Para que se consiga transmitir e receber informa¸c˜ao atrav´es da mesma antena ´e necess´ario utilizar um dispositivo que fa¸ca com que o sinal a enviar v´a para a antena e n˜ao entre na rece¸c˜ao e o contr´ario, que o sinal a receber v´a para a rece¸c˜ao e n˜ao para a entrada da transmiss˜ao. Para tal pode-se utilizar um circulador ou um h´ıbrido.
Optou-se por utilizar um h´ıbrido pelo motivo de se poder implementar. Nesta sec¸c˜ao vai abordar-se o desenvolvimento de um h´ıbrido de 90◦, vai ser simulado o seu comportamento atrav´es do software CST e vai ser impresso o h´ıbrido para que se possa fazer os testes ne- cess´arios para se comparar com o desenvolvido e tamb´em para ser utilizado na vers˜ao final do CubeSat.
O funcionamento de um h´ıbrido de 90◦consiste numa entrada e duas sa´ıdas desfasadas em 90◦e por fim uma ´ultima sa´ıda que fica isolada, ou seja, essa sa´ıda vai estar isolada da entrada logo o sinal obtido nessa sa´ıda ´e muito baixo [12].
Um h´ıbrido de 90◦ apresenta as dimens˜oes que se encontram na figura 4.14 em que Z0
corresponde a 50Ω e todas as linhas s˜ao de λ/4, com estes valores foi desenhado o h´ıbrido no substrato Isola Astra 680, que apresenta uma constante diel´etrica de 2.8 e uma constate de perdas de 0.0025 e uma espessura de 1.524mm [28]. Para o c´alculo das dimens˜oes das linhas foi utilizado o software TXLINE, em que foram intruduzidos os valores do substrato e a impedˆancia de 50Ω e de 35.355Ω para os dois tipos de linhas necess´arios. Os valores obtidos encontram-se na tabela 4.4.
Com os valores obtidos efetuou-se a simula¸c˜ao do h´ıbrido, mas o h´ıbrido n˜ao se encontrava adaptado para a frequˆencia pretendida, por este motivo procedeu-se a uma otimiza¸c˜ao dos parˆametros do h´ıbrido e chegou-se ao parˆametros da tabela 4.5.
Figura 4.14: H´ıbrido de 90◦, adaptado de [12].
Frequˆencia (GHz) W50 (mm) L50(mm) W35.355 (mm) L35.355 (mm)
2.45 4.01 20.12 6.63 19.73
Tabela 4.4: Parˆametros do h´ıbrido de 90◦.
apresentam -42,5 dB, -3,1 dB, -3.1 dB e -56,0 dB respetivamente e na figura 4.16 encontra-se a impedˆancia de entrada da porta 1 que ´e de 50.558 − 0.48j. Os resultados obtidos na simula¸c˜ao s˜ao os esperados em que a porta 4 encontra-se isolada da porta 1 e da porta 1 para a porta 2 e 3 existe uma perda de 3 dB que ´e o esperado. Na figura 4.17 encontra-se a diferen¸ca de fase entre as portas 2 e 3 que de 90.2◦ que ´e o pretendido.
Figura 4.15: Parˆametros S11, S12, S13eS14 simulados.
Com os resultados da simula¸c˜ao efetuou-se a impress˜ao do h´ıbrido, figura 4.18, e procedeu- se `a medi¸c˜ao dos seus parˆametros utilizando o VNA de 4 portas, para que todas as portas do h´ıbrido fossem estimuladas simultaneamente. Nas figuras 4.19, 4.20, 4.21, 4.22 encontram-se as compara¸c˜oes entre os parˆametros S11, S12, S13 e S14 simulados e os medidos. Para o
parˆametro S11 o valor simulado ´e de -42.55 dB e o medido ´e de -21.53 dB, para o parˆametro
Frequˆencia (GHz) W50 (mm) L50(mm) W35.355 (mm) L35.355 (mm)
2.45 3.53 18.60 5.90 21.64
Figura 4.16: Impedˆancia de entrada simulada no porto 1 do h´ıbrido
Figura 4.17: Diferen¸ca de fase simulada entre as portas 2 e 3 do h´ıbrido.
S12 o valor simulado ´e de -3.06 dB e o medido de -3.21 dB, para o S13 o valor simulado ´e de
-3.13 dB e o medido de -3.44, por fim para o S14o valor simulado ´e de -55.99 dB e o medido de
-22.59. A diferen¸ca de fase entre os portos 2 e 3 encontra-se na figura 4.23 e o valor simulado ´e de 90◦e o valor medido de -80.76◦, este valor ´e o ´unico que n˜ao est´a de encontro com o simulado.
Os valores dos parˆametros do h´ıbrido para a frequˆencia de 2.46GHz podem ser encontrados na tabela 4.6. Efetuou-se a verifica¸c˜ao dos parˆametros para estas frequˆencias pelo facto da antena impressa ser adaptada para 2.46GHz e n˜ao para 2.455GHz.
Com os valores medidos ´e poss´ıvel concluir que o h´ıbrido impresso apresenta a carac- ter´ısticas esperadas e como tal pode ser utilizado na implementa¸c˜ao das comunica¸c˜oes do CubeSat.
4.3
GNURadio e LimeSDR
Nesta sec¸c˜ao aborda-se o desenvolvimento do software para as comunica¸c˜oes do CubeSat, onde se utiliza um SDR, neste caso o LimeSDR e um Raspberry PI 3. O Raspberry PI 3
Figura 4.18: H´ıbrido impresso. 1.8 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 Frequency (Hz) ×109 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 Magnitude (dB) dB(S11) dB(S11)
Figura 4.19: Parˆametro S11 do h´ıbrido simulado e impresso
tˆem como sistema operativo o Ubuntu 18 e o software utilizado para o controlo do SDR e o processamento dos dados ´e o GNU Radio.
4.3.1 LimeSDR
O SDR, escolhido para esta tese foi o LimeSDR. Efetuou-se um pesquisa e uma compara¸c˜ao entre v´arios SDRs, esta compara¸c˜ao encontra-se na tabela 4.7, e os SDR comparados s˜ao o HackRF One, o Ettus B200, o BladeRF x40 e por fim o LimeSDR. Analisando-se a tabela verifica-se que a frequˆencia do projeto encontra-se dentro da gama de frequˆencias de todos os SDRs, a largura de banda ´e superior no Ettus B200 e no LimeSDR, sendo que acontece o mesmo para a taxa de amostragem. Os bits de amostragem s˜ao iguais para todos os SDRs exceto o HackRF One que tˆem 8 bits, para os canais de transmiss˜ao e rece¸c˜ao s´o o LimeSDR ´e que tem dois canais. Os pre¸cos do LimeSDR e do HackRF One s˜ao de 299 d´olares todavia os restante s˜ao mais dispendiosos.
1.8 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 Frequency (Hz) ×109 -7.5 -7 -6.5 -6 -5.5 -5 -4.5 -4 -3.5 -3 -2.5 Magnitude (dB) dB(S12) dB(S 12)
Figura 4.20: Parˆametro S12 do h´ıbrido simulado e impresso.
1.8 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 Frequency (Hz) ×109 -4.6 -4.4 -4.2 -4 -3.8 -3.6 -3.4 -3.2 -3 -2.8 -2.6 Magnitude (dB) dB(S 13) dB(S 13)
Figura 4.21: Parˆametro S13 do h´ıbrido simulado e impresso.
comunicar com um computador, como todos eles interagiam com o GNURadio e outros pro- gramas open source este fator n˜ao teve tanta revelˆancia, o mais relevante foi o plugin que o LimeSDR e o Ettus B200 tˆem para o GNURadio. Tendo em conta todos estes fatores optou-se por utilizar LimeSDR visto ser o que apresenta mais vantagens.
4.3.2 Modula¸c˜ao
Nesta sec¸c˜ao aborda-se a modula¸c˜ao utilizada no projeto, ´e necess´ario introduzir o que ´e uma modula¸c˜ao e explicar os princ´ıpios fundamentais. A modula¸c˜ao consiste em transformar um sinal em banda base, isto ´e, com uma frequˆencia baixa num sinal com uma frequˆencia mais elevada, desta forma utiliza-se o sinal em banda base para modular, alterar os parˆametros do sinal com a frequˆencia mais elevada.
1.8 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 Frequency (Hz) ×109 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 Magnitude (dB) dB(S14) dB(S 14)
Figura 4.22: Parˆametro S14 do h´ıbrido simulado e impresso.
1.8 2 2.2 2.4 2.6 2.8 3 Frequency (Hz) ×109 -400 -300 -200 -100 0 100 200 Angle (degrees) angle(S 23) angle(S 23)
Figura 4.23: Diferen¸ca de fase entre as portas 2 e 3 en fun¸c˜ao da frequˆencia do h´ıbrido simulado e impresso.
Existem v´arios tipos de modula¸c˜oes, por exemplo: • Modula¸c˜ao em amplitude.
• Modula¸c˜ao em frequˆencia.
A modula¸c˜ao em amplitude consiste em utilizar um sinal, por norma utiliza-se uma si- nusoide, com uma frequˆencia elevada e este ´e modulado pelo sinal em banda base, este por norma ´e um sinal anal´ogico.
Frequˆencia (GHz) S11 (dB) S12 (dB) S13 (dB) S14(dB)
2.46 -22.13 -3.18 -3.47 -23.45
Tabela 4.6: Parˆametros do h´ıbrido de 90◦ `a frequˆencia de 2.46GHz.
HackRF One Ettus B200 BladeRF x40 LimeSDR Frequˆencia (MHz) 1-6000 70-6000 300-3800 0.1-3800 largura de banda (MHz) 20 61.44 40 61.44 Taxa de Amostragem (MSPS) 20 61.44 40 61.44 Bits de Amostragem 8 12 12 12 Canais de Transmiss˜ao 1 1 1 2 Recetores 1 1 1 2
Potˆencia transmitida (dBm) 15 10 6 0-10
Pre¸co ($) 299 686 420 299
Tabela 4.7: Compara¸c˜ao das carcater´ısticas de v´arios SDRs, [14], [15], [16], [17].
sc(t) = A(t) cos(2πfct + θ) (4.13)
Na equa¸c˜ao 4.12 encontra-se a equa¸c˜ao de onda sinusoidal e na equa¸c˜ao 4.13 encontra-se o sinal modulado por uma onda sinusoidal, dado que o sinal ´e anal´ogico, no caso do sinal for digital obtˆem-se uma onda modulada com a seguinte express˜ao s(t)cos(2πff ct) em que o s(t)
´e o sinal digital em banda base, o sinal ou ´e A0cos(2πff ct) ou A1cos(2πff ct) dependendo se
o sinal ´e um zero ou um [29].
Partindo do pr´ıncipio que a defini¸c˜ao de uma fun¸c˜ao em formato de um cosseno ´e a seguinte:
st(t) = Acosθ(t) (4.14)
A modula¸c˜ao em frequˆencia consiste em variar a frequˆencia do sinal dependendo do sinal modulador, pode-se definir o sinal modulado atrav´es da seguinte equa¸c˜ao.
f1(t) = fc+ kfs(t) (4.15)
Em que fc´e a frequˆencia da portadora, st´e o sinal modulador e kf ´e uma constante que se
relaciona com as varia¸c˜oes em amplitude do sinal st. Sabendo que a frequˆencia ´e a derivada
no tempo da fase ent˜ao a fase ´e dada por:
θ(t) = 2π Z t 0 f1(τ )dτ = 2π fct + kf Z t 0 s(τ )dτ ! (4.16) Substituindo a equa¸c˜ao 4.16 na equa¸c˜ao 4.14 obtem-se a express˜ao da fun¸c˜ao da onda da modula¸c˜ao em frequˆencia.
s(t) = Acosθ(t) = Acos2π fct + kf Z t 0 s(τ )dτ ! (4.17)
At´e ao momento todas as modula¸c˜oes referidas foram para um sinal anal´ogico, para um sinal digital ´e necess´ario que o sinal em banda base seja do tipo Non return to zero-NRZ, caso n˜ao o seja ´e necess´ario alter´a-lo, na figura 4.24 encontra-se um exemplo de um sinal NRZ e de um sinal Return to Zero-RZ. Esta condi¸c˜ao ´e necess´aria para que quando se efetua a modula¸c˜ao do sinal este esteja sempre no estado pretendido [29].
0 10 20 30 40 50 60 70 80 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 NRZ RZ
Figura 4.24: Formato de um sinal NRZ e RZ.
A modula¸c˜ao em frequˆencia de um sinal digital ´e conhecida por Frequency Shift Keying- FSK, a express˜ao do sinal ´e dada pela seguinte equa¸c˜ao, em que o sb(t) ´e o sinal digital em
banda base: s(t) = Acos 2πfct + 2πkf Z sb(t)dt (4.18) A maior vantagem da utiliza¸c˜ao da modula¸c˜ao em frequˆencia ao invez da modula¸c˜ao em amplitude deve-se ao facto de esta ser muito subject´ıvel ao Additive White Gaussian Noise- AWGN, tendo em conta que a modula¸c˜ao em frequˆencia tamb´em apresenta solu¸c˜oes muito simples para os moduladores e os desmoduladores.
Para esta disserta¸c˜ao optou-se por utilizar a modula¸c˜ao Gaussian frequency-shift keying- GFSK, que consiste na modula¸c˜ao FSK, apresentada anteriormente mas o sinal em banda base ´e filtrado por um filtro Gaussiano, para que se suavize o sinal em banda base, a passagem de um n´ıvel para o outro. Esta modula¸c˜ao tem como vantagem a diminui¸c˜ao da potˆencia lateral, a diminui¸c˜ao da interferˆencia com canais vizinhos mas ao custo do aumento da interferˆencia entre sinais.
4.3.3 Implementa¸c˜ao no GNURadio
Come¸cou-se por implementar o emissor, figura 4.25, que ´e constitu´ıdo por os seguintes blocos de processamento de sinal:
• File Source consiste num bloco em que se escolhe um ficheiro numa determinada loca- liza¸c˜ao para ser enviado atrav´es deste bloco. A formata¸c˜ao do sinal de saı’da pode ser escolhida, isto ´e, o sinal de sa´ıda pode ser um complexo, um float, um byte ou um char.
• Stream to Tagged Stream consiste num bloco que `a sua entrada tem um n´umero de amostra e na sua sa´ıda vai colocar esse n´umero de amostras mas com uma tag, sendo que o n´umero de amostras pode ser definido pelo utilizador.
• Stream CRC32, vai introduzir 32 amostras, que neste caso s˜ao bits. Estes 32 bits s˜ao utilizados para a dete¸c˜ao de erros.
• Protocol Formatter ´e o bloco que vai criar o cabe¸calho da corrente de amostras para que depois no recetor se possa saber a quantidade de amostras que cont´em cada pacote, um pacote constitu´ıdo por cabe¸calho e pela informa¸c˜ao que se quer transmitir.
• Tagged Stream Mux serve para unir o cabe¸calho `a informa¸c˜ao a transmitir.
• Repack Bits ´e essencialmente um bloco que transforma uma quantidade de bits por amostra em outra quantidade de bits por amostra, neste caso ´e de 8 para 1.
• GFSK Mod, este bloco modula o sinal de entrada e transforma-o num sinal complexo. Neste caso a modula¸c˜ao deste bloco ´e GFSK.
Este bloco tem como entrada um fluxo de bytes e como sa´ıda um fluxo de sinais comple- xos modulados. O primeiro passo efetuado por este bloco ´e transformar o fluxo de bytes de entrada que est˜ao em pacote e vai desempacot´a-los. O segundo passo ´e transformar os bits que estiverem em 0 e alter´a-los para -1 e os bits que estiverem a 1 continuam iguais. O terceiro passo ´e aplicar um filtro gaussiano ao resultado do terceiro passo, por fim o quarto e ´ultimo passo ´e uma modula¸c˜ao em frequˆencia em que na entrada se encontra um fluxo de float e na sa´ıda um sinal complexo de acordo com a equa¸c˜ao X, em que f∆ ´e o desvio na frequˆencia e fs´e a frequˆencia de amostragem.
y[n] = exp(j2πf∆ fs
X
x[n]) (4.19)
• LimeSuite Sink (TX) ´e o bloco que interage com o LimeSDR, neste caso o emissor. Neste bloco ´e poss´ıvel definir a frequˆencia da portadora, a taxa de amostragem, o ganho do LimeSDR, e a largura de banda do filtro anal´ogico e do filtro digital.
Na figura 4.26 encontra-se a implementa¸c˜ao do recetor que ´e constitu´ıdo por: • File Sink que consiste em gravar a informa¸c˜ao que lhe ´e enviada para um ficheiro. • Stream CRC32, neste caso este bloco vai verificar os 32 bits introduzidos na emiss˜ao e
verifica se est˜ao como era suposto.
• Repack Bits, neste caso este bloco vai transformar amostras na entrada com 1 bit e na sa´ıda vai colocar 8 bits por amostra.
• Correlate Access Code - Tag Stream, consiste num bloco que vai fazer uma correla¸c˜ao entre o sinal de entrada e o c´odigo de acesso que lhe ´e fornecido pelo utilizador, o c´odigo de acesso foi introduzido no Protocol Formatter que separou o cabe¸calho do resto da informa¸c˜ao e a colocou na sa´ıda.
• LimeSuite Source (RX), ´e o bloco que interage com o LimeSDR mas neste caso ´e o recetor, em que como no emissor ´e poss´ıvel definir os parˆametros enumerados anterior- mente.
Figura 4.25: Blocos que constituem o emissor.
Figura 4.26: Blocos que constituem o recetor.
No apˆendice A encontram-se as figuras acima apresentadas em ponto maior.
4.3.4 Link Budget
Nesta sec¸c˜ao aborda-se o link budget do sistema de comunica¸c˜oes desenvolvido, que con- siste em contabilizar todos os ganhos e perdas do sistema de comunica¸c˜oes. O link budget de um sistema de comunica¸c˜oes tem um grande importˆancia dado que permite calcular a potˆencia recebida pelo recetor, que permite determinar se o sistema vai receber potˆencia su- ficiente. Para o caso desta disserta¸c˜ao realiza-se o link budget com o porp´osito de determinar a distˆancia m´axima a que se conseguem realizar as comunica¸c˜oes. Esta contabiliza¸c˜ao deriva da f´ormula de Friis, equa¸c˜ao 4.20, em que poss´ıvel determinar a potˆencia recebida sabendo a potˆencia enviada, os ganhos das antena de rece¸c˜ao e de transmiss˜ao e as perdas no espa¸co livre.
Pr =
GtGrλ2
Na equa¸c˜ao 4.20 Prcorresponde `a potˆencia recebida, Gt´e o ganho da antena transmissora,
Gr ´e o ganho da antena recetora, Pt ´e a potˆencia transmitida, λ ´e o comprimento de onda e
por fim o R ´e a distˆancia entre a antena recetora e a antena emissora. As perdas no espa¸co livre s˜ao determinadas pela seguinte equa¸c˜ao que ´e obtida atrav´es da F´ormula de Friis:
L0 =
1
λ 4πR
2 (4.21)
As perdas que existem num sistema de comunica¸c˜oes n˜ao s˜ao exclusivamente as perdas no espa¸co livre que se encontram na F´ormula de Friis, existem tamb´em fatores atmosf´ericos que atenuam o sinal e como tal tem de ser contabilizados, mas para simplifica¸c˜ao pode utilizar-se unicamente as perdas no espa¸co livre. O link budget pode ser representado pela seguinte equa¸c˜ao, em que Lt s˜ao as perdas no transmissor e Lr as perdas no recetor.
Pr(dBm) = Pt− Lt+ Gt− L0+ Gr− Lr (4.22)
Resolvendo a equa¸c˜ao 4.22 em ordem a L0 obtem-se a equa¸c˜ao que permite calcular as
perdas no espa¸co livre que se pode aplicar na equa¸c˜ao 4.21 e calcular-se a distˆancia m´axima a que o sistema desenvolvido vai funcionar.
L0(dB) = Pt− Pr− Lt+ Gt+ Gr− Lr (4.23)
Na tabela seguinte encontra-se os valores obtidos para o sistema desenvolvido. Potˆencia transmitida -10(dBm)
Potˆencia recebida -130(dBm) Ganho da antena emissora 7.797(dBi ) Ganho da antena recetora 7.797(dBi ) Perdas no H´ıbrido -3.2(dB )
Perdas no espa¸co -132.3940 (dB ) Tabela 4.8: Link Budget
As perdas no transmissor e no recetor j´a est˜ao incorporadas nos valores da potˆencia transmitida e recebida. Utilizando a equa¸c˜ao 4.21 verifica-se que a distˆancia m´axima entre o recetor e o transmissor ´e de aproximadamente de 40427m.