Mohamed HIMDI, Professeur à l'Université de Rennes 1, pour avoir accepté comme rapporteur de ce manuscrit. Cette étude permet simultanément de développer une méthodologie de conception d'antennes vectorielles appliquée à la radiogoniométrie 3D, qui sera utilisée pour la suite de l'étude.
Définition et applications
Dans cette première partie, le contexte du travail de thèse est présenté en introduisant les principes généraux concernant la radiogoniométrie. Il utilise la radiogoniométrie pour déterminer la position des aéronefs ou des navires en localisant des sources d'émission avec une position connue (radiobalises ou radiobalises).
Architecture générale d’un radiogoniomètre numérique
A cet effet, les équipes de secours placent des balises de détresse pour déterminer la position des personnes à secourir. Ces applications couvrent ainsi une large gamme du spectre EM, de la bande HF avec la localisation de détecteurs de victimes d'avalanches à la bande EHF avec les applications radar et radioastronomie.
Techniques de traitement de goniomètrie
On peut aussi jouer avec la distance entre les capteurs, mais cela augmente l'amplitude des lobes secondaires, ce qui peut conduire à des estimations ambiguës. Ainsi, pour de bonnes performances, le système d'antenne doit contenir suffisamment de capteurs, ce qui augmente la taille de l'appareil.
Pour calculer l'angle en azimut φ et l'angle en hauteur θ, on utilise la technique des modules minimaux, qui consiste à comparer le vecteur de déphasages mesuré Δϕm avec Δϕc calculé pour chaque direction d'arrivée. Cette calibration, effectuée au préalable, permet de déterminer le vecteur de déphasage approprié pour chaque direction d'arrivée.
Cependant, une estimation sans ambiguïté de la direction d'arrivée nécessite un minimum de 3 capteurs avec une distance inter-éléments inférieure à λ/2. Ce traitement est basé sur le calcul de la puissance du signal en sortie d'un filtre spatial adapté, ce qui permet, tout en conservant un gain unitaire dans la direction d'arrivée souhaitée, de réduire la contribution des sources de bruit et d'interférences provenant d'autres directions.
Caractéristiques d’un radiogoniomètre
Les plus souvent citées dans la littérature sont la méthode MUSIC (Multiple Signal Classification) proposée par R.O. Ces techniques permettent une estimation simultanée de plusieurs sources non corrélées avec un traitement basé sur une décomposition en sous-espace à partir de la matrice de covariance RXX.
La limite de Cramer Rao est calculée à partir de la matrice d'information de Fisher FI : BCR(φ, φ) BCR(φ, θ).
La sensibilité est généralement associée à un rapport signal sur bruit (SNR), exprimé en décibels (dB), et définit le rapport entre la puissance du signal mesuré Pa(φ, θ) et la puissance de bruit en sortie du canal Pn:. Il correspond au niveau de bruit mesuré en sortie de chaque voie de réception et écrit.
Elle consiste à vérifier, pour chaque direction d'arrivée définie par φ1 et θ1, que le vecteur directeur d(φ1, θ1) est indépendant de tous les autres vecteurs directeurs possibles dans l'espace couvert par l'antenne. Pour les antennes avec des distances relativement faibles entre les capteurs, nous considérons arbitrairement que des ambiguïtés se produisent pour des directions éloignées d'au moins 15◦ de la direction d'arrivée réelle.
Pour évaluer le risque d'apparition de ces ambiguïtés, il convient de réaliser une analyse prenant en compte l'ensemble de ces paramètres.
Cependant, un autre critère, non négligeable, doit être pris en compte, qui affecte à la fois les performances et les caractéristiques physiques de l'antenne.
État de l’art des antennes de radiogoniométrie
Cependant, lorsque les fréquences de fonctionnement sont plus élevées, la contrainte de compacité peut être relâchée du fait de la petite taille des antennes, comme dans les antennes ADD253, ADD070M et ADD170, qui ont des diamètres allant de λ à 2λ (cf. Fig. I.13). De nos jours, comme il ressort de l'état de l'art présenté ci-dessus, la plupart des antennes de radiogoniométrie permettent d'estimer la direction d'arrivée pour une couverture à 360◦ en azimut (goniométrie 2D).
Couverture angulaire des radiogoniomètres et antennes associées
Cependant, l'évaluation dans cette région angulaire est effectuée au détriment d'angles d'élévation élevés. Pour surmonter ces angles morts, l'antenne de radiogoniométrie doit couvrir tout l'espace 3D (ou le demi-espace 3D en présence d'une porteuse) (voir la Figure I.18).
Couverture de l’espace 3D à partir d’antennes vectorielles
136MHz - 400MHz Diffusion analogique et numérique - Radiomessagerie ERMES - Trafic maritime - Trafic amateur - Réseaux professionnels - PMR (Personal Mobile Radio). Des variantes utilisant seulement trois composantes du champ EM (une électrique et deux magnétiques) ont été proposées par Slater et al.
Objectif du travail de thèse
Par la suite, les principales caractéristiques sont décrites en détail et les techniques de développement d'antennes multibandes sont présentées. L'adaptation des deux techniques de traitement à cette nouvelle architecture d'antenne est présentée, ainsi que l'impact de la limitation du nombre de composantes mesurées sur les performances d'estimation.
Principe général
Pour caractériser les propriétés d'une onde polarisée incidente, il est nécessaire de mesurer toutes les composantes du champ EM. Par conséquent, l'antenne vectorielle à six éléments colocalisés est composée de trois dipôles électriques appelés Ex, Eye et Ez.
Caractéristiques d’une antenne vectorielle
Le diagramme de rayonnement ne varie donc qu'en fonction des coordonnées angulaires φ et θ correspondant respectivement aux angles en azimut et en site (cf. Des représentations bidimensionnelles des diagrammes de rayonnement permettent de montrer la répartition du champ dans des plans orthogonaux d'intérêt, notés plan E et plan H.
L'intensité de rayonnement Uiso correspond à la puissance totale rayonnée Pt, intégrée sur la sphère d'observation à rayonner :. Il correspond au gain dans une certaine direction de l'espace (φ0, θ0), pour laquelle l'intensité de rayonnement de l'antenne est maximale.
DdBi(φ, θ)=10 log[D(φ, θ)] (II.6) Le gain peut également être utilisé pour estimer la distribution de densité de puissance rayonnée dans l'espace 3D. Cependant, contrairement à la directivité, elle intègre les pertes de rayonnement (pertes Joule et pertes diélectriques) au sein de l'antenne.
Par conséquent, on peut décomposer le champ selon deux polarisations orthogonales : la polarisation principale, également appelée co-polarisation qui correspond à la polarisation souhaitée ;. la polarisation croisée, également appelée polarisation croisée qui correspond à la polarisation orthogonale. Pour évaluer la pureté de polarisation, le paramètre de discrimination de polarisation croisée XPD peut être utilisé.
Les antennes multibandes
Nous introduisons donc deux approches pour concevoir des antennes multibandes monomodes sur l'ensemble des bandes adressables, à savoir.
Aux fréquences en dehors de la bande passante des filtres LC, le courant traverse tout le dipôle 2(l1 + l2), ce qui entraîne une résonance du mode fondamental à f1 ≈ c/[4(l1 + l2)], où c correspond à la vitesse de la lumière dans le vide. L'avantage de cette approche est l'utilisation d'une structure résonnante commune à toutes les bandes couvertes, évitant ainsi les interférences de rayonnement potentielles et les couplages entre éléments.
Modèle d’observation général
Le dipôle élémentaire
A partir de la représentation du dipôle élémentaire donnée sur la Figure II.5 et selon [13] sont des expressions pour les champs E et H. Le diagramme de rayonnement du dipôle élémentaire est donc bidirectionnel dans le plan E et omnidirectionnel dans le plan H.
Modèle d’observation de l’antenne vectorielle mesurant les six compo-
Ces phases spatiales dépendent des positions relatives des trois dipôles électriques et des trois dipôles magnétiques, définis respectivement par {rEi}i=x,y,z et {rHi}i=x,y,z, et de la direction d'arrivée de l'onde incidente. En combinant (II.26) dans (II.14) nous obtenons le modèle d'observation complet de l'antenne vectorielle à six éléments.
Rapport signal à bruit
En effet, comme on l'a déjà vu, les techniques de traitement classiques telles que la goniométrie de phase ou la goniométrie d'amplitude imposent des contraintes sur l'architecture des antennes utilisées. Dans ce travail, deux techniques de traitement de goniométrie adaptées aux antennes vectorielles sont présentées.
Estimateur par produit vectoriel basée sur une approche par décompo-
Afhængigt af udbredelsestilstanden anvendes en normaliseringskoefficient. Les ondes (eTEp,qr/TMr,−,hTEp,qr/TMr,−) et (eTEp,qr/TMr,+,hTEp,qr/TMr,+) correspondant respectivement aux champs électrique et magnétique associés aux harmoniques sphériques entrantes et sortantes, sont calculées à partir des relations entre le champ EM et les potentiels vecteurs A et Fen de coordonnées sphériques, dans les deux modes de propagation.
La ième colonne de la matrice C+ correspond aux amplitudes des premiers harmoniques Nh qui contribuent au rayonnement du ième élément.
Cependant, on remarque que, quelle que soit l'antenne, plus la distance d augmente, plus l'erreur d'estimation est grande. Figure II.12 – Critère d'efficacité d'estimation relatif à l'antenne composée de six éléments colocalisés en fonction de ded/λ pour quatre topologies A, B, C et D.
Technique de traitement haute-résolution - MUSIC
Cependant, cette approche n'a pas encore été évaluée avec des antennes réalistes en présence d'un couplage mutuel et d'interférences de rayonnement potentielles.
RXX = E[DSnSn∗D∗]+E[WnWn∗]= DRSSD∗+RWW (II.56) Les matrices RSSetRWW correspondent à la matrice de covariance des sources d'émission K ou à la matrice de covariance des composantes de bruit associées aux capteurs M. En pratique, la matrice RXX est inconnue et doit donc être déterminée à partir de plusieurs observations bruitées.
Cependant, lorsqu'ils sont distribués spatialement dans le plan Oxy, la précision d'estimation du paramètre φ s'améliore. Pour améliorer l'estimation en azimut et site, il est nécessaire d'appliquer une répartition tridimensionnelle des capteurs.
En revanche, comme pour les antennes non polarisées, augmenter la distance entre les éléments augmente le risque d'ambiguïtés. Dans le cas d'une estimation de φ et θ, dans tout l'espace, une analyse 3D du risque d'ambiguïtés est nécessaire.
Antennes vectorielles à trois composantes
En polarisation TMz (II.68), on observe une diversité d'amplitude sur les trois composantes du champ EM en fonction de φ et θ. L'amplitude de la composante électrique varie selon θ et celle des deux composantes magnétiques selon φ.
Adaptation de la technique DHS
Ainsi, l'angle d'azimut est déterminé par le rapport des deux composantes xety du champ magnétique, et l'angle d'élévation est déterminé par le rapport du champ électrique mesuré au champ magnétique total calculé à partir des deux composantes horizontales, en supposant un champ incident de caractère d'onde plane. Ces harmoniques, en combinant le champ EM associé à celui du mode fondamental, permettent d'annuler le champ rayonné sous le support métallique.
Adaptation de la technique MUSIC
Impact sur la précision d’estimation
La distance angulaire de l'erreur d'estimation RMS est ΔaRMS(φ, θ) = 5,53◦ avec l'approche DHS et ΔaRMS(φ, θ)= 5,4◦ avec l'algorithme MUSIC. En comparant les erreurs obtenues en site et en azimut, on constate que seule l'estimation de l'angle θ est dégradée.
Dimensions de l’antenne
Figure III.1 – Vue d'ensemble de l'antenne Cloc - trois éléments rayonnants co-localisés : deux demi-boucles chargées et un monopôle. Cette antenne est positionnée sur un support métallique octogonal (non représenté sur la Figure III.2) de diamètre 2,8λ, où λ est la longueur d'onde, soit 300 mm.
Les capteurs électrique et magnétiques
Dans notre cas, il s'agit d'une antenne planaire, imprimée sur un substrat époxy FR4 double face. La seconde est réalisée entre la plaque A reliée à E1 et la structure rayonnante de la demi boucle D.
Dans ce schéma, le toit capacitif est défini par I et la structure rayonnante principale par G. Des trous de traversée sont donc prévus pour relier les deux côtés de la structure rayonnante.
Couplage entre capteurs
La connexion entre le capteur électrique et les deux demi-boucles modifie l'adaptation d'impédance en surcouplant l'impédance d'entrée. Pour compenser ce décalage, un effet capacitif parallèle est appliqué à l'entrée du monopôle par couplage entre le disque de cuivre F et le plan de masse C.
Diagrammes de rayonnement
Le gain du capteur électrique est faible du fait du fort couplage précédemment observé entre le monopôle et les deux demi-boucles (cf. tab III.2), ce qui conduit à une dissipation de la puissance appliquée dans les charges connectées à chaque extrémité des capteurs magnétiques. Pour démontrer la faisabilité d'estimer la direction d'arrivée des ondes TMz dans le demi-espace 3D, à partir de la mesure de seulement trois composantes du champ EM, nous évaluons la précision d'estimation de l'antenne Cloc en utilisant les deux techniques de traitement présentées précédemment, à savoir les algorithmes DHS et MUSIC.
Conditions de l’estimation
C'est pourquoi, pour caractériser uniquement les performances liées à l'antenne et non celles liées à la méthode de calibration, nous avons décidé de réaliser une calibration en utilisant directement les diagrammes de rayonnement simulés des capteurs. A partir de ces diagrammes, nous dérivons les vecteurs directeurs de référence d(φ, θ) utilisés dans MUSIC ou les coefficients des harmoniques sphériques sortants pour la technique DHS.
Risque d’ambiguïtés
En considérant les diagrammes de rayonnement simulés, on constate que le risque d'ambiguïté est plus important (voir Figure III.8b). Cette incertitude peut ensuite être confirmée par le calcul de la précision de l'estimation.
Précision d’estimation avec la technique de traitement MUSIC
L'atténuation du champ EM à θ = 20◦ causée par les effets de bord du support métallique (cf. Fig. III.7) provoque une ambiguïté angulaire quel que soit φ.
Précision d’estimation avec la technique de traitement DHS
Figure III.12 - Répartition des amplitudes des harmoniques sphériques contribuant au rayonnement en champ E de l'antenne idéale (bleu) et de l'antenne Cloc. Figure III.13 - Répartition des amplitudes des harmoniques sphériques contribuant au rayonnement de champ H de l'antenne idéale (bleu) et de l'antenne Cloc.
Réalisation d’un prototype
La Figure III.16 donne les diagrammes de rayonnement simulés et mesurés uniquement pour φ et θ∈[0◦-90◦] en raison de la symétrie de rotation présente dans la géométrie de l'antenne. On constate qu'elles sont très proches, ce qui permet de valider les caractéristiques simulées de l'antenne Cloc.
Conditions d’estimation
Précision d’estimation avec la technique de traitement MUSIC
Figure III.17 – Erreur RMSΔaRMS(φ, θ) de l'antenne Cloc pour Pr = -95dBW.m−2 obtenue à l'aide de l'algorithme MUSIC dans (a) la simulation et (b) la mesure. Cette augmentation est due à des défauts de fabrication du prototype qui réduisent la stabilité de l'évaluation.
Précision d’estimation avec la technique de traitement DHS
Pour le reste de l'espace on retrouve les ambiguïtés angulaires à θ = 20◦ causées par la présence du support métallique. Les deux techniques de traitement, l'algorithme DHS et MUSIC, ont été utilisées pour caractériser la précision d'estimation de l'antenne Cloc.
Topologie proposée
Des études récentes ont montré une amélioration des performances d'estimation en combinant la diversité de polarisation avec la diversité spatiale [45, 81]. En répartissant spatialement les éléments rayonnants, une phase spatiale en sortie des capteurs, telle qu'indiquée dans l'expression analytique du vecteur directeur en (II.68), fournit une information supplémentaire sur la direction d'arrivée des ondes incidentes, ce qui peut améliorer la précision de l'estimation.
Analyse du risque d’ambiguïtés théorique
Plus le déphasage entre les éléments d'antenne est important, c'est-à-dire plus d est grand, plus le risque d'ambiguïtés est grand. Nous avons donc fait un compromis entre le risque d'ambiguïtés et l'amélioration des performances d'estimation en fixant d = 0.14λ.
Calcul de la borne de Cramer Rao
Ce compromis permet de définir un seuil de protection contre l'ambiguïté, qui peut varier en fonction du RPB et des erreurs de conception de l'antenne.
Dimensions de l’antenne
Couplage entre capteurs
Diagrammes de rayonnement
Les capteurs n'étant plus connectés entre eux (déconnectés), on observe une augmentation du gain du capteur Ez et une diminution du gain des capteurs magnétiques d'environ 3dB. Après la caractérisation de l'antenne Cloc, la technique de traitement DHS a été exclue de l'étude.
Conditions de l’estimation
Pour le capteur électrique, comme pour l'antenne Cloc, on observe deux lobes secondaires en hauteur dus aux effets de bord du support. Cette diminution est causée par la charge en sortie des demi-boucles, qui est multipliée par deux par rapport à l'antenne Cloc où sont connectés les deux capteurs magnétiques (deux charges identiques en parallèle).
Risque d’ambiguïtés
Précision d’estimation avec la technique de traitement MUSIC
Notez cependant que l'asymétrie des diagrammes de rayonnement a affaibli la robustesse de l'estimation dans certaines directions. Lorsque l'amplitude du signal incident diminue, l'erreur d'estimation augmente pour des angles de site proches de θ = 90◦ (cf. III.25b), comme pour l'antenne Cloc.
Précision d’estimation avec la technique de traitement MUSIC sur un
Ces erreurs d'estimation restent néanmoins acceptables avec une valeur maximale de 5,5◦ pour RPB=46dB.m-2. Cependant, pour le reste de l'étude, nous avons décidé de nous concentrer sur l'optimisation de l'antenne plutôt que sur le support.
Description de la topologie
Dans cette section, une topologie originale d'antennes vectorielles est proposée qui permet une couverture fréquentielle bi-bande, tout en optimisant les performances de goniométrie obtenues avec l'antenne à trois capteurs mono-bande. Pour limiter l'encombrement et faciliter l'intégration de l'antenne sur un éventuel porteur, la répartition spatiale des éléments est limitée à une répartition planaire.
En fait, l'antenne est composée de six capteurs, mais seuls trois d'entre eux sont utilisés pour estimer la direction d'arrivée par bande de fréquence. Comme pour l'antenne étudiée précédemment, le manque de dynamique sur les signaux de sortie des capteurs électriques va donc dégrader les performances d'estimation pour des angles d'élévation proches de θ= 90◦.
En effet, la caractérisation de l'antenne monobande à trois éléments ainsi que d'autres études ont permis de mettre en évidence l'amélioration de la précision de l'estimation en combinant la diversité de polarisation et la diversité spatiale. Néanmoins, basés sur la topologie de l'antenne à trois éléments répartis, ils ne permettent pas d'optimiser la précision d'estimation dans les zones de coin proches de θ=90◦ , limité par le manque de dynamique sur le champ électrique mesuré.
En effet, les sources de courant électrique, orientées selon le toz, sont à un zéro du champ EM rayonné par ces éléments. La figure IV.4 présente la répartition des sources de courant électrique Je et de courant magnétique Jm selon la topologie proposée.
Analyse du risque d’ambiguïtés
Avec ce rapport de distance, les sources de courant magnétique sont en fait situées dans l'axe des capteurs électriques adjacents. Pour démontrer la faisabilité de cette solution d'antenne, nous développons des capteurs électriques et magnétiques bi-bande couvrant les deux gammes de fréquences GSM, à savoir [1710MHz-1880MHz] et [890MHz-960MHz].
Développement du capteur électrique UHF bibande
Pour assurer cette couverture en fréquence, on aurait pu choisir d'utiliser des antennes large bande couvrant toute la bande [890MHz-1880MHz].
La Figure IV.8 montre la distribution des courants de surface sur un monopôle torsadé à une fréquence de résonance de 900 MHz. La figure IV.10 montre une vue d'ensemble d'un monopôle empilé avec des brins asymétriques pour une adaptation à 50 Ω.
La figure IV.15 illustre le découplage des deux modes de résonance de cette antenne dans les bandes A et B en montrant la répartition des courants de surface. En bande A (cf. Figures IV.15d à IV.15f), le piège filtre les courants, ne laissant rayonner que la structure SA.
A noter cependant que les courants induits sur la partie supérieure du brin secondaire de la structure SB, en bande A (voir figure IV.15d à IV.15f), contribuent au rayonnement de l'antenne malgré leur faible intensité. La polarisation croisée est faible avec un gain maximum de -20dBi et -11dBi à 925MHz et 1795MHz respectivement.
Développement du capteur magnétique UHF bibande
La figure IV.21 montre le coefficient de réflexion S11 obtenu à l'un des accès de la demi-boucle alors que la seconde est chargée à 50Ω. Dans la bande A (voir Figure IV.26d à IV.26f), la moitié de l'anneau A résonne avec un courant relativement uniforme à travers la structure.
On peut voir que la polarisation croisée est faible avec un gain maximum de -45dBi et -30dBi à 925MHz et 1795MHz respectivement. A partir de la nouvelle topologie d'antennes et de capteurs de radiogoniométrie précédemment proposée, une antenne vectorielle UHF bi-bande a été développée.
Intégration des capteurs électriques et magnétiques
Les bandes de fréquences de travail de cette antenne de radiogoniométrie sont deux bandes GSM. Dans le cadre d'une antenne multibande, cette distance est définie à la fréquence la plus élevée.
Calcul de la borne de Cramer Rao
Selon l'analyse du risque d'ambiguïtés théoriques effectuée précédemment, la distance de séparation des capteurs électriques dEAB pour le rapport de distance dABE / dABH = 2 devrait être inférieure à dAMB = 0,57λ. Par conséquent, nous fixons dEAB = 0,53λmin, ce qui signifie que la distance de séparation des capteurs magnétiques dABH = 0,265λmin.
Caractéristiques de l’antenne vectorielle UHF bibande
L'adaptation d'impédance est simulée à l'entrée du capteur électrique EABz1 et du capteur magnétique HABxy1 en chargeant les autres éléments de 50Ω. Figure IV.33 – Coefficient de réflexion S11 du capteur électrique Ez1AB et du capteur magnétique Hxy1AB avec le gabarit spécifié (gris).
Tableau IV.6 – Couplage en dB entre les capteurs de l'antenne vectorielle bibande à 1795MHz Ez1AB Ez2AB Ez3AB Hxy1aAB Hxy1bAB Hxy2aAB HABxy2b HABxy3a HABxy3b. Tableau IV.7 – Couplage en dB entre les capteurs de l'antenne vectorielle bi-bande à 925MHz A noter que l'interaction entre les capteurs est faible dans les deux bandes de fréquence.
FigureIV.35 – Gain simulé du capteur électrique EABz1 et du capteur magnétique HABxy1 en polarisation TMz à 925 MHz et 1795 MHz. Figure IV.36 – Directivité normalisée du capteur électrique Ez1AB et du capteur magnétique HABxy1 dans le plan H (trait plein) et E (trait discontinu) à 925 MHz et 1795 MHz.
Performances d’estimation de l’antenne vectorielle UHF bibande
Le Tableau IV.8 résume les conditions d'estimation utilisées pour caractériser les performances de l'antenne vectorielle bibande. Tableau IV.8 – Résumé des conditions d'estimation pour la caractérisation par simulation des performances de l'antenne vectorielle UHF bibande.
A partir de ces diagrammes, nous dérivons le vecteur de direction d'antenne de référence d(φ, θ) utilisé dans MUSIC. Par conséquent, nous avons ré-estimé les spectres d'ambiguïté 3D de l'antenne vectorielle bi-bande, en utilisant cette fois les vecteurs directeurs d(φ, θ) calculés à partir des simulations EM.
En séparant l'erreur RMS en azimut φ et en élévation θ (cf. Figure IV.39 et Figure IV.40), on remarque que seule l'estimation de l'angle θ est perturbée. Ces phases changent avec la direction d'arrivée de l'onde incidente et fournissent ainsi une information supplémentaire pour l'estimation des angles φ et θ.
Nous concluons de cette analyse que la sensibilité de l'antenne vectorielle directionnelle UHF bi-bande est de -110dBW.m−2 à 1000MHz et 1800MHz. En utilisant la limite de puissance d'émission des téléphones mobiles sur le territoire national de 1W pour la bande A et 2W pour la bande B, et en supposant que le gain de l'antenne d'émission est de 0dBi, on obtient une portée théorique de 126km à 1000MHz et 89km à 1800MHz.
Nous calculons les sensibilités équivalentes pour l'antenne vectorielle UHF bi-bande, obtenues à 1000MHz et 1800MHz, ramenées à 2400MHz à partir de (IV.11). Tableau IV.10 – Conversion de la sensibilité de l'antenne vectorielle UHF bi-bande à 2400MHz et comparaison avec la sensibilité de l'antenne Dloc de -95dBW.m−2.
Réalisation du prototype
La Figure IV.45 donne un aperçu de la construction de l'antenne vectorielle UHF bibande. La mesure des sorties d'antenne est effectuée dans une chambre anéchoïque à l'aide d'un analyseur de réseau Anritsu 37397D comme indiqué dans la description des sources de test donnée en annexe B.
Caractéristiques de l’antenne vectorielle UHF bibande
Performances d’estimation de l’antenne vectorielle UHF bibande
Le Tableau IV.8 résume les conditions d'évaluation utilisées pour caractériser les performances de l'antenne vectorielle bibande. Tableau IV.11 - Résumé des conditions d'évaluation pour la caractérisation par la mesure des performances d'une antenne vectorielle UHF bi-bande.
La géométrie de l'antenne ayant une symétrie de rotation de 120◦, les performances d'estimation sont supposées identiques sur les 240◦ restants en azimut. Malgré ces décalages, les résultats de mesure obtenus sont cohérents avec les performances simulées et permettent de valider la bonne précision d'estimation de l'antenne vectorielle UHF bi-bande.
Les performances d'évaluation de l'antenne vectorielle UHF bibande, obtenues avec l'algorithme MUSIC, sont résumées dans le Tableau IV.13. Figure V.1 – Topologie d'antenne vectorielle tribande composée de six capteurs monobande et de six capteurs bibande.
Développement des capteurs électriques
Ainsi, l'antenne étant basée sur la même topologie, le vecteur directeur d utilisé pour analyser le risque d'ambiguïté théorique de l'antenne C est le même que le vecteur de l'antenne AB. Dans le cas des capteurs magnétiques, nous avons décidé de conserver le principe des boucles glissantes avec charges capacitives et double accès du fait de leur petite taille et de leur large bande passante, malgré la dégradation du rendement.
La boucle formée par les deux fils verticaux et le fil horizontal d'une longueur s ajoute un effet propre à l'impédance d'entrée de l'antenne et compense ainsi l'effet capacitif créé entre la corde d'une longueur et le plan de masse. Pour couvrir des bandes passantes plus larges, une variante de l'antenne IFA est utilisée qui utilise des surfaces conductrices planes au lieu de fils conducteurs.
La bande passante de l'antenne PIFA est estimée en analysant l'adaptation d'impédance à son entrée. La figure V.11 montre le coefficient de réflexion S11 à l'entrée de l'antenne PIFA résultant de cette simulation.
En effet, avec la hauteur h = λ/15, l'image du courant à la surface de la plaque de masse n'est pas complètement en opposition de phase avec le courant ih (≈ 155◦ au lieu de 180◦ ), ce qui dégrade la pureté de polarisation à θ = 0◦ .
Développement des capteurs magnétiques
Par conséquent, les capteurs électriques et magnétiques sont respectivement déplacés du centre de l'antenne à une distance dCE = 235 mm et dCH = 117,5 mm. La Figure V.13 donne un aperçu de l'antenne vectorielle tribande après l'ajout d'éléments rayonnants monobande à l'antenne bibande.
Caractéristiques de l’antenne vectorielle UHF tribande
L'analyse du risque d'ambiguïtés théoriques, effectuée au chapitre IV, permet de déterminer la distance de séparation maximale des capteurs électriques dCE, pour un rapport de distance dCE/dCH = 2, à dAMB =0,57λmin, où λmin est la distance minimale parcourue en bande C.
La Figure V.14 et la Figure V.15 montrent respectivement le coefficient de réflexion S11 simulé en sortie des éléments ECz1, HCxy1 et des éléments Ez1AB, Hxy1AB. Les capteurs basse fréquence sont suffisamment éloignés des capteurs GSM pour n'avoir aucun effet sur leurs résonances respectives.
Figure V.16 – Gain simulé des capteurs électriques Ez1AB et ECz1 et des capteurs magnétiques HABxy1 et HCxy1 en polarisation TMz à 415MHz, 925MHz et 1795MHz. a) Directivité normalisée par ECz1 à 415 MHz. Figure V.17 – Directivité normalisée de (b) PIFAECz1 et (c) Hxy1 antenne demi-anneau chargée simulée dans le plan E (ligne pointillée) et le plan H (ligne continue) à 415 MHz et directivité normalisée (c), (e) de l'ab1ab1 semi-replié (enroulé) et semi-chargé (replié) et xy1 plié dans le plan E (vi ligne pointillée) et dans le plan H (ligne continue) à 9 25MHz et 1795MHz.
Conditions d’estimation
Risque d’ambiguïtés
A noter que la prise en compte des perturbations radiatives, notamment la présence de supports métalliques et la présence de capteurs basse fréquence, modifie le spectre augmentant le risque d'ambiguïtés dans les bandes A et B par rapport à celles obtenues uniquement avec l'antenne AB (voir Figure IV.37). Le risque est plus élevé pour les faibles angles d'élévation en raison des fluctuations de rayonnement dans cette région angulaire causées par la diffraction du champ électrique au bord de la plaque métallique.
Précision d’estimation
Figure V.22 – Simulation de la variation de phase différentielle moyenne dΔϕ(φ, θ) par rapport à θ à la sortie des capteurs EziAB à 925 MHz (a) antennes vectorielles à deux bandes et (b) à trois bandes. Figure V.23 – Simulation de la variation de phase différentielle moyenne dΔϕ(φ, θ) par rapport à θ à la sortie des capteurs EziAB à 1795 MHz (a) antennes vectorielles à deux bandes et (b) à trois bandes.
Sensibilité
On obtient une densité de puissance Pr =-105dBW.m−2, pour l'antenne trois bandes, en bande A et en bande B pour une précision d'estimation de l'ordre de 5◦, contre une sensibilité de -110dBW.m−2 avec l'antenne bibande. Evaluer les performances d'évaluation de l'antenne proposée dans les contextes : multisource, multitrajet et multipolarisations.
