAPES, ´e o verdadeiro fomentador desta pesquisa.

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A liberdade é como o espa¸co, e que depende do ser humano que ela seja, também como ele, mais ampla ou mais estreita, vinculada ao controle dos próprios pensamentos e das atitudes. O co-nhecimento é o grande agente equilibrador das a¸cões humanas e, em consequência, ao ampliar os dom´ınios da consciência, é o que faz o ser mais livre.

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RESUMO

A moderniza¸cão do setor de gera¸cão de eletricidade passa atualmente por uma mudan¸ca conceitual importante, a qual é a necessidade e possibilidade da incorpora¸cão de unidades de microgera¸cão na matriz energética, tanto em âmbito nacional quanto mundial. Neste contexto, diversas destas fontes de energia utilizam uma interface entre os com-ponentes mecânicos e a rede elétrica comercial, a qual é tipicamente implementada por geradores elétricos que, em muitos casos, operam com frequência elétrica variável para aumento da eficiência energética. Desta forma, ressalta-se a busca por solu¸cões eficientes que sejam ca-pazes de realizar o controle e a conversão do fluxo de potência entre os geradores elétricos, à velocidade variável, com a rede elétrica em cor-rente alternada (CA). Este trabalho propõe conversores estáticos au-tocomutados, empregados na conversão entre sistemas CA/CA, e que proporcionem a transforma¸cão simultânea de amplitude e frequência de tensão/corrente de sistemas polifásicos, também conhecidos por conver-sores matriciais, que visam atender a esta demanda de conversão entre dois sistemas trifásicos CA. A principal caracter´ıstica destas topolo-gias é a redu¸cão no número de componentes passivos necessários para a implementa¸cão de suas fun¸cões básicas de conversão, o que é ob-tido através da incorpora¸cão das indutâncias do gerador no funciona-mento do circuito de potência. Busca-se aqui a caracteriza¸cão estática e dinâmica de tais conversores para que se possa verificar se sua opera¸cão ´

e adequada para a fun¸cão proposta. Aliado à estes conceitos, a pro-posi¸cão, análise e pondera¸cão destes conversores estáticos empregará figuras de mérito predefinidas no intuito de justificar e auxiliar o pro-jeto destes circuitos comutados em alta frequência.

Palavras-chave: Conversor Matricial. Modula¸c˜ao Vetorial. Micro-gera¸c˜ao de Energia.

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ABSTRACT

The necessity and the possibility to include micro-generation units in the electricity generation power sources is one of the driving forces in the modernization of the electric power systems that is powering the electrical engineering research today. In this context, several energy sources require an interface between their mechanical parts and an electrical grid. Such interface is typically implemented through electric generators. Many types of modern generators employ variable electri-cal frequency to increase the conversion efficiency. In electrielectri-cal systems supplied from renewable energy in alternating current, which aims to energy conversion also for AC quantities. There is a clear urge for ef-ficient solutions also in the electric conversion circuits in applications where the generator needs to be controlled and the power should flow into an alternating current (AC) electric power grid. This work propo-ses direct frequency converters, also known as matrix converters, which are capable to convert electricity between two three-phase AC systems. The main characteristic of this converter is the passive components count reduction in comparison to standard solutions. This is achieved with the use of the generator inductances to perform the power con-version functions of the converter. Among the main functions of theses topologies there is the ability to drain currents of the sinusoidal power supply, as well as injecting sinusoidal currents in the grid. Therefore, this thesis proposes the topologies of a three-phase matrix converter powered from energy sources with features of current source, while the output of this feature provides a voltage source. Thus, these current-fed ac-ac converters present peculiar function of step-up voltage operation mode. The static and dynamic characterizations of converters are some of the objectives of the work since this will verify its ability to perform the desired task. With these concepts, the analysis and the proposition of the power topologies will employ figures of merit in order to justify their applicability.

Keywords: Matrix Converter. Space Vector Modulation. Distributed Generation.

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Lista de Figuras

Figura 1.1 Conceitos para pondera¸cão da Teoria da Eletrônica de Potência. (a) Modalidades de conversão de energia elétrica com base na teoria da Eletrônica de Potência, conforme [1]. (b) Tendências acerca dos critérios (figuras de mérito) para projetos otimizados de conversores estáticos de potência, com base em [2].

. . . 44 Figura 1.2 Representa¸c˜ao em diagrama de blocos de um sistema

de conversão CA-CA baseado na Teoria da Eletrônica de Potência. . . . 45 Figura 1.3 Representa¸cão de um sistema de microgera¸cão

conec-tado à rede elétrica comercial, no qual, a conversão de energia é efetivada por meio de um conversor matricial trifásico alimentado em corrente. . . 48 Figura 2.1 Procedimento para denomina¸cão dos interruptores que

comp˜oem as topologias de conversores est´aticos. No nome do dispositivo semicondutor o ´ındice subscrito indica o primeiro e o ´

ultimo nó pelo caminho que flu´ı a corrente elétrica. . . 55 Figura 2.2 Linha do tempo com as evolu¸cões tecnológicas acerca

dos principais tipos interruptores de estado sólido empregados na Eletrônica de Potência. . . 56 Figura 2.3 Cicloconversor trifásico. (a) Topologia concebida com

tiristores. (b) Forma de onda t´ıpica sintetizada na carga. . . 58 Figura 2.4 Conversores est´aticos de potˆencia empregados na

con-versão de energia elétrica entre sistemas CA/CA. Esta topolo-gia é composta por um conversor unidirecional, não controlado, conectado ao conversor bidirecional com o compartilhamento do barramento CC em tensão. . . 60 Figura 2.5 Conversores estáticos de potência empregados na

con-vers˜ao de energia el´etrica entre sistemas CA-CA. Esta topologia ´

e composta por dois conversores bidirecionais conectados pelo o barramento CC, em tens˜ao, VLBBC. . . 60 Figura 2.6 Diagrama vetorial das tens˜oes aplicadas na carga pelo

estágio de sa´ıda do VLBBC em fun¸cão dos estados de comuta¸cão deste. . . 62 Figura 2.7 Conversores estáticos de potência empregados na

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com-posta por dois conversores conectados por meio do barramento CC, em corrente, CLBBC. . . 64 Figura 2.8 Diagrama vetorial das correntes processadas pelo CLBBC. 65 Figura 2.9 Comportamento do valor eficaz da corrente no

capaci-tor de barramento CC para conversores BBC em fun¸cão do ´ındice de modula¸cão m e do ângulo de carga ϕ2. . . 67

Figura 2.10 Topologia do conversor matricial convencional. . . 70 Figura 2.11 Topologia do conversor matricial para N × n fases. . . . 71 Figura 2.12 Conversor Matricial Convencional. (a) Realiza¸c˜ao com

interruptores IGBT. (b) Realiza¸c˜ao com interruptores RB-IGBT. 72 Figura 2.13 Princ´ıpio de funcionamento dos conversores matriciais

trifásicos. Forma de onda da tensão instantânea sintetizada na carga com base nas tensões de suprimento (vA, vB, vC). . . 74

Figura 2.14 Emprego de um conversor matricial na convers˜ao de energia el´etrica de um sistema CA para outro sistema em CA. . 75 Figura 2.15 Circuitos do CMC os quais negligenciam as duas leis

de comuta¸cão desta topologia. (a) Ocorrência de curto–circuito do capacitor de entrada. (b) Circuito aberto com obstru¸cão de um caminho de circula¸cão das correntes de carga. . . 76 Figura 2.16 Formas de onda teóricas com a descri¸cão da

sinte-tiza¸c˜ao da tens˜ao de fase va na carga, no caso da topologia do

CMC. . . 77 Figura 2.17 Metodologia para a comuta¸c˜ao de quatro passos.

Cir-cuitos equivalentes para cada passo, assim como as principais for-mas de onda vinculadas. . . 80 Figura 2.18 Proposta de uma classifica¸c˜ao acerca das estrat´egias de

modula¸cão aplicadas ao conversor matricial convencional. . . 81 Figura 2.19 Estratégia de modula¸cão de Venturini clássica com

máximo ganho de tensão de 0,5. . . 82 Figura 2.20 Estratégia de modula¸cão de Venturini otimizada, cujo

máximo ganho de tensão é

√ 3

2 . . . 83

Figura 2.21 Ganho de tensão teórico para o CMC, em fun¸cão de θ que relaciona o fator de potência de entrada e de sa´ıda. . . 85 Figura 2.22 Circuito equivalente do CMC que propicia a

inter-preta¸cão de um barramento CC fict´ıcio na topologia para a con-cep¸cão das estratégias de modula¸cão indiretas. . . 87 Figura 2.23 Conversor Matricial Convencional unidirecional em

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Figura 2.24 Realiza¸cão do S–A–X Converter ou conversor matricial com fluxo de potência unidirecional. (a) Versão trifásica-trifásica com realiza¸cão por meio de interruptores IGBT e diodos. (b) Versão trifásica-trifásica com realiza¸cão empregando interruptores RB-IGBT. . . 90 Figura 2.25 Conversor Matricial de Ponte Completa com

interrup-tores de quatro quadrante ideais. . . 91 Figura 2.26 Conversor Matricial de Ponte Completa com realiza¸c˜ao

a partir de interruptores IGBT.. . . 93 Figura 2.27 Topologia do conversor matricial indireto. . . 94 Figura 2.28 Topologia do conversor matricial indireto composto por

dispositivos IGBT. . . 94 Figura 2.29 Topologia do conversor matricial indireto composto por

dispositivos RB-IGBT. . . 95 Figura 2.30 Comparativo entre o IMC e o CMC acerca do n´umero

de componentes em série na condu¸cão da corrente, com base em uma realiza¸cão com dispositivos IGBT. (a) IMC possui 3 dispo-sitivos em série. (b) CMC apresenta 2 dispositivos em série. . . . 95 Figura 2.31 Conversor matricial indireto, com a descri¸cão da carga

equivalente vista pelo est´agio retificador. . . 97 Figura 2.32 Diagrama vetorial do est´agio retificador do IMC com

a descri¸c˜ao dos interruptores que em condu¸c˜ao sintetizam o res-pectivo vetor de corrente. . . 97 Figura 2.33 Conversor matricial indireto. (a) Circuito equivalente

que compõe a tensão do barramento CC. (b) Tensão instantânea no barramento CC a qual é considerada a fonte de entrada do estágio inversor, para uma determinada estratégia do modula¸cão do retificador. . . 99 Figura 2.34 Diagrama vetorial estágio inversor do IMC com a

des-cri¸cão dos interruptores em condu¸cão que definem o respectivo vetor de tensão. . . 99 Figura 2.35 Representa¸cão do IMC com de interruptores

idealiza-dos. No estágio retificador emprega-se interruptores de 1 pólo e três posi¸cões (SPTT) enquanto que no estágio inversor estes são de 1 pólo e duas posi¸cões (SPDT). . . 101 Figura 2.36 Proje¸cões dos vetores de corrente e tensão processados

pelo IMC nos est´agios de entrada e sa´ıda respectivamente. . . 105 Figura 2.37 Topologia do conversor matricial indireto esparso com

(18)

uma realiza¸c˜ao de IGBT. . . 107 Figura 2.38 Topologia do conversor matricial indireto muito-esparso

com uma realiza¸c˜ao de interruptores IGBT. . . 108 Figura 2.39 Topologia do conversor matricial indireto ultra-esparso

– USMCa com uma realiza¸c˜ao de IGBT. . . 109

Figura 2.40 Varia¸c˜ao da topologia do conversor matricial indireto ultra-esparso – USMCb com uma realiza¸c˜ao de IGBT. . . 109

Figura 2.41 Fluxo da corrente para os conversores matriciais espar-sos. (a) VSMC. (b) SMC. (c)USMC. . . 111 Figura 2.42 Topologia de um Conversor Matricial Indireto com

inversão de polaridade da tensão aplicada no barramento CC fict´ıcio. . . 112 Figura 2.43 Topologia do conversor matricial indireto de três n´ıveis

bidirecional no est´agio inversor. . . 113 Figura 2.44 Topologia do conversor matricial indireto de trˆes n´ıveis

bidirecional. . . 114 Figura 2.45 Topologia do conversor matricial indireto de trˆes n´ıveis

unidirecional. . . 114 Figura 2.46 Principais eventos hist´oricos no desenvolvimento de

to-pologias de conversores estáticos na conversão CA-CA entre 1950 e 1980. . . 121 Figura 2.47 Contribui¸cões significantes na área de conversores

ma-triciais de 1980 até 2015, considerando topologias. . . 122 Figura 2.48 Classifica¸cão dos conversores estáticos de potência

em-pregados na conversão de energia elétrica entre sistemas CA-CA com ênfase em conversores matriciais trifásicos. . . 124 Figura 2.49 Publica¸cões resultantes de pesquisas desenvolvidas no

INEP-UFSC na área de conversores em aplica¸cões CA-CA. . . 126 Figura 3.1 Representa¸cão de um sistema de microgera¸cão

conec-tado à rede elétrica comercial, no qual, a conversão de energia é efetivada por meio de um conversor matricial trifásico alimentado em corrente. . . 131 Figura 3.2 Linha do tempo com as principais publica¸cões que

abordam o uso de conversores matriciais alimentados em corrente.133 Figura 3.3 Topologia do conversor matricial indireto alimentado

por fontes de tens˜ao e suprindo a carga com caracter´ıstica em corrente. . . 134 Figura 3.4 Topologia do Conversor matricial indireto alimentado

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em corrente e suprindo a carga com caracter´ıstica em fonte de tens˜ao. . . 134 Figura 3.5 Conversor matricial indireto alimentado em corrente.

(a) Topologia IMC com interruptores ideais. (b) Circuito equi-valente para compreensão e interpreta¸cão do IMC como uma en-tidade única, assim como para a defini¸cão das restri¸cões de co-muta¸cão globais. . . 136 Figura 3.6 Topologia do conversor IMC alimentado em corrente

composta por interruptores ideais. . . 139 Figura 3.7 Modulador de ambos os est´agios do IMC ideal. (a)

Fun¸cões de modula¸cão e as respectivas fun¸cões de comuta¸cão do estágio retificador. (b) Fun¸cões de modula¸cão e as fun¸cões de comuta¸cão do estágio inversor. . . 139 Figura 3.8 Diagrama de blocos do modelo médio de um conversor

matricial indireto alimentado em corrente. . . 142 Figura 3.9 Resultados de simula¸c˜ao no modelo m´edio quando

aplica-se uma perturba¸cão na magnitude do ´ındice de modula¸cão global do conversor. . . 144 Figura 3.10 Conversor matricial indireto como interface de conexão

entre um gerador trif´asico e a rede el´etrica comercial. . . 146 Figura 3.11 Diagrama de blocos para o conversor matricial

alimen-tado em corrente na atua¸cão como interface de um gerador elétrico trifásico e a rede comercial. . . 150 Figura 3.12 Resultados de simula¸cão para o modelo médio do

con-versor matricial indireto alimentado em corrente na opera¸cão de interface com um gerador elétrico e a rede comercial. . . 151 Figura 3.13 Resultados de simula¸cão para o modelo médio do

con-versor matricial indireto alimentado em corrente na opera¸cão de interface com um gerador elétrico e a rede comercial. . . 152 Figura 3.14 Diagrama de blocos da estratégia de controle das

cor-rentes nos indutores do gerador el´etrico regidos por ωm. . . 152

Figura 3.15 Topologia composta por interruptores ideiais de um conversor matricial indireto alimentado em corrente. . . 153 Figura 3.16 Regiões de atua¸cão da tensão no barramento cc de

acordo com o ´ındice de modula¸cão para a estratégia de modula¸cão ZCS. . . 156 Figura 3.17 Tensão instantânea do barramento CC fict´ıcio para o

IMC alimentado em corrente em compara¸cão com as respectivas tensão fase-fase do estágio de sa´ıda do conversor. (a) Estratégia

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de modula¸cão tipo I. (b) Estratégia de modula¸cão tipo II. (c) Estratégia de modula¸cão tipo III. (d) Estratégia de modula¸cão tipo IV. . . 157 Figura 3.18 Identifica¸cão dos setores em fun¸cão da frequência

angu-lar ω no tempo. (a) Setores comparativamente à um dado sistema trifásico simétrico e equilibrado. (b) Setores em conjunto com as grandezas equivalentes em α e β de um dado sistema trifásico V123. . . 158

Figura 3.19 Estratégia de modula¸cão Tipo I. (a) Forma de onda da tensão instantânea no barramento CC fict´ıcio. (b) Diagrama vetorial com a faixa de tensão CC fact´ıvel em compara¸cão com as tensões [VABC]. . . 159

Figura 3.20 Estratégia de modula¸cão Tipo I. Sequência de aplica¸cão dos estados de comuta¸cão. . . 160 Figura 3.21 Estratégia de modula¸cão Tipo II. (a) Forma de onda

da tensão instantânea no barramento CC fict´ıcio. (b) Diagrama vetorial com a faixa de tensão CC fact´ıvel em compara¸cão com as tensões [VABC]. . . 161

Figura 3.22 Estratégia de modula¸cão Tipo III. (a) Forma de onda da tensão instantânea no barramento CC fict´ıcio. (b) Diagrama vetorial com a faixa de tensão CC fact´ıvel em compara¸cão as tensões [VABC]. . . 162

Figura 3.23 Estratégia de modula¸cão Tipo IV. (a) Forma de onda da tensão instantânea no barramento CC fict´ıcio. (b) Diagrama vetorial com a faixa de tensão CC fact´ıvel em compara¸cão com as tensões [VABC]. . . 163

Figura 3.24 Resultados de simula¸cão com a troca da estratégia de modula¸cão na composi¸cão da tensão instantânea do barramento CC fict´ıcio. Neste caso, o ´ındice de modula¸cão é unitário para ambas as estratégias. . . 164 Figura 3.25 Diagrama de blocos com as informa¸cões que são

es-timadas para determina¸cão das perdas globais nos dispositivos semicondutores. . . 165 Figura 3.26 Forma de onda teórica para perdas em comuta¸cão em

dispositivos constituintes de um IMC (a) Tensão instantânea drain– source de um interruptor controlado. (b) Corrente instantânea que flu´ı através do terminal drain de um dado interruptor do estágio retificador. (c) Forma de onda teórica do produto de tensão e corrente instantânea no instante da comuta¸cão (eon e

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Figura 3.27 Fun¸cões de modula¸cão para os interruptores do con-versor matricial indireto alimentado em corrente segundo os se-tores da modula¸cão vetorial regidos pelas respectivas frequências angulares. (a) Fun¸cão de modula¸cão do transistor do estágio re-tificador. (b) Fun¸cão de modula¸cão para o interruptor de quatro quadrantes do estágio inversor. . . 171 Figura 3.28 Proposi¸cão de uma topologia de conversor matricial

indireto alimentado em corrente, com fluxo de potência bidireci-onal, baseado nos conceitos de bra¸cos entrela¸cados (interleaving) na composi¸cão do estágio retificador. . . 174 Figura 3.29 Realiza¸cão com interruptores IGBT do IMC

bidire-cional alimentado em corrente e bra¸cos interleaving no est´agio retificador. . . 175 Figura 3.30 Proposi¸c˜ao de uma topologia de conversor matricial

in-direto alimentado em corrente, com fluxo de potˆencia bidirecional, com interruptores integrados em estrela. . . 175 Figura 3.31 Proposi¸c˜ao de uma topologia de conversor matricial

indireto alimentado em corrente, com fluxo de potˆencia unidire-cional, com interruptores integrados em estrela. . . 176 Figura 3.32 Proposi¸c˜ao de uma topologia de conversor matricial

in-direto alimentado em corrente, com fluxo de potência unidirecio-nal, com interruptores integrados em estrela e bra¸cos entrela¸cados (interleaving) no estágio retificador. . . 176 Figura 3.33 Proposi¸cão de uma realiza¸cão para a topologia de

con-versor matricial indireto alimentado em corrente, com fluxo de potência bidirecional. . . 177 Figura 3.34 Proposi¸cão de uma realiza¸cão por meio de RB-IGBT

para a topologia de conversor matricial indireto alimentado em corrente, com fluxo de potˆencia unidirecional. . . 178 Figura 3.35 Proposi¸c˜ao de uma topologia de conversor matricial

in-direto alimentado em corrente, com fluxo de potˆencia bidirecional, com interruptores integrados em ∆. . . 179 Figura 3.36 Proposi¸c˜ao de uma topologia de conversor matricial

indireto alimentado em corrente, com fluxo de potˆencia unidire-cional, com interruptores integrados em ∆. . . 179 Figura 4.1 Topologia do conversor matricial indireto bidirecional,

alimentado em corrente, com interruptores integrados em ∆. . . 184 Figura 4.2 Topologia do conversor matricial bidirecional com

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in-terruptores integrados em ∆. . . 187 Figura 4.3 An´alise da divis˜ao das correntes para os

interrupto-res na célula ∆. (a) Estágio retificador da topologia ∆IMC. (b) Representa¸cão do estado de comuta¸cão do vetor nulo. (c) Cir-cuito equivalente dos interruptores em condu¸cão para estado de comuta¸cão ~V0. (d) Circuito equivalente com a transforma¸cão do

circuito equivalente da célula ∆. . . 189 Figura 4.4 Resultados de simula¸cão com a representa¸cão das

for-mas de onda das correntes instantˆaneas nos interruptores do ∆IMC. (a) Valores instantˆaneos das correntes nos interruptores Spae Sab∆,

juntamente com os respectivos valores médios quase-instantâneos. (b) Fun¸cões de modula¸cão para os interruptores Spa e Sab∆. . . 192

Figura 4.5 Resultados de simula¸cão com valores médios e eficazes normalizados, em fun¸cão do ´ındice de modula¸cão na topologia ∆IMC. (a) Valor médio da corrente nos dispositivos normalizados em fun¸cão do valor de pico da corrente na carga. (b) Valor eficaz das correntes normalizado para o valor de pico da corrente de fase.

. . . 194 Figura 4.6 Representa¸c˜ao em diagrama de blocos de um sistema

de conversão CA/CA implementado por meio de um conversor matricial indireto alimentado em corrente. . . 195 Figura 4.7 Sequência de aplica¸cão dos pulsos de comando para

uma estratégia de modula¸cão ZCS considerando ambos estágios do ∆IMC. Neste caso, o estágio m possui o dobro da frequência de comuta¸cão do g. . . 196 Figura 4.8 Sequência de aplica¸cão dos pulsos de comando para

uma estratégia de modula¸cão ZVS considerando ambos estágios do ∆IMC. Neste caso, o estágio g possui o dobro da frequência de comuta¸cão do m. . . 197 Figura 4.9 Resultados de perdas nos dispositivos semicondutores

para pondera¸c˜ao das topologias IMC e ∆IMC. . . 198 Figura 4.10 Realiza¸c˜ao do conversor matricial bidirecional com

in-terruptores integrados em ∆ com a utiliza¸c˜ao de dispostivos IGBT [3]. . . 200 Figura 4.11 Realiza¸c˜ao do conversor matricial bidirecional com

in-terruptores integrados em ∆ com a utiliza¸c˜ao de MOSFET de SiC. . . 200 Figura 4.12 Vis˜ao em perspectiva do conversor bidirecional

(23)

Figura 4.13 Fotografia do protótipo do conversor bidirecional im-plementado. . . 202 Figura 4.14 Resultados de simula¸cão para as correntes trifásicas

nos terminais de entrada e sa´ıda do sistema de microgera¸cão de energia elétrica. . . 203 Figura 4.15 Resultados de simula¸cão para a tensão e corrente de

uma fase da máquina (terminais de entrada do conversor), as-sim como, para outra fase da rede elétrica (terminais de sa´ıda do conversor). . . 204 Figura 4.16 Resultados de simula¸cão com o sinal da corrente, assim

como, um sinal proporcional a tensão de fase na rede elétrica comercial (fase r). . . 204 Figura 4.17 Resultados de simula¸cão com o sinal da corrente,

as-sim como, um sinal proporcional a for¸ca eletro motriz do gerador el´etrico. . . 205 Figura 4.18 Resultados experimentais com a implementa¸c˜ao da

es-tratégia de modula¸cão vetorial do ∆IMC. Sinais para acionamento dos interruptores de um mesmo bra¸co (Q1A e Q4A) do estágio

re-tificador. . . 206 Figura 4.19 Resultados experimentais com a implementa¸c˜ao da

es-trat´egia de modula¸c˜ao vetorial do ∆IMC. Sinais para acionamento dos interruptores de um mesmo bra¸co (Q1A e Q4A). . . 207

Figura 4.20 Resultados experimentais com a implementa¸cão da es-tratégia de modula¸cão vetorial do ∆IMC. Sinais para acionamento dos interruptores de um mesmo bra¸co (Q1A e Q4A), juntamente

com o interruptor Qabda c´elula ∆ no est´agio retificador. . . 208

Figura 4.21 Resultados experimentais com a implementa¸cão da es-tratégia de modula¸cão vetorial do ∆IMC. Sinais para acionamento dos interruptores da célula ∆ e dos interruptores superiores da es-trela. . . 209 Figura 4.22 Resultados experimentais com a implementa¸cão da

es-tratégia de modula¸cão vetorial do ∆IMC. Sinais para acionamento dos interruptores da célula ∆. . . 210 Figura 4.23 Resultados experimentais com a implementa¸cão da

es-tratégia de modula¸cão vetorial do ∆IMC. Sinais para acionamento dos interruptores do conversor. . . 210 Figura 4.24 Resultados experimentais com a implementa¸cão da

(24)

dos interruptores do conversor. . . 211 Figura 4.25 Resultados experimentais do ∆IMC. Correntes

ins-tantˆaneas no est´agio retificador. . . 212 Figura 4.26 Resultados experimentais do ∆IMC. Correntes

ins-tantˆaneas no est´agio retificador. . . 213 Figura 5.1 Topologia do conversor matricial unidirecional com

in-terruptores integrados em ∆. . . 215 Figura 5.2 Realiza¸c˜ao do conversor matricial unidirecional com

interruptores integrados em ∆ com a utiliza¸c˜ao de MOSFET de SiC. . . 216 Figura 5.3 Realiza¸c˜ao do conversor matricial unidirecional com

interruptores integrados em ∆ com a utiliza¸cão de interruptores IGBT.. . . 216 Figura 5.4 Estados de comuta¸cão para o estágio retificador da

topologia do conversor matricial unidirecional com interruptores integrados em ∆. . . 219 Figura 5.5 Sequência de aplica¸cão dos vetores para o estágio

re-tificador da topologia do conversor matricial unidirecional com interruptores integrados em ∆. . . 221 Figura 5.6 Resultados de simula¸c˜ao das correntes na fonte e carga.

Corrente de fase terminal a da máquina juntamente com o res-pectivos sinais proporcionais à tensão de fase. (b) Corrente e sinal proporcional à tensão na rede elétrica da fase r. (c) Corren-tes trifásicas injetadas na rede assim como as correntes trifásicas drenadas da máquina. . . 223 Figura 5.7 Resultados de simula¸cão das correntes de sa´ıda do

con-versor. Corrente de sa´ıda do terminal A e o respectivo valor médio quase instantâneo desta. (b) Corrente e sinal proporcio-nal à tensão na rede elétrica da fase r para a condi¸cão de 7, 5 kW. (c) Correntes trifásicas injetadas na rede para as especifica¸cões propostas. . . 225 Figura 5.8 Resultados de simula¸cão para correntes e tensões

sin-tetizadas pelo conversor indireto. (a) Correntes de fase a da m´aquina, corrente de fase injetada na rede ir e os respectivos

sinais em eixos dq. (b) Tensões resultantes da fase a do gerador, assim como a tensão de fase r da rede elétrica e os respectivos sinais em eixos dq. . . 226 Figura 5.9 Resultados de simula¸cão para as correntes processadas

(25)

qua-tro quadrante Sab. (b) Corrente no interruptor Sbc (c) Corrente

no interruptor Sca. (d) Corrente na fase a do gerador el´etrico. . 227

Figura 5.10 Resultados de simula¸cão para as correntes processadas nos diodos do estágio retificador. (a) Corrente de fase a do estágio retificador. (b) Corrente nos diodos. . . 228 Figura 5.11 Resultados de simula¸cão para as correntes processadas

no estágio retificador, assim como, as que são injetadas na rede elétrica na ocorrência de um degrau de referência id,ref

m . . . 229

Figura 5.12 Fotografia do protótipo do conversor esparso unidire-cional com interruptores integrados em ∆. (27, 5 × 14 × 9)cm . . . 230 Figura 5.13 Resultados experimentais para a estratégia de modula¸cão

do conversor matricial esparso ∆ unidirecional alimentado em cor-rente. Sinais de acionamento dos interruptores da célula ∆ no estágio retificador. . . 231 Figura 6.1 Potência instantânea trifásica, representada em

sis-tema de coordenadas abc, juntamente com as componentes mo-nofásicas desta. . . 235 Figura 6.2 Potência instantânea trifásica, representada em

sis-tema de coordenadas abc. . . 237 Figura 6.3 Potência instantânea trifásica, representada em

sis-tema de coordenadas αβ. . . 238 Figura 6.4 Potência instantânea trifásica, representada em

sis-tema de coordenadas dq. . . 239 Figura 6.5 Sistema trifásico cujas tensões simétricas e equilibradas

possuem frequência angular variável. (a) Tensões trifásicas em fun¸cão do tempo. (b) Ilustra¸cão do crescimento em rampa da frequência angular que rege este sistema. (c) Tensões em eixos s´ıncronos ortogonais dq para este sistema com ωt variável. . . 240 Figura 6.6 Representa¸cão de um sistema CA/CA cujo intermédio

de conversão de energia é realizado por meio de um conversor matricial indireto alimentado em corrente. . . 241 Figura 6.7 Diagrama com a implementa¸cão da estratégia de

con-trole com emprego da potência ativa instantânea em equil´ıbrio nos terminais de entrada e sa´ıda do conversor matricial indireto. 244 Figura 6.8 Resultado de simula¸cão para o modelo matemático

re-gido pelos valores médios quase-instantâneos do IMC, alimentado em corrente, empregando a estratégia de controle proposta. . . 246 Figura 6.9 Resultado de simula¸cão para o modelo matemático

(26)

em corrente, empregando a estratégia de controle proposta. Cor-rentes no gerador e na rede elétrica em eixos abc e de eixo direto d. . . 247 Figura 6.10 Resultado de simula¸cão para o modelo matemático

re-gido pelos valores médios quase-instantâneos do IMC, alimentado em corrente, empregando a estratégia de controle proposta. (a) Si-nais de erros resultantes dos controladores PI nos eixos s´ıncronos. (b) Corrente de fase de entrada e sa´ıda do sistema. . . 248 Figura 6.11 Resultado de simula¸cão para a corrente elétrica da fase

a do gerador elétrico, com a sobreposi¸cão dos sinais resultantes do circuito comutado e do modelo matemático equivalente à este.248 Figura 6.12 Resultado de simula¸cão para a corrente elétrica da fase

r da rede comercial, com a sobreposi¸cão dos sinais resultantes do circuito comutado e do modelo matemático equivalente à este. . . 249 Figura 6.13 Resultado de simula¸cão para as corrente elétricas do

gerador em coordenadas dq, com a sobreposi¸c˜ao dos sinais resul-tantes do circuito comutado e do modelo matem´atico equivalente `

a este. . . 250 Figura 6.14 Resultado de simula¸c˜ao para as corrente el´etricas na

rede comercial em coordenadas dq, com a sobreposi¸cão dos si-nais resultantes do circuito comutado e do modelo matemático equivalente à este. . . 250 Figura A.1 Representa¸cão do valor médio quase instantâneo hxi_T

S

de um sinal x(t) dentro do per´ıodo TS. . . 287

Figura A.2 Ilustra¸cão das fun¸cões de modula¸cão e comuta¸cão para interruptores Tuγ, com u,γ ∈ {1, 2, 3}. . . 289

Figura A.3 Rela¸c˜ao entre eixos αβ (stationary axes) e eixos abc em um mesmo plano, neste caso as grandezas constam no plano αβ. . . 290 Figura A.4 Proje¸c˜oes no espa¸co vetorial da Tranformada αβγ

com-parativamente ao sistema original em abc. . . 290 Figura A.5 Rela¸c˜ao entre eixos αβ (stationary axes) juntamente

com os eixos dq (synchronous axes) e eixos abc. . . 292 Figura A.6 Rela¸cão de transforma¸cão entre arranjos de impedância

em conex˜ao Y e ∆. . . 294 Figura B.1 Topologia do conversor matricial convencional. . . 297 Figura B.2 Interruptores de quatro quadrantes resultantes da

as-socia¸cão de diodos e IGBTs. . . 298 Figura B.3 Constitui¸cão do módulo EUPEC FM35R12KE3ENG

(27)

de 35A e 1200V o qual propõe a realiza¸cão completa do conversor matricial convencional – CMC, por meio de interruptores IGBT e diodos. . . 298 Figura B.4 Fotografia do módulo de IGBT com a realiza¸cão

com-pleta do CMC. Neste caso, a fotografia apresenta uma visão com a descri¸cão da arquitetura interna deste módulo [4]. . . 299 Figura B.5 Fotografia de um módulo comercial com a realiza¸cão

completa do CMC com interruptores IGBT de 1400 V e 600 A. 299 Figura B.6 Circuitos do CMC os quais negligenciam as duas leis

de comuta¸cão desta topologia. (a) Ocorrência de curto–circuito do capacitor de entrada. (b) Circuito aberto com obstru¸cão de um caminho de circula¸cão das correntes de carga. . . 301 Figura B.7 Topologia idealizada do conversor matricial

convencio-nal empregando interruptores SPTT (Single-Pole-Triple-Throw ).303 Figura B.8 Fun¸c˜ao de comuta¸c˜ao para cada SPTT

(Single-Pole-Triple-Throw ). . . 304 Figura B.9 Filtro de entrada LC para o conversor matricial

con-vencional. . . 306 Figura B.10 Circuito grampeador para prote¸c˜ao do CMC [5] . . . 308 Figura B.11 Circuito grampeador inserido no CMC. Este circuito

emprega somente 6 diodos adicionais. . . 308 Figura B.12 Dispositivos varistor conectados entre os terminais de

entrada e sa´ıda do CMC. . . 309 Figura C.1 Topologia do conversor matricial indireto o qual

em-prega uma realiza¸c˜ao por meio de interruptores IGBT. . . 313 Figura C.2 Topologia do conversor matricial indireto composto por

dispositivos RB-IGBT. . . 314 Figura C.3 Realiza¸c˜ao de um IMC com base em m´odulos

comer-ciais, os quais s˜ao compostos por dois transistores IGBT com os respectivos diodos em antiparalelo. . . 314 Figura C.4 Circuito de Prote¸c˜ao para o IMC. . . 315 Figura D.1 Topologia de um Conversor Matricial Indireto com

inversão de polaridade da tensão aplicada no barramento CC fict´ıcio. . . 320 Figura D.2 Fluxo da corrente para o estágio retificador de tensão

nos conversores matriciais esparsos h´ıbridos. . . 320 Figura D.3 Fluxo da corrente para o est´agio inversor de tens˜ao nos

(28)

Figura D.4 Sinais de comando dos interruptores r´apidos e lentos de um bra¸co do est´agio conectado na carga. . . 322 Figura D.5 Topologia esparsa bidirecional composta por 12

tran-sistores aliando IGBT e tiristor. . . 323 Figura D.6 Topologia esparsa bidirecional composta por 9

transis-tores aliando IGBT e tiristor. . . 323 Figura D.7 Topologia esparsa unidirecional composta por 9

tran-sistores aliando IGBT e tiristor. . . 323 Figura D.8 Topologia esparsa unidirecional composta por 6

tran-sistores aliando IGBT e tiristor. . . 324 Figura E.1 Topologia idealizada para o IMC e tamb´em para o

∆IMC. (a) Topologia. (b) Interruptor de quatro quadrantes o qual foi concebido pela associa¸cão de dois interruptores MOS-FETs conectados por meio do terminal source comum. (b) Inter-ruptor bidirecional em corrente o qual é realizável por um MOS-FET com o respectivo diodo em anti-paralelo (diodo natural deste interruptor). . . 329 Figura E.2 Diagrama vetorial do estágio retificador e também do

estágio inversor para o IMC e para o ∆IMC. . . 330 Figura E.3 Diagrama de blocos com as informa¸cões que são

es-timadas para determina¸c˜ao das perdas globais nos dispositivos semicondutores. . . 332 Figura E.4 Caracter´ıstica est´atica do interruptor de SiC CMF2012D,

a qual representa a express˜ao (E.2) . . . 335 Figura E.5 Diagrama de tens˜ao e de corrente de um interruptor

MOSFET genérico, com destaque ao ponto de tensão de pinch-off deste. . . 336 Figura E.6 Caracter´ıstica dinâmica de (a) entrada em condu¸cão

e (b) de bloqueio do interruptor de SiC CMF2012D as quais re-presentam a express˜ao (E.3) com os coeficientes da Tabela E.3.

. . . 338 Figura E.7 Diagrama de blocos com o algoritmo b´asico que

geren-cia as simula¸cões no intuito de conceber um conversor estático com elevada densidade de potência, assim como elevado rendimento. . 343 Figura E.8 Representa¸cão de um sistema de microgera¸cão

conec-tado à rede elétrica comercial, no qual, a conversão de energia é efetivada por meio de um conversor matricial trifásico alimentado em corrente. . . 344

(29)

Figura E.9 Caracter´ıstica de potência de um aerogerador em fun¸cão da frequência s´ıncrona (fm). . . 345

Figura E.10 Caracter´ıstica est´atica do interruptor de IGBT qual representa a express˜ao (E.2) . . . 346 Figura F.1 Topologia de um Conversor Matricial H´ıbrido. . . 350 Figura F.2 Topologia de um Conversor Matricial H´ıbrido . . . 350 Figura F.3 Topologia de um conversor matricial indireto

empre-gando os conceitos de Fonte-T. . . 351 Figura F.4 Topologia de um conversor matricial indireto

empre-gando os conceitos de Fonte-Z. . . 351 Figura G.1 Topologia de um Conversor Matricial Multin´ıvel. . . 358 Figura G.2 Circuitos equivalentes da c´elula H que causam carga

ou descarga do capacitor desta, assim como, (c) by-pass da célula e (d) circuito aberto. . . 360 Figura G.3 Topologias DMMC e distintas realiza¸cões. (a) Submódulo

de meia ponte (HB–SM). (b) Submódulo em ponte completa (FB– SM). (c) Associa¸cão série de submódulos para a composi¸cão de um ramo. (d) Conversor CA–CC com submódulos HB. (e) DSFB. (f) M3C. (g) Hexverter. . . 362 Figura G.4 Conversor CA-CA multin´ıvel de conversão direta

em-pregando associa¸cão série de células H o qual é denominado como Hexagon [6]. . . 363 Figura G.5 Topologia de um conversor matricial composto por

m´odulos de CMC de 3×2 fases. . . 365 Figura G.6 Topologia de um Conversor Matricial Multin´ıvel

com-posto por m´odulos de CMC de 3×2 fases e transformador defasa-dor. . . 366 Figura H.1 Topologia do conversor matricial indireto com

inter-ruptores integrados em ∆ considerando realiza¸cão ideal. . . 369 Figura H.2 Estado topológico de um IMC no qual poderá ocorrer

uma comuta¸cão do tipo ZVS nos interruptores do estágio retifi-cador. . . 371 Figura H.3 Estado topológico de um IMC no qual poderá ocorrer

(30)

(31)

Lista de Tabelas

Tabela 2.1 Estados de comuta¸cão para o estágio inversor do VLBBC. 63 Tabela 2.2 Estados de comuta¸cão do estágio retificador do CLBBC. 65 Tabela 2.3 Resumo de Conversores Back-to-Back. . . 68 Tabela 2.4 Resumo das informa¸cões qualitativa e quantitativa dos Conversores Matriciais Esparsos. . . 110 Tabela 2.5 Sumário com análise comparativa entre topologias de conversores matriciais com base no ganho de tensão entrada–sa´ıda e suas respectivas estratégias de modula¸cão que constam na litera-tura. . . 116 Tabela 2.6 Lista de empresas que empregam ou publicaram pesqui-sas acerca de conversores matriciais, ou então, utilizam os conceitos destes no portfólio dos seus produtos. Baseado em [7] e atualizado até 2015. . . 119 Tabela 3.1 Especifica¸cões para averigua¸cão do modelo médio do con-versor matricial indireto alimentado em corrente. . . 143 Tabela 3.2 Especifica¸cões para averigua¸cão do modelo médio do con-versor matricial indireto alimentado em corrente. . . 151 Tabela 3.3 Estados de comuta¸cão pertencentes à cada setor para a estratégia de modula¸cão vetorial Tipo I. . . 159 Tabela 3.4 Estados de comuta¸cão pertencentes à cada setor para a estratégia de modula¸cão vetorial Tipo II. . . 161 Tabela 3.5 Estados de comuta¸cão pertencentes a cada setor para a estratégia de modula¸cão vetorial Tipo III. . . 162 Tabela 3.6 Perdas em comuta¸cão para as estratégias de modula¸cão propostas considerando uma realiza¸cão do IMC com interruptores MOSFET de SiC. . . 172 Tabela 4.1 Estados de comuta¸cão referentes ao estágio inversor do ∆IMC com base aos vetores que estes sintetizam e a tensão ins-tantânea aplicada ao barramento CC fict´ıcio. . . 186 Tabela 4.2 Estados de comuta¸cão para estágio retificador da topo-logia ∆IMC, alimentado em corrente. . . 188 Tabela 4.3 Estados de comuta¸cão para estágio retificador da topo-logia ∆IMC, alimentado em corrente. . . 191 Tabela 4.4 Especifica¸cões gerais para o protótipo do ∆IMC bidire-cional com interruptores MOSFET. . . 199

(32)

Tabela 5.1 Tensões reversas dos interruptores normalizadas em fun¸cão da tensão de barramento para as seis regiões do ciclo de alimenta¸cão. Para cada região ressalta-se a informa¸cão dos diodos que estão ha-bilitados para entrar em condu¸cão desconsiderando a a¸cão dos in-terruptores controlados. . . 220 Tabela 5.2 Especifica¸cões gerais do protótipo ∆IMC unidirecional. 222 Tabela 6.1 Especifica¸cões gerais. . . 236 Tabela 6.2 Expressões para determina¸cão das potências ativas e re-ativas instantâneas para distintas representa¸cões. . . 239 Tabela 6.3 Especifica¸cões para pondera¸cão da estratégia de controle com base no equil´ıbrio da potência instantânea. . . 245 Tabela A.1Ganhos empregados para as transformadas e as respec-tivas caracter´ısticas propiciadas. . . 291 Tabela B.1Os 27 estados de comuta¸cão fact´ıveis ao conversor CMC considerando as respectivas restri¸cões de comuta¸cão. . . 305 Tabela D.1Resumo das informa¸cões qualitativa e quantitativa dos Conversores Matriciais Esparsos. . . 324 Tabela E.1Estados de comuta¸cão para estágio inversor das topolo-gias IMC e ∆IMC. . . 331 Tabela E.2Parâmetros obtidos das energia envolvida na entrada em condu¸cão e no bloqueio de um interruptor CMF2012 para distintos valores de vds e id. . . 337

Tabela E.3Coeficientes para a expressão (E.3) tanto para a entrada em condu¸cão quanto para o bloqueio do interruptor CMF2012. . . . 338 Tabela E.4Parâmetros obtidos para o ponto de máxima potência de um aerogerador. . . 345 Tabela F.1Sumário com análise comparativa entre topologias de conversores matriciais com base no ganho de tensão entrada–sa´ıda.352 Tabela H.1Estados de comuta¸cão do estágio retificador. . . 373 Tabela H.2Estados de comuta¸cão do estágio inversor. . . 373

(33)

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

CC Corrente Cont´ınua . . . 43 CA Corrente Alternada . . . 44 MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect . . . 45 IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor . . . 45 GaN Nitreto de G´alio . . . 45 SiC Carbeto do S´ılicio . . . 45 BBC Back-to-Back Converter . . . 61 VLBBC Voltage Link Back-to-Back Converter . . . 61 CLBBC Current Link Back-to-Back Converter . . . 61 VSI Voltage Source Inverter . . . 61 VSC Voltage Source Converter . . . 61 CMC Conventional Matrix Converter . . . 71 RB-IGBT Reverse Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor . . . . 71 DTC Direct Torque Control . . . 89 IMC Indirect Matrix Converter . . . 92 SIN Sistema Interligado Nacional . . . 125 MPPT Maximum Power Point Tracking . . . 242 HMC Hybrid Matrix Converter . . . 349 HIMC Hybrid Indirect Matrix Converter . . . 349 UPS Uninterruptible power supply . . . 349 MLMC Multilevel Matrix Converter . . . 357 DMMC Direct Modular Multi-Level Converter . . . 361

(34)

(35)

LISTA DE S´IMBOLOS

Vp,x Valor m´aximo da tens˜ao no referencial do sistema x . . . 45

Ip,x Valor m´aximo da corrente no referencial do sistema x . . . 45

ωx Frequˆencia angular no referencial do sistema x . . . 45

Ip Valor pico da corrente . . . 67

ϕ2 ˆangulo entre as componentes fundamentais de tens˜ao e

cor-rente – Fator de deslocamento . . . 67 m Índice de modula¸cão. . . 67 [SM] Matriz de modula¸cão do conversor matricial . . . 75

θ Razão de transferência de fase de conversores matriciais ali-mentados em tensão. . . 84 ϕm Defasamento entre as componentes fundamentais de tensão

e corrente na máquina elétrica. . . 84 ϕg Defasamento entre as componentes fundamentais de tensão

e corrente na rede elétrica. . . 84 q Ganho de tensão do conversor matricial alimentado em tensão. 85 muγ Fun¸cão de modula¸cão entre os terminais u e γ . . . 303

(36)

DEFINIÇ ÕES PARA NOTAÇ ÕES DAS GRANDEZAS

x, x(t) Sinal variante no tempo X

Componente CC ou de grande sinais. Valor efi-caz de grandezas em CA. Valor m´edio de gran-dezas em CC.

˜

x Componente CA de pequenos sinais

~

x, ~x(t) Vetor espacial variante no tempo x∗ , xref Valor de referência para o sinal x sij Fun¸cão de modula¸cão do interruptor Sij

hxi_{T s} , ¯x Valor m´edio quase-instantˆaneo do sinal x no per´ıodo Ts

(37)

Sum´ario

1 INTRODUÇ ÃO GERAL . . . 41 1.1 CONTEXTUALIZAÇ ÃO . . . 41 1.2 MOTIVAÇ ÃO . . . 45 1.3 OBJETIVOS . . . 47 1.4 METODOLOGIA E ESTRUTURA ORGANIZACIONAL . . . 48 1.5 OBJETIVOS E CONTRIBUIÇ ÕES . . . 50 2 REVIS ÃO BIBLIOGR ÁFICA: CONVERSORES

MA-TRICIAIS TRIF ÁSICOS . . . 53 2.1 INTRODUÇ ÃO . . . 53 2.2 METODOLOGIA . . . 54 2.3 A CONVERS ÃO DE ENERGIA EL ÉTRICA ENTRE

DIS-TINTOS SISTEMAS EM CA . . . 55 2.3.1 Resenha dos Conversores Back-to-Back – BBC . . . 68 2.4 TOPOLOGIAS CONVENCIONAIS DE CONVERSORES

MATRICIAIS . . . 69 2.4.1 Conversor Matricial Convencional . . . 70 2.4.1.1 Princ´ıpio de Funcionamento . . . 73 2.4.1.2 Estratégias de Comuta¸cão . . . 75 2.4.1.3 Estratégias de Modula¸cão . . . 79 2.4.1.4 Conversor Matricial Unidirecional . . . 89 2.4.1.5 Conversor Matricial de Onda Completa . . . 91 2.4.2 Conversor Matricial Indireto . . . 92 2.4.2.1 Estratégia de modula¸cão vetorial . . . 96 2.4.3 Conversores Matriciais Indiretos Esparsos . . . 106 2.4.4 Conversores Matriciais de 3 N´ıveis . . . 112 2.4.5 Resenha dos Conversores Matriciais Trifásicos . . . 115 2.5 OUTROS CONVERSORES MATRICIAIS . . . 116 2.6 APLICAÇ ÕES DE CONVERSORES MATRICIAIS . . . 117 2.7 REVIS ÕES . . . 120 2.8 CONCLUS ÃO . . . 126 3 CONVERSORES MATRICIAIS INDIRETOS

ALIMEN-TADOS EM CORRENTE . . . 129 3.1 INTRODUÇ ÃO . . . 129 3.2 APLICAÇ ÕES FACT´ıVEIS DOS CONVERSORES

MATRI-CIAIS ALIMENTADOS EM CORRENTE . . . 130 3.3 CONVERSOR MATRICIAL INDIRETO ALIMENTADO EM

(38)

3.4 MODELOS EST ÁTICOS E DIN ÂMICOS . . . 137 3.4.1 Conceitos Fundamentais . . . 137 3.4.2 Determina¸cão do Modelo por Valores Médios Quase–

Instantâneos . . . 138 3.4.3 Análise do conversor matricial conectado à rede

elétrica . . . 145 3.5 ESTRAT ÉGIAS DE MODULAÇ ÃO . . . 153 3.5.1 Estratégia de modula¸cão para o IMC - Tipo I . . . 158 3.5.2 Estratégia de modula¸cão para o IMC - Tipo II . . . 160 3.5.3 Estratégia de modula¸cão para o IMC - Tipo III e IV162 3.5.4 Análise das Perdas nos Semicondutores . . . 163 3.6 PROPOSIÇ ÃO DE TOPOLOGIAS DE MATRICIAIS

IN-DIRETOS ALIMENTADAS EM CORRENTE. . . 172 3.6.1 Topologias em Estrela . . . 174 3.6.2 Topologias em Delta(∆) . . . 178 3.7 CONCLUS ÃO . . . 180 4 CONVERSOR MATRICIAL BIDIRECIONAL ∆ . . . . 183 4.1 INTRODUÇ ÃO . . . 183 4.2 AN ÁLISE EST ÁTICA . . . 185 4.3 ESTRAT ÉGIAS DE MODULAÇ ÃO VETORIAL . . . 193 4.4 RESULTADOS DE SIMULAÇ ÃO E EXPERIMENTAIS . . . . 199 4.4.1 Resultados de Simula¸cão . . . 202 4.4.2 Resultados Experimentais . . . 205 4.5 CONCLUS ÃO . . . 213 5 CONVERSOR MATRICIAL ESPARSO

UNIDIRECI-ONAL ∆ . . . 215 5.1 INTRODUÇ ÃO . . . 215 5.2 AN ÁLISE EST ÁTICA . . . 216 5.3 RESULTADOS DE SIMULAÇ ÃO . . . 222 5.4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 229 5.5 CONCLUS ÃO . . . 232 6 ESTRAT ÉGIA DE CONTROLE BASEADA NA

TE-ORIA DE POT ÊNCIA INSTANT ÂNEA . . . 233 6.1 INTRODUÇ ÃO . . . 233 6.2 CONCEITOS E DEFINIÇ ÕES . . . 234 6.3 CONCEPÇ ÃO DA ESTRAT ÉGIA DE CONTROLE . . . 241 6.4 RESULTADOS DE SIMULAÇ ÃO . . . 245 6.5 CONCLUS ÃO . . . 251 7 CONCLUS ÃO . . . 253 Metodologia na Apresenta¸cão das Publica¸cões . . . 257 REFER ÊNCIAS . . . 259

(39)

AP ÊNDICE A -- Defini¸cões, Conven¸cões e Conceitos Per-tinentes . . . 287 AP ÊNDICE B -- Conversor Matricial Convencional – CMC297 AP ÊNDICE C -- Conversor Matricial Indireto – IMC . . . 313 AP ÊNDICE D -- Conversor Matricial Indireto Esparso . 319 AP ÊNDICE E -- Conversor Matricial Indireto Delta –

∆IMC . . . 329 AP ÊNDICE F -- Conversor Matricial H´ıbrido . . . 349 AP ÊNDICE G -- Conversor Matricial Multin´ıvel – MLMC357 AP ÊNDICE H -- Estratégia de Modula¸cão Vetorial para

o IMC . . . 369 ANEXO A -- Publica¸c˜oes resultantes do doutorado . . . 377

(40)

(41)

39

1 INTRODUÇ ÃO GERAL 1.1 CONTEXTUALIZAÇ ÃO

Desde a antiguidade o ser humano emprega as fontes de energia, dispon´ıveis na natureza, com o intuito de que estas lhe auxiliem na execu¸cão de suas tarefas diárias. A energia elétrica, por exemplo, atu-almente é uma modalidade imprescind´ıvel à sociedade moderna na me-dida em que concede o bem-estar e o conforto ao ser humano. Destaca-se também que o desenvolvimento sócio-econômico de uma na¸cão pode ser mensurado com base em indicativos de gera¸cão e consumo de energia elétrica, na qual os pa´ıses sócio-econômico desenvolvidos são os maiores geradores e consumidores. Contudo, o processo de gera¸cão e consumo de energia elétrica engloba impactos ambientais acentuados, pois os principais insumos energéticos empregados, atualmente no planeta, são petróleo, gás natural e carvão. Esta base energética global pode influ-enciar em impactos ambientais e, por consequência, podem vir a causar altera¸cões climáticas no planeta Terra. Com o intuito de reduzir estes impactos ambientais, destaca-se a gera¸cão de energia elétrica a partir de fontes alternativas de energia renováveis.

Analisando as diversas fontes renováveis pass´ıveis de serem in-seridas na matriz energética, e direcionadas à compatibiliza¸cão da ex-pansão da oferta de energia com o intuito de mitigar impactos ambien-tais acentuados, destacam-se: energia eólica (energia cinética conduzida por massas de ar da atmosfera), energia hidrocinética (energia cinética conduzida por massas de água em rios e oceanos), energia solar fotovol-taica (energia elétrica obtida pela conversão direta da luz em energia – Efeito Fotovoltaico), etc.

Considerando somente as fontes renováveis de energia a partir de geradores elétricos (eólica e hidrocinética) destaca-se que o processo de compatibiliza¸cão de energia entre o gerador e a rede elétrica é, ge-ralmente, desempenhado por conversores estáticos de potência. Estes viabilizam drenar energia da máquina e injetar na rede elétrica, com o intuito de maximizar o rendimento deste processo [8, 9]. Os geradores, geralmente, são trifásicos e suas grandezas elétricas de tensão e corrente são, idealmente, simétricas e equilibradas. A frequência angular deste sistema elétrico é regida pela velocidade rotórica e esta é, tipicamente, variável para conferir alta eficiência. A rede elétrica comercial, por sua vez, também idealmente apresenta tensões simétricas e equilibradas, contudo a frequência angular é fixa. A compatibiliza¸cão de frequências

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40 1. Introdu¸c˜ao Geral

angulares distintas pode ser solucionada com o emprego de conversores est´aticos de potˆencia.

Portanto, a Eletrônica de Potência propicia a conversão de ener-gia elétrica entre sistemas distintos, visando a maximiza¸cão tanto do rendimento quanto da qualidade de energia elétrica [8, 10–14]. Os con-versores estáticos de potência são constitu´ıdos, em essência, por ele-mentos de armazenamento de energia (capacitores e indutores) e dis-positivos semicondutores (interruptores).

Destaca-se que os interruptores, idealmente, apresentam impe-dância nula no estado de condu¸cão e por outro lado, impedância infinita no estado de bloqueio, assim como, a capacidade de operar em elevada frequência de comuta¸cão. Neste sentido, as perdas por condu¸cão e comuta¸cão destes dispositivos poderiam ser contabilizadas como nu-las. Contudo, na realidade, os interruptores apresentam caracter´ısticas estáticas e dinâmicas que influenciam na opera¸cão do conversor e, por consequência, contribuem para a redu¸cão do rendimento.

Os interruptores, quando no estado de condu¸cão, possuem pa-râmetros elétricos de queda de tensão que são dependentes e/ou in-dependentes dos n´ıveis de corrente e tensão processados – definem-se estes na composi¸cão das perdas por condu¸cão. Além disso, de acordo com a constitui¸cão da topologia, ponto de opera¸cão e estratégias de modula¸cão, os interruptores poderão apresentar perdas no instante da comuta¸cão, ou seja, no instante da entrada em condu¸cão ou no bloqueio poderá ocorrer o produto de tensão e de corrente instantânea não nulos neste dispositivo – definem-se estas como perdas por comuta¸cão.

Ressalta-se também, os intervalos de entrada em condu¸cão e de bloqueio destes interruptores, os quais são vinculados ao material semicondutor e aos processos de fabrica¸cão e, por consequência, da fam´ılia/gera¸cão destes. Aliado a isso, destaca-se também que a cons-titui¸cão da topologia, ponto de opera¸cão e a estratégia de modula¸cão empregada influenciam nos intervalos de entrada em condu¸cão e de bloqueio dos interruptores de estado sólido e, consequentemente, nas respectivas perdas.

Portanto, perdas por comuta¸cão e por condu¸cão devem ser mini-mizadas com o intuito de maximizar o rendimento do conversor estático de potência. De mesma relevância, almeja-se também elaborar con-versores com reduzida rela¸cão peso/volume/custo, ou seja, converso-res estáticos ultra-compactos. As principais alternativas neste sentido são a escolha de estratégias de modula¸cão de topologias preeminen-tes, assim como, a sele¸cão de dispositivos semicondutores com reduzi-dos parâmetros de perdas e com a capacidade de operar sob elevadas

(43)

1.1 Contextualiza¸c˜ao 41

frequˆencias de comuta¸c˜ao [15–18].

Destaca-se que métodos de otimiza¸cão são uma tendência acerca da gestão de processos, bem como da elabora¸cão de projetos na área da engenharia. Desta forma, propõe-se uma melhor utiliza¸cão dos re-cursos materiais, assim como, de técnicas para uma busca racional dos melhores ´ındices de desempenho em fun¸cão de um determinado objetivo global respeitando as limita¸cões e restri¸cões envolvidas. Na Teoria de Eletrônica de Potência as figuras de mérito como perdas, peso, volume, custo, robustez e complexidade de implementa¸cão são comumente enal-tecidas em projetos otimizados de conversores estáticos de potência. Com base nestas figuras de mérito, ou demais critérios, é poss´ıvel pon-derar o emprego de determinadas arquiteturas de conversores estáticos, assim como, orientar as linhas de dimensionamento destas topologias para cada aplica¸cão.

Neste contexto, por exemplo, a utiliza¸cão de estratégias de mo-dula¸cão com comuta¸cão suave viabilizam o aumento da frequência de comuta¸cão dos conversores estáticos e, consequentemente, propiciam o projeto destes com reduzido peso e volume. Em contrapartida, es-tratégias de modula¸cão com comuta¸cão suave, geralmente, possuem n´ıvel de implementa¸cão complexo quando comparadas às solu¸cões que não empregam este artif´ıcio. Ressalta-se também que em determina-das topologias os circuitos de aux´ılio à comuta¸cão aumentam as perdas em condu¸cão e, desta forma, o rendimento global do conversor é si-miliar tanto para estratégias com comuta¸cão suave ou não. Assim, é necessário buscar um equil´ıbrio entre as figuras de mérito e ponderar a viabilidade de implementa¸cão para cada aplica¸cão dos conversores estáticos de potência.

Na Figura 1.1.(a) descrevem-se as modalidades de conversão de energia elétrica por meio de conversores estáticos de potência. Neste caso, várias arquiteturas são resultantes deste diagrama com base nas especifica¸cões de entrada e de sa´ıda do conversor estático. Neste sen-tido, por exemplo, a partir de uma fonte de energia em corrente cont´ınua – CC, um carregador de baterias realizará a conversão de um sistema, originalmente, em CC, para outro n´ıvel CC. Neste caso é poss´ıvel em-pregar somente um estágio de conversão de energia.

Por outro lado, considerando uma fonte de alimenta¸cão em cor-rente alternada – CA, almeja-se conceber um sistema de acionamento, com regula¸cão da velocidade rotórica, de um motor de indu¸cão trifásico. Assim, com base na Figura 1.1.(a) pode-se partir de um sistema em CA (V1e f1) e converter este para CC e, finalmente, retornar para CA (V2

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e f2). Esta solu¸c˜ao CA/CA1 empregaria, no m´ınimo, dois est´agios,

ou seja, seria um sistema CA–CC–CA. Outra alternativa seria o em-prego de um conversor direto de CA para CA, sem que seja necessário o estágio intermediário em CC. Esta última proposta é mais relevante quando o projeto do sistema de conversão de energia é orientado na minimiza¸cão das figuras de mérito de peso e volume. Além disso, a ausência de estágios intermediários pode significar menor quantidade de dispositivos em série no caminho de circula¸cão de corrente, e por consequência, menores perdas em condu¸cão.

Figura 1.1 – Conceitos para pondera¸cão da Teoria da Eletrônica de Potência. (a) Modalidades de conversão de energia elétrica com base na teoria da Eletrônica de Potência, conforme [1]. (b) Tendências acerca dos critérios (figuras de mérito) para projetos otimizados de conversores estáticos de potência, com base em [2].

´

E importante frisar que a sinergia das figuras de mérito, na ori-enta¸cão das linhas de dimensionamento dos conversores estáticos de potência, deve culminar na busca de um objetivo global, e não em pon-tos de máximos/m´ınimos individuais destes ´ındices de desempenho. As-sim, conforme demonstra a Figura 1.1.(b), que ilustra alguns exemplos de figuras de mérito, geralmente utilizadas em Eletrônica de Potência, a linha de projeto e dimensionamento de um conversor estático ou da pondera¸cão do desempenho deste é a condensa¸cão destas figuras de mérito para um ponto de máximo/m´ınimo global.

Ressalta-se também que com a evolu¸cão de materiais e métodos, as tendências acerca do desempenho das figuras de mérito ou dos pro-cedimentos que guiam o projeto e o dimensionamento dos conversores, podem convergir para pontos ótimos globais distintos dos atuais. As-sim, por exemplo, com o passar de anos, um diagrama que ponderava as

1_{Quando emprega-se a nomenclatura CA/CA observa-se somente os terminais de}

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1.2 Motiva¸c˜ao 43

figuras de mérito de um conversor estático pode ser remapeado e, por-tanto, reconsiderar determinadas topologias ou ´ındices de desempenho os quais não eram solu¸cões competitivas, mas que atualmente são rele-vantes. O advento do tiristor, assim como, posteriormente do transistor Bipolar e na sequência dos interruptores MOSFET e IGBT exempli-ficam estas readequa¸cões. Neste contexto, atualmente, destaca-se os interruptores de estado sólido a base de Nitreto de Gálio (GaN) [19] e Carbeto de Sil´ıcio (SiC) os quais, em determinadas aplica¸cões, podem até mesmo dispensar o uso de técnicas de comuta¸cão suave ou superar frequências de comuta¸cão na ordem de 1 MHz, critérios estes insólitos há alguns anos.

1.2 MOTIVAC¸ ˜AO

Na conversão de energia eletronicamente processada, ou seja, ba-seada em conversores estáticos de potência, destacam-se as aplica¸cões CA/CA. Neste caso, a fonte de suprimento é em corrente alternada assim como a carga, contudo com n´ıveis distintos de tensão, corrente e frequência nos terminais de entrada-sa´ıda do conversor estático. Este tipo de conversão de energia é empregada em acionamento de máquinas elétricas, gera¸cão de energia elétrica a partir de aerogeradores, com-pensa¸cão de energia reativa em redes elétricas de baixa tensão, aqueci-mento indutivo CA, etc.

Figura 1.2 – Representa¸cão em diagrama de blocos de um sistema de conversão CA-CA baseado na Teoria da Eletrônica de Potência.

Neste contexto, a Figura 1.2 ilustra em diagrama de blocos um sistema da conversão CA-CA de energia elétrica, baseada na Teoria de Eletrônica de Potência. Este sistema é suprido por uma rede trifásica simétrica e balanceada, representada por [Vg], operando com frequência

angular (ωg). A carga, por sua vez, também é trifásica e considerada

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(ωm). Ressalta-se que ambas as frequˆencias angulares podem ser

dis-tintas, ou seja, enquanto o est´agio de entrada opera em (ωg), o de sa´ıda

funciona com (ωm).

Como mencionado anteriormente, a conversão CA/CA eletroni-camente processada possui várias arquiteturas ou arranjos de conver-sores. Neste sentido, esta pode ser direta, ou seja, por meio de único estágio de potência, ou de múltiplos estágios. Estas configura¸cões de múltiplos estágios pode ser um sistema CA–CC–CA (com estágio in-termediário CC), CA–CC–CC–CA (com estágio intermediário empre-gando conversor CC–CC ) e, até mesmo, CA–CC–CA–CC–CA (com estágio CC empregando conversor isolado em alta frequência). Neste sentido, observa-se que a conversão direta é mais compacta do que em compara¸cão às solu¸cões de múltiplos estágios. Assim, a conversão di-reta CA–CA é mais interessante, pois preliminarmente, possui menores perdas em condu¸cão, assim como elevada densidade de potência.

A taxa de falha ou robustez de um conversor estático também pode ser classificada como uma figura de mérito na orienta¸cão de um projeto ou dimensionamento, assim como na pondera¸cão acerca da vi-abilidade de utiliza¸cão de uma topologia. Neste sentido, destaca-se que capacitores eletrol´ıticos empregados em sistemas CA-CC-CA são elementos que apresentam um final de vida útil precoce, como demons-tram pesquisas sobre a vida útil de destes dispositivos conectados no barramento CC de conversores estáticos de potência [20].

Portanto, orienta-se o foco de investiga¸cão em topologias que propiciam a conversão CA–CA de forma direta, ou seja, sem estágios intermediários de armazenamento de energia.

Segundo [7], topologias de conversores estáticos autocomutados, empregados na conversão entre sistemas CA/CA, e que proporcionem a transforma¸cão simultânea de amplitude e frequência de tensão/corrente de sistemas polifásicos, sem o emprego de elementos intermediários de armazenamento de energia, são classificados como conversores matrici-ais. Em outra abordagem [4], o conversor matricial é composto por um arranjo de interruptores controlados que, coerentemente comandados, viabilizam a sintetiza¸cão de tensões de sa´ıda com amplitude e frequência desejadas, enquanto as correntes drenadas da rede de alimenta¸cão apre-sentam formas de onda senoidais e com reduzido conteúdo harmônico. Em fun¸cão disso, estas topologias são competitivas no n´ıvel de con-cep¸cão de um sistema de conversão CA–CA de forma direta, visando a minimiza¸cão de figuras de mérito como perdas, volume e custo.

Os conversores matriciais trifásicos são comumente empregados em sistemas CA–CA cuja magnitude da tensão de fornecimento é maior

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1.3 Objetivos 45

do que a tensão processada na carga [4]. Assim, o ganho de tensão de entrada–sa´ıda é inferior à unidade. Não obstante, geralmente, con-versores matriciais são supridos com fontes de alimenta¸cão com carac-ter´ıstica em tensão, enquanto que a carga apresenta comportamento de fonte de corrente. Aliado a isso, estas topologias possuem, usual-mente, a capacidade de reversibilidade no fluxo de potência. Com base neste conceito, de bidirecionalidade do fluxo de energia entrada–sa´ıda, ´

e poss´ıvel conceber um conversor matricial que opere com fontes de ali-menta¸cão em corrente, enquanto que na carga tem-se caracter´ıstica de fonte de tensão [21]. Na literatura, essa conexão de conversores matri-ciais supridos por fontes de alimenta¸cão com caracter´ıstica em corrente foi abordada em [22–27]. Esta notória configura¸cão, que propicia a in-versão da posi¸cão tradicional de carga e fonte, proporciona a concep¸cão de novas e preeminentes topologias de conversores matriciais trifásicos, sendo esta a principal linha de atua¸cão desta tese de doutorado.

Destaca-se que as topologias derivadas do estudo desta tese são, potencialmente, aplicáveis em sistemas de microgera¸cão de energia, ou seja, estas podem atuar no processo de conversão de energia elétrica entre geradores trifásicos e a rede comercial. Ressalta-se que este é somente um exemplo de aplica¸cão desta fam´ılia de conversores estáticos de potência, pois estes também são notórios em acionamentos de m´ a-quinas elétricas, compensa¸cão de energia reativa, aquecimento indutivo em CA, etc.

1.3 OBJETIVOS

Portanto, o objetivo desta tese é a concep¸cão e a proposi¸cão de conversores estáticos de potência, autocomutados, para aplica¸cões em conversão CA–CA de forma direta. Há de ressaltar que, conforme [13], o conceito de conversor estático de potência não é limitado à topologia, mas engloba diversos outros conceitos. Neste sentido, a proposi¸cão de conversores estáticos em aplica¸cões CA–CA abrange também as áreas de topologia, técnicas de modula¸cão, estratégias de controle, projeto e dimensionamento de circuitos de potência e instrumenta¸cão, etc. A principal linha de atua¸cão deste trabalho considerará que os conversores estáticos sejam supridos com fontes de alimenta¸cão com caracter´ıstica em corrente enquanto que a carga apresenta caracter´ıstica em tensão. Assim, uma das potenciais aplica¸cões destes conversores estáticos é em microgera¸cão de energia elétrica a partir de geradores trifásicos, na qual, emprega-se a caracter´ıstica indutiva dos enrolamentos