Amplificador classe A

Para os projetos dos amplificadores será primeiramente estabelecida a fonte de alimentação e o transistor, pois com base neles serão tomados os pontos de operação. O valor da fonte de alimentação CC será de 10 V e o transistor BC548 da Fairhild Semiconductor® será escolhido pelo histórico de confiabilidade e por ser amplamente utilizado.

Com base nas considerações, é realizada uma especulação acerca de 𝐼_{𝐶𝑄(𝑠𝑎𝑡)}, que por enquanto assumirá um valor de 30 mA. Os valores podem ser devidamente reajustados no decorrer do projeto para atingir os parâmetros requeridos. O valor de 𝑉_{𝐶𝐸(𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒)} assume o mesmo da fonte de alimentação CC (𝑉_𝐶𝐶), que é de 10 V.

Com esses valores é possível determinar no gráfico 𝐼_𝐶 × 𝑉_𝐶𝐸 do BC548 a reta de carga CC. O ponto de operação será colocado inicialmente no centro da reta de carga, ou seja, 𝐼_𝐶𝑄 igual a 15 mA e 𝑉_𝐶𝐸𝑄 igual a 5 V. A figura 19 mostra a representação dos pontos referidos.

Fonte: Adaptado de Fairchild Semiconductor® (2002)

Observando a posição do ponto Q na figura 19, é possível deduzir um valor para 𝐼_𝐵𝑄 a partir da distância entre as curvas de 50 e 100 µA, que proporcionalmente é um valor próximo de 60 µA. Com 𝐼_𝐶𝑄 e 𝐼_𝐵𝑄 calcula-se o valor de β que será de 250. Por esse valor ser muito alto, a corrente de coletor será considerada a mesma que a de emissor.

A folha de dados do transistor disponibiliza a curva 𝑉_𝐵𝐸× 𝐼_𝐶 para 𝑉_𝐶𝐸 igual a 5 V. Assim, ao invés de utilizar o valor típico de 0,7 V para 𝑉_𝐵𝐸, é possível obter seu valor na curva a partir da corrente de coletor do ponto de operação (15 mA). A figura 20 mostra a projeção do valor de 𝐼_𝐶𝑄 na curva e o valor aproximado de 𝑉_𝐵𝐸 equivalente, que é aproximadamente de 0,74 V.

Fonte: Adaptado de Fairchild Semiconductor® (2002)

O modelo de amplificador será o mesmo mostrado na figura 5, sendo, entretanto, retirado o capacitor de desvio 𝐶₃. Com isso, 𝑅_𝐸 será considerado na impedância de base e, consequentemente, também no ganho de tensão. A nova impedância de base pode ser vista na equação 27. A escolha de retirar o capacitor se deve ao fato de manter um ganho de tensão mais estável, estando menos sujeito às variações da corrente quiescente e às variações de temperatura.

𝑍_{𝑖𝑛(𝑏𝑎𝑠𝑒)}= 𝛽(𝑟^′𝑒 + 𝑅_𝐸 ) (27)

O ganho de tensão para um amplificador classe A com carga pode ser descrito pela equação 28, sendo 𝑟_𝑐 uma associação em paralo entre 𝑅_𝐿 e 𝑅_𝐶 . Esta equação foi obtida a partir dos valores de 𝑣_𝑜𝑢𝑡 e 𝑣_𝑖𝑛. (BOYLESTAD, 2013)

𝐴_𝑣 = − ^𝑟𝐶

𝑟_𝑒′+ 𝑅_𝐸 ⁽²⁸⁾

Como mencionando anteriormente, para que o amplificador classe A tenha o máximo rendimento, o ponto Q deve excursionar por toda reta de carga CA. Malvino (2016) afirma que ´para que isso aconteça, 𝑅_𝐸 deve obedecer a igualdade da equação 29.

𝑅_𝐸 = ^𝑅_𝑉^{𝐶+ 𝑟𝑐}

𝐶𝐶

𝑉𝐸 − 1 ⁽²⁹⁾

Para este projeto, será estabelecido um ganho de tensão com carga mínimo de -15. O valor de 𝑉_𝐸 é escolhido por uma regra de projeto, geralmente de porcentagem em relação a 𝑉_𝐶𝐶. Entretanto, para que o ponto de operação CC não se altere é preciso deixar 𝑉_𝐸 em função de 𝑉_𝐶𝐸𝑄 e 𝐼_𝐶𝑄, conforme a equação 30. Ela foi derivada da lei de Kirchoff das tensões aplicada à malha do coletor, vista na equação 6.

𝑉_𝐸 = 𝑉_𝑐𝑐− 𝐼_𝐶𝑄𝑅_𝐶− 𝑉_𝐶𝐸𝑄 (30)

O valor de 𝑟_𝑒^′ pode ser calculado a partir da equação 7. Considerando que a corrente de coletor é igual a de emissor, obtém-se um valor de 1,67 Ω. O valor da carga será de 1 kΩ, valores baixos são inviáveis de serem aplicados em amplificadores classe devido a fatores anteriormente explicados. Baseando-se nisso, poderão ser encontrados os valores de 𝑅_𝐸 e 𝑅_𝐶 por meios da manipulação das equações 28, 29 e 30.

Isolando-se 𝑅_𝐸 na equação 28, obtém-se:

𝑅_𝐸 =^−𝑟𝑐 𝐴_𝑣 ^{− 𝑟𝑒}

′

Igualando-se a equação 29 com a nova equação para 𝑅_𝐸, obtém-se a equação 31. Os valores foram devidamente substituídos pelos escolhidos.

−𝑟_𝑐 𝐴_𝑣 ^{− 𝑟𝑒} ′ =^𝑅_𝑉^{𝐶+ 𝑟𝑐} 𝐶𝐶 𝑉𝐸 − 1 ⁽³²⁾ −𝑟_𝑐 𝐴_𝑣 ^{− 𝑟𝑒} ′−^𝑅_𝑉^{𝐶+ 𝑟𝑐} 𝐶𝐶 𝑉𝐸 − 1 ^{= 0} (33) − ^𝑅𝐶.𝑅𝐿 𝑅_𝐶+𝑅_𝐿 𝐴_𝑣 ⁻ 𝑅_𝐶+ ^𝑅𝐶.𝑅𝐿 𝑅_𝐶+𝑅_𝐿 𝑉𝐶𝐶 𝑉𝑐𝑐− 𝐼𝐶𝑄𝑅𝐶−𝑉𝐶𝐸𝑄− 1^{− 𝑟𝑒} ′= 0 ⁽³⁴⁾ − ^𝑅𝐶.(1000) 𝑅𝐶+(1000) (−15) ⁻ 𝑅_𝐶+ ^𝑅𝐶.(1000) 𝑅𝐶+(1000) (10) (10)−(15.10´3)𝑅𝐶−(5)− 1^{− (1,67) = 0} (35)

Para facilitar o cálculo e a manipulação de equações, podem ser empregados softwares para este fim. Neste caso será usado o Microsoft Excel para atribuir valores inteiros a 𝑅_𝐶 a fim de que o lado esquerdo da equação seja igual a zero. A raiz se encontra em um valor no intervalo 316 e 317 Ω. O valor inteiro para 𝑅_𝐶, para o qual a equação mais se aproxima de zero, é o de 317 Ω. Esse valor é aplicado na equação 28 para se encontrar a resistência de 𝑅_𝐸, que é de 14,38 Ω.

A coordenação das equações 29, 30 e 31 teve como objetivo dimensionar 𝑅_𝐶 e 𝑅_𝐸 para obter a máxima eficiência possível para um ganho de tensão com carga pré-determinado, sem que houvesse modificação do ponto de operação CC, assim as informações da folha de dados sobre 𝑉_𝐵𝐸 para um 𝑉_𝐶𝐸 de 5 V continuam válidas, fazendo com que os valores sejam mais coerentes.

É impossível manter o ponto de operação no centro das duas retas de carga sem que elas sejam coincidentes. Os valores não se encontram otimizados para a máxima eficiência, pois isso alteraria o ganho de tensão do projeto e mudaria o ponto de operação CC para um valor de

𝑉_𝐶𝐸, cujo a fabricante do transistor não fornece informações acerca de 𝑉_𝐵𝐸, diminuindo a precisão dos valores finais. A operação realizada não posicionou o ponto Q no centro da reta de carga CA, mas a modelou para que seu centro se aproximasse da reta CC, obtendo-se um equilíbrio entre eficiência e coerência para o projeto.

Analisando o ramo do divisor de tensão, é sabido que 𝑅₂ deve obedecer a equação 3 para que a corrente de base cause um efeito pequeno na divisão, então este resistor deve ser menor que 359,5 Ω. O valor de tensão sobre ele (𝑉_𝑅2) deve ser o equivalente à soma de 𝑉_𝐵𝐸 e 𝑉_𝐸. Para o 𝑅_𝐸 encontrado (14,38 Ω) e considerando a corrente de emissor igual à de coletor (15 mA), obtém-se um valor para 𝑉_𝐸 de 0,22 V. Portanto, 𝑉_𝑅2 deve ser igual a 0,96 V. Para um valor comercial de 𝑅₁ de 1 kΩ, 𝑅₂ precisa ter um valor aproximado de 106 Ω para gerar a tensão necessária. Essa resistência é menor do que 359,5 Ω e, portanto, obedece à equação 3.

Esses valores de resistência são inviáveis para aplicação em um modelo real, pois seus valores não são comerciais. Por isso a tabela 1 mostra as resistências calculadas e seu valor comercial mais próximo, juntamente com sua tolerância. O resistor 𝑅₂ será substituído por um potenciômetro, cujo ajuste poderá compensar a mudança de valores sofrida por 𝑅_𝐶 e 𝑅_𝐸. Ele deve ser ajustado apara um valor de aproximadamente 103,75 Ω para isso.

Tabela 1– Valores calculados e comerciais das resistências de polarização

Resistor Valor calculado Valor comercial

R1 1 k Ω 1 kΩ ± 1 %

R2 106 Ω Potenciômetro 1 kΩ

RE 14,38 Ω 15 Ω ± 1 %

RC 317 Ω 330 Ω ± 1 %

Fonte: Autoria própria (2020)

A mudança provocou uma alteração em 𝐼_𝐶𝑄 e 𝐼_{𝐶𝑄(𝑠𝑎𝑡)}que agora apresentam respectivamente os valores de 14,49 mA e 28,99 mA, mas 𝑉_𝐶𝐸𝑄foi preservado, continuando igual a 5 V. O valor de 𝐼_𝐶𝑄𝑟_𝑐 é igual a 3,59 V, sendo menor do que 𝑉_𝐶𝐸𝑄. É previsível que o sinal sofrerá ceifamento na saída caso o sinal seja maior que 𝐼_𝐶𝑄𝑟_𝑐, então a maior tensão pico a pico que poderá haver na saída será o dobro deste valor, ou seja, 𝑀𝑃𝑃 é igual a 7,18 𝑉_𝑃𝑃.

Os valores de 𝑖_{𝑐(𝑠𝑎𝑡)} e 𝑣_{𝑐𝑒(𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒)} podem ser encontrados a partir das equações 12 e 13, e são respectivamente 34,64 mA e 8,59 V. A partir desses dois pontos é possível traçar a reta

de carga CA. As equações 36 e 37 representam respectivamente as retas de carga CC e CA. Como já era esperado, o coeficiente angular da reta CA é maior em relação à CC.

𝐼_𝐶(𝑉_𝐶𝐸) = −2,90 ∙ 10−3𝑉_𝐶𝐸+ 28,99 ∙ 10−3 (36)

𝑖_𝑐(𝑣_𝑐𝑒) = −4,03 ∙ 10−3𝑣_𝑐𝑒+ 34,64 ∙ 10−3 (37)

Com a obtenção dos parâmetros de corrente contínua, podem ser calculados os parâmetros para corrente alternada, que definirão as características de amplificação do sinal. A impedância de entrada de base, obtida a partir da equação 27, possui valor de 4,04 kΩ, conforme mostram os cálculos. Com os valores dos resistores comerciais 𝑟_𝑒^′ é 1,73 Ω e β é 241,5.

A 𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜)} é equivalente ao paralelo entre os resistores do divisor de tensão e da impedância de entrada de base. O valor obtido foi de 91,86 Ω, que é baixo, o que se espera de uma operação em classe A.

𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜)}= 𝑅₁||𝑅₂||𝑍_{𝑖𝑛(𝑏𝑎𝑠𝑒)} (38)

𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜)} = 1 𝑘Ω||103,75Ω||4,04 𝑘Ω

𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜)} = 91, 86 Ω

A corrente de entrada (𝑖_𝑖𝑛) pode ser colocada em função da corrente de base (𝑖_𝑏), uma vez que a primeira é proporcionalmente maior que a segunda, já que existe uma parte da corrente de entrada é desviada pelo divisor de corrente existente entre o paralelo dos resistores da malha de polarização de base e da impedância de entrada de base. A equação 39 é derivada da típica equação de divisão de corrente e mostra a relação entre 𝑖_𝑖𝑛 e 𝑖_𝑏. Os cálculos explicitam que 𝑖_𝑖𝑛 é 43,98 vezes maior que 𝑖_𝑏.

𝑖_𝑖𝑛 = ^{(𝑅1||𝑅2) + 𝑍𝑖𝑛(𝑏𝑎𝑠𝑒)}

(𝑅₁||𝑅₂) ^{𝑖𝑏 (39)}

𝑖_𝑖𝑛= ^{(94) + (4,04 ∙ 10} 3)

𝑖_𝑖𝑛 = 43,98 𝑖_𝑏

A tensão de entrada 𝑣_𝑖𝑛 é aquele que é entregue diretamente a 𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜)}, por isso pode ser obtida pela aplicação da lei de Ohm, como mostra a equação 40

𝑣_𝑖𝑛 = 𝑖_𝑖𝑛× 𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜) (40)}

𝑣_𝑖𝑛 = (43,98𝑖_𝑏) × (91,86) 𝑣_𝑖𝑛 = 4040𝑖_𝑏

É importante ressaltar que os cálculos realizados não levaram em consideração a resistência interna (𝑅_𝐺) da fonte do sinal, pois esse parâmetro pode variar conforme a aplicação do amplificador. A resistência interna atenua o sinal na entrada, diminuindo o ganho de tensão. (BOYLESTAD, 2013)

Os parâmetros de saída serão calculados duas vezes, pois é importante que sejam obtidos os valores de operação com e sem carga acoplada. A corrente de saída sem carga (𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)}) e a tensão de saída sem carga (𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)}) são relativos unicamente a 𝑅_𝐶, uma vez que não existe efeito de 𝑅_𝐿. Já a corrente de saída com carga (𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}) e a tensão de saída com carga (𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}) são relativos a 𝑅_𝐿.

As equações 41 e 42 são utilizadas para a obtenção de 𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)} e 𝑣_𝑜𝑁𝐿. A corrente de saída é igual a 𝑖_𝑐, e, conforme a lei de Ohm, a tensão é o produto desta corrente com a impedância de saída (𝑍_𝑜𝑢𝑡), ou seja, 𝑅_𝐿.

𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)} = 𝑖_𝑐 = 𝛽𝑖_{𝑏 (41)}

𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)} = 241,5𝑖_𝑏

𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)} = −𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)}× 𝑍_{𝑜𝑢𝑡 (42)}

𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝑁𝐿)} = −(241,5𝑖_𝑏)(330)

Com o acoplamento da carga, 𝑅_𝐶 passa a estar em paralelo com 𝑅_𝐿, diminuindo a corrente e a tensão de saída. As equações 43 e 44 provam tal colocação, elas se baseiam na divisão de corrente entre os resistores 𝑅_𝐶 e 𝑅_𝐿.

𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}= 𝛽. 𝑖_𝑏 ^𝑅𝐶 𝑅_𝐶+ 𝑅_𝐿 (43) 𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}= (241,5). 𝑖_𝑏 ⁽³³⁰⁾ (330) + (1 ∙ 103) 𝑖_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}= 59,92 𝑖_𝑏 𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}= −𝑖_𝑐 . 𝑍_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}, sendo 𝑍_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)} = 𝑅_𝐶//𝑅_𝐿 (44) 𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}= −𝛽. 𝑖_𝑏 ^{𝑅𝐶. 𝑅𝐿} 𝑅_𝐶+ 𝑅_𝐿 𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)}= −(241,5). 𝑖_𝑏 ^{(330)(1 ∙ 10} 3) (330) + (1 ∙ 103) 𝑣_{𝑜𝑢𝑡(𝐿)} = −59.921,05𝑖_𝑏

Com os parâmetros de entrada e saída, os ganhos de corrente e tensão podem ser obtidos, conforme anteriormente mostrado nas equações 9 e 10. O ganho de tensão com carga (𝐴_𝑣𝐿) apresentou um valor de -14,83, que é bastante aproximado do projetado (-15). Como esperado o ganho de corrente com carga (𝐴_𝑖𝐿) é baixo em relação ao de tensão, apresentando um valor de 1,36. A tabela 2 mostra o valor relativo a cada ganho.

Tabela 2 – Ganhos do amplificador classe A

Ganho Valor

𝐴_𝑣𝑁𝐿 −19,73

𝐴_𝑖𝑁𝐿 5,49

𝐴_𝑣𝐿 −14,83

𝐴_𝑖𝐿 1,36

É possível representar o pré-amplificador como um bloco unitário para facilitar uma futura abstração, mostrando somente as informações necessárias para os cálculos dos ganhos, independente da carga ou fonte que seja utilizada. O bloco é representado na figura 21.

Fonte: Autoria própria (2020)

A eficiência do amplificador será determinada pelo consumo de potência da fonte de alimentação (𝑃_𝑆) e pela potência entregue à carga (𝑃_𝐿), conforme mencionado anteriormente pela equação 18. A corrente demandada (𝐼_𝑆) pela é fonte é a soma da corrente do divisor de tensão (𝐼₁) com a corrente de coletor (𝐼_𝐶𝑄).

𝐼₁ = ^𝑉𝑐𝑐 𝑅₁+ 𝑅₂ ⁼ 10 1 ∙ 103+ 103,75^{= 9,06 𝑚𝐴} 𝐼_𝑆 = 𝐼₁+ 𝐼_𝐶𝑄 𝐼_𝑆 = (9,06 𝑚𝐴) + (14,49 𝑚𝐴) = 23,55 𝑚𝐴

A potência consumida será, portanto, o produto da tensão da fonte pela corrente demandada.

𝑃_𝑆 = 𝑉_𝐶𝐶 × 𝐼_𝑆

𝑃_𝑆 = (10 𝑉) × (23,55 𝑚𝐴) = 0,24 𝑊

A potência entregue à carga pode variar conforme a tensão de entrada. Para a maior eficiência possível, o valor da tensão na carga deve ser igual a 𝑀𝑃𝑃. Dessa forma, o valor da

máxima potência que pode ser entregue à carga pode ser calculado conforme foi mostrado na equação 14. 𝑃_𝐿 = (𝑀𝑃𝑃)2 8𝑅_𝐿 𝑃_𝐿 = ^(7,18)2 8(1000)= 6,44 𝑚𝑊

A eficiência será a razão entre 𝑃_𝐿 e 𝑃_𝑆, como já foi explicitado pela equação 18.

𝜂 =^𝑃𝐿

𝑃_𝑆^{× 100%}

𝜂 = ^{6,44 ∙ 10} 3

0,24 ^{× 100% = 2,68%}

Assim como foi mostrado na equação 15, a potência dissipada pelo transistor (𝑃_𝐷) é simplesmente o produto dos parâmetros do ponto de operação, ou seja, 𝑉_𝐶𝐸𝑄 e 𝐼_𝐶𝑄.

𝑃_𝐷 = 𝑉_𝐶𝐸𝑄× 𝐼_𝐶𝑄

𝑃_𝐷 = (5 𝑉) × (14,49 𝑚𝐴) = 72,45 𝑚𝑊

Os capacitores utilizados podem ser calculados conforme foi mostrado na equação 19. O capacitor de acoplamento de entrada (𝐶₁) deve possuir uma reatância menor ou igual a 10% do valor da impedância de entrada de estágio, pelos motivos anteriormente explicados na análise teórica. Já o capacitor de acoplamento de saída (𝐶₂) deve imprimir uma reatância equivalente a 10% do valor da carga. A frequência do circuito será de 1khz, um valor típico de sistemas de áudio. 𝐶₁ = ¹ 2𝜋𝑓𝑋_𝐶, sendo𝑋_𝐶 = 0,1 ∙ 𝑍_{𝑖𝑛(𝑒𝑠𝑡á𝑔𝑖𝑜)} 𝐶₁ = ¹ 2𝜋(1𝑘ℎ𝑧)(9,89)^{= 16,09 𝑚𝐹} 𝐶₂ = ¹ 2𝜋𝑓𝑋𝐶, sendo𝑋_𝐶 = 0,1𝑅_𝐿 𝐶₂ = ¹ 2𝜋(1𝑘ℎ𝑧)(100)^{= 1,59 𝑚𝐹}

Os valores de capacitância são os mínimos necessários para o acoplamento, portanto, qualquer valor acima desses pode ser usado. A capacitância comercial mais próxima de 𝐶₁ é a de 18.000 µF. Para evitar o uso de capacitores diferentes, serão aplicados dois com esse mesmo valor, já que ele é suplanta 𝐶₂.

Os componentes necessários para a montagem do circuito são listados na tabela 3, escolhidos com base nos parâmetros trabalhados até então. O circuito completo é representado na figura 22.

Tabela 3 – Componentes do amplificador classe A

Fonte: Autoria própria (2020)

Fonte: Autoria própria (2020)

Componente Símbolo ^Potência

(mW) ^{Identificação comercial Uni.}

Resistor superior do divisor

de tensão ^{R1 82,08} 1 kΩ ± 1 %; 1/8 W 1

Resistor inferior do divisor

de tensão ^R2 8,52 (103,75 Ω) ^{Potenciômetro 1 kΩ 1} Resistor de emissor RE 3,15 15 Ω ± 1 %; 1/8W 1 Resistor de coletor RC 69,29 c 1 TJB NPN Q1 72,45 ^{BC548 – Fairchild} Semiconductor® ¹ Capacitor de acoplamento C1, C2 - 18.000 µF; 25 V 2

2.3.1.2 Simulação

A simulação foi realizada no software Proteus Design Suite versão 8.6 desenvolvido pela Labcenter Electronics ©. O circuito foi montado conforme mostrado na figura 22. Para alcançar o 𝑀𝑃𝑃 de 7,18 𝑉_𝑃𝑃, a tensão de entrada deve ser este valor dividido por 𝐴_𝑣𝐿, ou seja, 𝑉_𝐺 deve ser igual a 0,484 𝑉_𝑃𝑃. Desta forma, o amplificador se encontra no limiar do ceifamento por 𝐼_𝐶𝑄𝑟_𝑐.

Entretanto, como a unidade mínima de regulagem do potenciômetro do simulador é de 1%, a resolução do dispositivo é de 10 Ω (1% de 1kΩ). Com essa resolução, o valor mais próximo possível de 103,75 Ω (valor ideal de 𝑅₂) é de 100 Ω. Por menor que seja a diferença entre o valor ideal e o alcançado pelo potenciômetro, a diferença nos resultados foi considerável quando comparado ao efeito de um resistor de valor teórico de 103,75 Ω que foi colocado no lugar do dispositivo. A tensão de pico de saída, por exemplo, aumentou em 0,25 V ao fazer a substituição. Por isso, a simulação será realizada com o resistor teórico, resultado no esquema da figura 23.

Fonte: Autoria própria (2020)

Como pode ser visto no esquema, foram colocados voltímetros e amperímetros para a medição dos principais parâmetros. O canal A, conexão de cor amarela, do osciloscópio foi

ligado à saída e o canal B, cor azul, foi ligado diretamente à entrada. As formas de onda resultante podem ser vistas na figura 24.

Fonte: Autoria própria (2020)

A tensão de pico a pico da fonte de sinal foi de 0,484 𝑉_𝑃𝑃, equivalente a uma tensão de 0,242 𝑉_𝑃. O osciloscópio, por ter uma menor resolução, fez uma leitura de 0,25 𝑉_𝑃. Já a tensão de saída foi de 3,00 𝑉_𝑃, acusando um 𝐴_𝑣𝐿 de -12,00. O sinal negativo se dá pela defasagem de 180° entre os sinais, que fica explicita na figura 24. Pelos amperímetros, pode ser visto que 𝐴_𝑖𝐿 foi aproximadamente de 1,23.

Em comparação com os valores projetados na etapa de modelagem, podem ser notados os desvios existentes. A tabela 4 compara os valores calculados e os obtidos da simulação, dando os respectivos erros relativos aos valores calculados. O projeto tomou algumas considerações que admitiam um determinado erro, tais como a aproximação do divisor de tensão, o valor da reatância capacitiva, 𝐼_𝐶 igual a 𝐼_𝐸, dentre outras. Tudo isso leva à acumulação do erro nos processos de modelagem. Além de que o simulador tem uma base dados mais precisa sobre os parâmetros do transistor, os dados retirados para modelagem foram aproximações da análise dos gráficos.

Tabela 4 – Comparação entre os valores da modelagem e simulação

Parâmetro Valor calculado Valor da simulação Erro relativo (%)

𝐴_𝑣𝐿 -14,83 -12,00 19,08

𝐴_𝑖𝐿 1,36 1,23 10,29

𝑉_𝐶𝐸𝑄 5,00 V 5,50 V 10,00

𝐼_𝐶𝑄 14,49 mA 13,1 mA 9,59

Fonte: Autoria própria (2020)

2.3.2 Amplificador classe B