HAL Id: jpa-00248869
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Submitted on 1 Jan 1992
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Modélisation 2D par Eléments Finis de phénomènes micro-ondes en milieu ouvert
L. Nicolas, K. A. Connor, S. Salon, B. G. Ruth, L. F. Libelo
To cite this version:
L. Nicolas, K. A. Connor, S. Salon, B. G. Ruth, L. F. Libelo. Modélisation 2D par Eléments Finis
de phénomènes micro-ondes en milieu ouvert. Journal de Physique III, EDP Sciences, 1992, 2 (11),
pp.2101-2114. �10.1051/jp3:1992234�. �jpa-00248869�
J. Phys. III France 2 (1992) 2101-2114 NOVEMBER 1992, PAGE 2101
Classification
Physics
Abstracts 41.90 02. 60Modklisation 2D par Eldments Finis de phdnomknes micro- ondes
enmilieu ouvert
L. Nicolas
(I),
K. A. Connor(2),
S. J. Salon(2),
B. G. Ruth(3)
et L. F. Libelo(3)
(1) Centre de G£nieElectrique
deLyon,
URA CNRS 829, B.P. 163, 69131Ecully
Cedex, France (2) RensselaerPolytechnic
Institute,Troy,
NY 12180-3590, U-S-A-(3)
Harry
Diamond Laboratories,Adelphi,
MA 20783-1197, U-S-A- (Regu le 17 mars 1992, rdvisd le 26 mai1992, acceptd le 11 ao4t1992)R4sumd. Nous
pr£sentons
ici notre activitd dans le domaine de la moddlisation bidimensionnelle deprob16mes
de micro-ondes en milieu ouvert, pour laconception
d'antennes ou l'dtude deproblkmes
de diffraction£lectromagn£tique
: forrnulation par la m£thode des El£ments Finis,prise
en compte de l'infini par la m£thode des
Equations Int£grales
de Frontikre ou par des conditionsaux limites absorbantes, moddlisation des sources de courant, calcul du
champ
lointain. Dons une secondepartie,
nous illustrons ces diff£rentes m£triodes par la mod£lisation d'une antenne hautepuissance.
Abstract. We present in this paper the modelization of open boundaries microwave
problems
using Finite Element method, for thedesign
of antennas or for thestudy
of electromagneticscattering
: Finite Element forrnulation,coupling
withBoundary
Element Method or with AbsorbingBoundary
Conditions, modelization of current sources, calculation of far field. In asecond pan, we show the results
conceming
ahigh
power microwave launcher.1. Introduction.
Les
probl~mes
lids h lag6ndration,
leguidage
et lapropagation
de micro-ondes h hautepuissance
deviennent deplus
enplus importants
dans de nombreux domaines derecherche,
tels que la fusion nuddaire parexemple. Jusqu'h prdsent,
les diffdrentsdispositifs
dtaient calculds en faisantappel
h la thdorieg60m6trique
de la diffraction(GTD)
:l'analyse
est alorsg6n6ralement
limit6e h la consid6ration duchamp lointain,
lespropri6t6s
duchamp proche
ne pouvant dtre d6termin6es avecprdcision.
Or celui-cipeut
se r6v61er cruciallorsque,
parexemple,
les6nergies
mises enjeu
sont suffisammentimportantes
pour que lesph6nom~nes
dlectromagndtiques
deviennent non lindaires. Nouspr6sentons
ici une mdthodenumdrique qui pallie
ces insuffisances: ils'agit
de la m6thode des E16ments Finis,d£veloppde
en2 dimensions et utilis6e avec des conditions aux limites absorbantes ou
coup16e
h la m6thode desEquations Int6grales
de Frontibre pourprendre
en compte le domaine ext6rieurjusqu'h
l'infini. Nous
l'appliquons
h laconception
deguides
d'ondes ouverts(ce
demier tenure paropposition
aux cavitdsqui
sontferrn6es)
ou h l'6tude deproblkmes
de diffraction. Dons unepremikre partie.
nous d6crirons la formulation mdme : mise enEquation, couplage
avec la m6thode desEquations Int6grales,
mise en oauvre des conditions aux limitesabsorbantes,
mod61isation des sources pour [es
guides d'ondes,
calcul duchamp
lointain. Dans une secondepartie,
nouspr6senterons
les r6sultats d'une mod61isation d'une structure h base d'antennes de Vlassov. Enparticulier,
lechamp
lointain calcu16 par E16ments Finis seracompard
h celui mesurd dans la structure rdelle.2. Formulation par E14ments Finis.
Les
Equations
de base sont dvidemment celles deMaxwell,
6crites enr6gime harrnonique,
enprenant en
compte
le tenure dli aux courants ded6placement
VXE
=
-Jm-jWPH (i)
V x H
=
J~
+jw
eE(2)
oh
E est le
champ dlectrique
H est le
champ magn6tique
J~ est la densit6 de courant
61ectrique
Jm
est la densit6 de courantmagn6tique
w est la
pulsation
desphdnombnes (=
2wf)
e et p sont
caractdristiques
des matdriaux.2. I MISE EN
tQUATION.
En croisant les deuxdquations prdcddentes, appliquant
la mdthode deGalerkin,
et utilisant des identit6s vectoriellesclassiques,
nous obtenons alors laformulation « en
champ 61ectrique
» ou « enchamp magndtique
» :-I[)(VXW)(VXE)+jwew.EjdD- W.H~dr=- W.J~dD (3)
a J°'H
r a
ou bien
()(VXW)(VXH)+jwpw.HjdD- W.E~dr=- W.J~dD (4)
a J°JE
r a
oh
W est la fonction
poids
utilisdek est la constante de
propagation (k~
=
w~
epE~ est la composante
tangentielle
duchamp 61ectrique
sur la frontibre(= (1/j
we)(3E/3n))
H~ est lacomposante tangentielle
duchamp magn6tique
sur la frontikre.En 2
dimensions,
suivant lapolarisation,
seule une seule composante subsiste :E~
pour unmode Transverse
Electrique (TE), H~
pour un mode TransverseMagndtique (TM) (Fig.
I la formulationprdcddente
devientalors,
pour un mode TM :I(VW.~VH~+jwpw.H~j
dD-W.E~dr= W.J~~dD (5)
a J°JE r
a
et pour un mode TE :
([VW ) VE~
+j
w eWE~j
dD WH~
dr = W J~~ dD(6)
a J °J P r
a
N° II tLEMENTS FINIS 2D EN HYPERFREQUENCES 2103
, ,
, ,
, '
~~§-
j'~~~-
/'~~f~
/ x/~_ E~$~j
Fig.
I. Ondeplane
incidente sur uncyclindre
: mode TM (a), mode TE (b).[Uniform
plane
wave on acylinder
: TM mode (a) and TE mode (b).]2.2 DISCR#TISATION EN
ilL#MENTS
FINIS. -Ces diffdrentesgrandeurs
sontexprimdes
enutilisant des fonctions de base
classiques
N(x, y)
:n n
liz
"I ~klizk,
i'~~
i ~k'
~~~k=I k=1
oh n est le nombre de noauds par dldment fini.
Les 616ments finis utilis6s sont du
type triangles isoparam6triques
du deuxikme ordre, et la formulation(5)
6crite sous forme matricielle devient :isi [Hi iTi iEti
=
IF1 (8)
avec
[HI
: vecteur colonne des inconnues nodalesH~
[E~]
: vecteur colonne des inconnues nodalesE~
et les matrices
[S], [T]
etIF
d6finies comme suit :[S]
=
~ ~ VN~
VN+
jwpN~ Nj
dD(9)
~~~ n jwe
jTj
=
z [NT NJ
drlo)
eii~ re
IF
=
z I[N~ NJ
dD[Jm] (I I)
ells fle
2.3 EXTENSION AUX PROBLtMES DE DIFFRACTION
#LECTROMAGN#TIQUE.
Dans ce cas, [eschamps
sontd6compos6s
enchamp
incident etchamp
diffracts : H~
Hw
+Hdi (12)
E
=
E,~
+ E~~(13)
oh
in
correspond
auchamp
incident dicorrespond
auchamp
diffracts.De mdme que le
champ total,
lechamp
incident obdit hl'6quation
de Helmoltz vectorielle.La formulation
pr6c6dente (5)
devientalors,
pour unepolarisation
TE :I[vw'~v(Hinz+Hdiz)+j°'PW'(Hinz+Hdiz)jdn~
fl
/ iw
~~~~~~) ~~'~~
dr= o.
(14)
JW E r
En
2D,
l'onde incidenteplane,
constituant une source sur lesfrontibres,
est calcu16e comme(en champ magn6tique
parexemple)
:H_
=
H~ e-Jk(x
CDS « + SW « avec al'angle
d'incidence(15)
2. 4 ARISE EN COMPTE DE L'INFINI i COUPLAGE AVEC LA M#THODE DESiIQUATIONS
INT#GRALESDE FRONTI#RE. Par nature-mdme des 616ments
finis,
le domaine d'6tude esttronqud
alorsqu'il
est n6cessaire deprendre
encompte
lapropagation
au-deli de ses frontikres. Unepremi~re
mdthode est laprise
en compte du milieu extdrieur parEquations Intdgrales
deFronti~re. Les
d6veloppements math6matiques
partent de la seconde identit6 de Greenvectorielle,
conduisent h la formule de Stratton(7) qui, appliqude
en2D, permet
de calculer [eschamps dlectrique
oumagn6tique
dons un domaine hpartir
de leurs valeurssurfaciques
:H~
=
I( j
w eG E~~
H~
dr(16)
r ~~
avec
G
=
@/4 ) H(~~(kr )
dG/dn=
Qk/4 ). H)~~(kr),
cosp
et
H(~~
etH)~~
sont les fonctions de Hankel de secondeesp~ce
et d'ordre 0 ou I.Exprimde
sur la surface dudomaine, l'dquation (16) prdsente
unesingularitd lorsque
lepoint
de calcul se confond avec le
point d'int6gration.
Cettesingularit6
est lev6e parint6gration
sur un arc de cercle autour dupoint
considdr6 et en faisant tendre le rayon de cet arc vers 0 ; onobtient alors au
point
I de la fronti~re :ai H~~
I( %
Hz jw
eG E~ dr =0
(17)
r ~~
oh aj est
l'angle
int6rieur forma par la surface aupoint
considdrd.Ecrite sous forme
matricielle,
avec [es mdmes notations que pour(8), (17)
devient :iui iHii
=
iv i iEti (18)
avec
[U]
=
z l~~
N dr ou bien a aupoint singulier (19)
em r~ ~~
IV
=
jw
ez
G N dr(20)
eii~
r~
et
[Hi]
est le vecteur colonne des inconnues nodalesH~
sur la fronti~re.N° II tLtMENTS FINIS 2D EN HYPERFREQUENCES 2105
Le
couplage
E16mentsFinis-Equations Int6grales
de Fronti~re s'effectue donc en 6crivant les6quations (18)
et(8).
Il estpossible
d'61iminer[E~]
en dcrivant :iEti
=[vi-
'iuiiHii, (21)
et
l'6quation globale
dusyst~me
EF-EIF est alors :is [Hi iTi iv1- iui iHii
=IF1 (22)
Remarquons
que lesyst~me
matricielglobal
est nonsym£trique,
en raison de laprdsence
des sous-matrices EIF[U]
etIV ].
Une bonneapproximation (bonne,
car elle donne des r6sultatssatisfaisants)
pour lesymdtriser
consiste hprendre
une « contribution moyenne » pour lapartie
«
Equations Intdgrales
»(on ajoute
h la matrice initiale satranspos6e
et on divise par2),
et(22)
devient :
isi iHi -1/2(iTi ivi-
'iui
+iTi [vi-
'ruin)iHii
=
IF1 (23)
2.5 EXTENSION A PLUSIEURS DOMAINES
fL#MENTS
FINIS. Lapr6c6dente
m6thode peut dtredtendue avec la mdme formulation h
plusieurs
domaines d6crits par Eldments Finis etcoup16s
entre eux par
Equations Int6grales
de fronti~re. Celapeut
devenir avantageux dans le casd'interactions tr~s lointaines entre diffdrentes structures,
puisqu'on
va ainsi limiter le nombre d'dldments finis. Lafigure
4 compare le mdmeprobl~me,
une antenne de Vlassov assoc16e h deuxrdflecteurs,
moddlis6 dans lepremier
cas par un domaine EF avec des Conditions auxlimites absorbantes et, dans le second cas, par 3 domaines EF relids par EIF. La
figure
3indique
lestemps
de calculcorrespondants.
2.6 ARISE EN COMPTE DE L'INFINI PAR CONDITIONS AUX LIMITES ABSORBANTES. On le
comprend
aisdment hpartir
de lafigure 3,
la mdthodehybride
EF-EIF se rdvble cofiteuse en temps CPU. Elle ndcessite en effet unemanipulation
relativement lourde des sous-matrices EIFqui
sontpleines
et nonsymdtriques.
Une mdthodeplus
efficace pourprendre
en compte~ f
Fig.
2. Mod61isation d'unguide
d'onde ferm£ par une fendtredi£lectrique
: modeTM-couplage
EF-EIF-maiIlage,
isovaleurs de champmagn£tique
H~.[Modelization of a waveguide with a dielectric window : TM mode-FE-BIEM
coupling-mesh
and isovalues ofH~.]
mdthode b de noeuds b d'dldment b d'elts de fionti%re
semblage
Rdsolutionhybride
1365 547 89 585 24c~nd ~~~ S9S4 2831 124 243 19I
Fig.
3.Temps
CPU (en s, sur HP9000/425) de calcul duprob16me
de lafigure
4.[CPU time (in s, on a HP9000/425) for the
computation
of theproblem
shown in figure 4.]~HHbitittiiil1iMflii
o
Qi~'
0
o
n
Fig.
4. Moddlisation d'une antenne de Vlassov avec 2 rdflecteurs: haut
; mdthode hybride, bas : conditions aux limites absorbantes.
[Modelization of a Vlassov type antenna associated with 2 reflectors : top :
hybrid
method, bottomabsorbing Boundary Conditions.]
l'infini est l'utilisation de conditions aux limites absorbantes. Leur
principal
avantage estqu'elles
constituent des conditions aux limiteslocales,
cequi signifie qu'elles
conservent h la matrice Eldments Finis son caract~re lacunaire. Par contre, elles ne sontqu'approximatives
et ne mod61isent donc pas l'ext6rieur du domaine d'dtude exactement.Nous avons mis en oauvre 2 types de conditions aux limites
absorbantes, d6signdes
par lenom de leurs « cr6ateurs » :
Engquist-Majda
etBayliss-Turkel.
Toutes deux ont pourobjectif
d'absorber les ondes sortant du domaine d'6tude en causant un minimum de r6flexions.
L'erreur
numdrique
r6sultante doit dtre minimisde tout en r6duisant la distance entre ledispositif
micro-ondes et les fronti~res du domained'6tude,
de mani~re h diminuer le nombre de noauds demaillage
n6cessaires h la mod61isation duproblkme. Pratiquement,
cette distancesera de l'ordre d'une
longueur
d'onde.N° lI tLEMENTS FINIS 2D EN
HYPERFREQUENCES
2107 2.6.I Conditions aux limites absorbantes de typeEngquist-Majda.
Elle s'dcrit sous la forme :k~
4
+jk ~ f
= 0
(24)
an ar
oh
4
est lechamp
sur la frontibre(E~
ouH~)
k est le nombre d'onde
n est la direction norrnale h la frontibre
r est la direction
tangentielle.
Les frontibres du domaine d'6tude sont
rectangulaires
et les r6flexions sont d'autantplus
foibles que l'onde vient
perpendiculairement
h celles-ci[8].
En ins6rant
(24)
dans la formulation(5),
on obtientalors,
sous forrnematricielle,
avec [es notationspr6c6dentes
:is i iHi
+ic i [Hi i ID i [Hi i
=
o
,
(25) [C
=
~
z lN~
N dr(26)
°~ ~
ei~ r~
~~~~ 2/we~l~~~~'$~~'
~~~~2.6.2 Conditions aux limites absorbantes de ~ype
Bayliss-Turke/.
Elles sontr6put6es plus pr6cises
que [es conditionsd'Engquist-Majda [3, 8].
Par contre, la frontibre du domaineext6rieur devant dtre
circulaire,
elle n6cessite unplus grand
nombre d'616mentsfinis,
et [es temps de calcul sont alorsaugment6s
:oh
r est la distance radiale
les autres tenures ont la mdme
signification
quepr6c6demment.
Une
comparaison prdcise
de ces m6thodes pour laprise
en compte de l'infini serad6velopp6e
dans[10].
2.7 MOD#LISATION DE L'EXCITATION DES GUIDES D'ONDES.
Lorsque
l'on veut atteindre de hauts niveauxd'dnergie (de
l'ordre duGw),
un desproblkmes pratiques auxquels
on se heurte est deproduire
un faisceau bien d£fini et bien pur, sansgaspiller
unednergie significative
dans des modesparasites.
Une fois le mode d6sir6obtenu,
on s'int6resse alors h sapropagation
et hson « effet lointain
». Pour nos
mod61isations,
nous consid6rerons le faisceau «purif16
» et donc le mode bien d6fini : TM1,TM2, TEI,
etc.(un
seul indiceapparait
car nous travaillonsen
2D).
L'excitation sera alors constitu6e par une sourcelindique
de courant,6quivalente
h unesource de
champ (Fig. 8)
:situ6e h une
demi-longueur
d'onde du fond deguide
de manibre que l'onde r6fl6chie au fond duguide s'ajoute
h l'ondeincidente,
avec des valeurs
correspondant
au mode d6sir6 : en « cosinus » pour un mode TM, en« sinus » pour un mode TE.
o
~~
T~~
~
Fig. 5. Moddlisation de la structure de la
figure
4, avec des conditions aux limites absorbantes de typeBayliss-Turkel.
[Modelization of the device shown in
figure
4, withBayliss-Turkel absorbing boundary
conditions.]m6thode nb de noeuds nb d'4J4ments fib d'el~ de honfi4m Assemblage R£solution
BayliwTurkel 8126 3988 84 337 236
Engqui~.Majda S9S4 2831 124 243 I91
Fig. 6. Temps CPU (en s, sur HP9000/425) de calcul du
problbme
desfigures
4 et 5.[CPU time (in s, on a HP9000/425) for the
computation
of theproblem
shown infigures
4 and 5.]Fig.
7. Diffraction par unobjet
conducteur :Engquist-Majda
andBayliss-Turkel.
[Scattering by a conducting
object
:Engquist-Majda
andBayliss-Turkel.]
N° II
fLfMENTS
FINIS 2D ENHYPERFRfQUENCES
2109Fig.
8. Visualisation des sources de courant pour les modes TMI, TM2 (haut) et TEI, TE2 (bas).[Visualization of current sources for TMI, TM2 modes
(top)
and TEI, TE2 (bottom).]2.8 CALCUL DU CHAMP LOINTAIN. Le
champ lointain,
calcu16 en despoints
situds hors dudomaine
d'dtude,
est lagrandeur qui
int6resse leconcepteur.
Nous l'dvaluons parEquations Int6grales
deFronti~re,
en utilisantl'dquation (16),
hpartir
des valeurs dechamps dlectrique
etmagndtique
sur les frontibres du domaine d'dtude.On
distingue
deux cas, suivant la mdthodeemploy6e
pour laprise
en compte de l'infini :m6thode
hybride EF/EIF
: pour un mode TM parexemple, H~
est connu dons tout ledomaine et E~ est connu sur la fronti~re en utilisant
[21].
Le calcul duchamp
lointain ne poseaucun
problbme particulier.
m6thode EF assoc16e h des conditions aux limites absorbantes : seul H~ est connu, et
E~ doit en dtre d6duit par d6rivation :
E~=-nx (I/jwe)VXH~. (29)
II s'avbre que ce calcul est peu
pr6cis
s'il est effectu6 sur la fronti~re-mdme du domained'6tude,
les conditions aux limites absorbantes n'6tantqu'approximatives
: il convient alors ded6finir un contour ferm6
int6rieur,
situ6 h mi-chemin entre la structurerayonnante
et la frontibre ext6rieure.2.9 CoNcLusIoN. Nous venons de d6crire la formulation par E16ments Finis que nous
avons mise en oauvre dans notre
logiciel
wave2d. Sesprincipales caract6ristiques
sont :moddlisation de
probl~mes
ouverts ouinfinis,
enrdgime hwrnonique
; moddlisation 2D ;calcul du
champ
lointain par EIF.Malgrd
lehandicap
dli hl'approche bidimensionnelle,
il estpossible
d'6tudier desdispositifs complexes
en conservant destemps
de calculs raisonnables. A titred'exemple,
nous allonsmaintenant
pr6senter
les r6sultats de la moddlisation d'une structure h base d'antennes de Vlassov..043404
.04?a35
t~
Fig.
9.Champ
lointainproduit
par unguide coupd
h 45° l'infini estpris
en compte par EIF (haut) et par conditions aux limites absorbantes (bas).[Far field
produced
by a waveguide with a 45° slant-cut angle : exterior is taken into account by BIEM(top)
and by A-B-C- (bottom).]3. Mod41isation d'antennes de Vlassov h haute
puissance.
3.I D#FINITION DES CONFIGURATIONS. Une campagne d'essais a dt6 men£e aux
Harry
Diamond Laboratories pour des structures rayonnantes h haute
puissance.
L'antenne de base utilis6e pour cetteapplication
est unguide
d'ondecylindrique coup6
h 20°(Fig. 10a),
detype
de Vlassov.Chaque dispositif
6tud16 estcompos6
de deux antennes, situdes dans le mdmeplan vertical, plac6es
dans despositions
diffdrentes avec des distances axiales diff6rentes(Fig. lob).
Unequinzaine
de tellesconfigurations
ont 6t6mod61is6es,
et nouspr6sentons
ici [es rdsultats de l'une d'elles(guides plac6s
comme h laFig. 10b,
avecDi
=0).
Les
principales caract6ristiques g60m6triques
etphysiques
sont : diam~tre duguide
:4,75
cm,longueur
duguide
:29,5
cm,fr6quence
:8,5
Ghz(soit
unelongueur
d'onde de l'ordre de3,5 cm),
mode transverse
magn6tique
n° 1.N° II tLtMENTS FINIS 2D EN
HYPERFREQUENCES
2111...
,... ;..
.. «.
.. ;
3.3 ANALYSE DES RtSULTATS. La
figure
12 compare les rdsultats de calcul enchamp proche
et enchamp
lointain.Plusieurs remarques
s'imposent
:. On note la
pr6sence
d'une onde stationnaire entre les 2guides.
Ceciprovient
del'approximation
2Dqui
est faite : les deuxguides
dtant en effetsupposds
infinis dans la directionperpendiculaire
auplan d'dtude,
on a cr££ unemagnifique
cavitd rdsonante. Celle-ci n'existe en fait dans la r6alit6qu'h
undegr6
bienmoindre, puisque
les deuxguides
sontcylindriques.
. Le
champ proche
dans leguide
inf6rieurappar@t beaucoup plus
distordu dans le cas ohD~
= 4* h par rapport au cas ohD~
= 2* h. Cette distortionprovient
de r£flexions seproduisant
sur lapartie
inf6rieure duguide supdrieur.
Lechamp
lointain enpardt
affects : il y adeux lobes
principaux
dans lepremier
cas, alors que le faisceau estunique
dans le second cas.En
quelque
sorte, pourD~
= 2* A, les deux antennes sont « accorddes ».. De la remarque
pr6c6dente
on d6duit imm6diatement l'int6rdt de la moddlisationnumdrique
d'une telle structure : il devientpossible
del'optimiser
par la connaissance duchamp proche.
o
i t=
i
Fig,
13. R£sultats du calcul de laconfiguration
pour deux distances aXiales : hgauche,
isovaleurs instantan£es de H~(champ proche),
h droite,champ
lointaincorrespondant.
[Computation
results of the studied structure for two axialseparations
: at the left, instantaneous isovalues of H~ (near field), at theright,
far field.]N° II
fL#MENTS
FINIS 2D ENHYPERFRtQUENCES
2113 Lafigure
14reprdsente
[eschamps
lointains calculd et mesur6 pour le casD~=
4* h. Mdme si on retrouve le mdme nombre de
lobes,
ceux-ci ont desamplitudes
totalementdiff6rentes. Bien
qu'ait
dt6 montrdeauparavant [9]
l'efficacitd del'approximation
2D pour la mod61isation d'unguide cylindrique,
cetteapproximation
montre hpr6sent
ses limites : il est Evident que la cavitd rdsonante que nous avons cr6£e entre [esguides
modifiegrandement
laconfiguration
duchamp lointain,
et une moddlisation 3Ds'impose
dans ce cas.Ndanmoins,
[es r6sultats ainsi obtenus sont richesd'enseignement.
_.--".,
"'
"
'.~
'.'
' '
, ,
I" 'f' )""
/
'd
,' '
' '"-©" '
", ,'
'".,o-"
Fig.
14.Champs
lointains calculd(gauche)
et mesurd (droite).[Far field
computed
(left) and measured(right).]
4. Conclusion.
Nous avons
prdsent6
une formulation 2Dcompl~te
par mdthode d'Eldments Finis pour lesphdnomknes
micro-ondes dans les milieux ouverts et dans le domainefrdquentiel. Beaucoup
dedispositifs
peuvent dtre mod61isds en 2dimensions, mais,
comme le montrel'analyse
de la structure rdelle que nous avonseffectu6e,
cela n'est pas suffisant. Notre effort de recherche se porte donc hpr6sent
sur une formulation tridimensionnellequi
a donna sespremiers
rdsultatsjug6s
trbsencourageants ii1].
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