6.2 RESULTADO DE TESTES
6.2.2 Análise dos dados registrados
A partir da aquisições de tensão e corrente, os perfis de potência e os estados de carga para as fontes de suprimento foram analisados. Os dados experimentais permitiram traçar os gráficos da Figura 6.6 e calcular alguns parâmetros importantes à análise do sistema, listados na Tabela 6.3. Deve ser considerado que o perfil obtido não representa exatamente as condições reais de prova, pois durante os experimentos o kart elétrico estava trafegando sozinho na pista. Também deve ser considerado que o desempenho do veículo não foi levado aos seus limites por não possuir um piloto durante o desenvolvimento dos testes. A Figura 6.6 mostra o perfil para a demanda de potência da bateira (𝑃𝑏𝑎𝑡), demanda de potência do ultracapacitor (𝑃𝑢𝑐) sobre o teste.
Figura 6.6 - Dados experimentais para duas voltas usando o kart elétrico.
Como esperado, a bateria fornece as componentes de baixas frequências da demanda de potência, fazendo com que a potência demandada por essa fonte se aproxime potência média total, 1,51 𝑘𝑊, vide Tabela 6.3. Durante rápidas variações de cargas ela absorve grande parte dos tran- sientes, como pode ser observado no intervalo do 140°𝑠 ao 180°𝑠, Figura 6.7.
A potência média para o ultracapacitor é praticamente nula, porém esta fonte possui uma função importante no fornecimento de energia transitória relacionada às acelerações.
Pelo fato dos instrumentos de medidas não apresentarem sincronia nos pontos aquisiciona- dos e pelo fato do instrumento de medida da velocidade possuir uma frequência de amostragem muito menor do que o osciloscópio, percebe-se diferença na dinâmica entre as curvas dos gráficos superior e inferior. Porém, pode ser observado que a variação da potência demandada pelo ultraca- pacitor é bem maior do que a da bateria, que se manteve quase constante. Percebe-se também que em certos momentos o sistema operou regenerando energia e carregando o ultracapacitor.
Para uma análise mais apurada dos efeitos de eficiência energética e regeneração do sis- tema, faz-se uma estimativa para o estado de carga (𝑆𝑜𝐶) dos dispositivos de suprimento. A varia- ção do estado de carga da bateria (𝑆𝑜𝐶𝑏𝑡) foi calculada pela integral da corrente da bateria em 𝐴ℎ dividido pela capacidade nominal da bateria (100 𝐴ℎ), conforme expressão (6.1). O estado inicial de carga da bateria (𝑆𝑜𝐶𝑏𝑡(𝑖𝑛𝑖𝑐𝑖𝑎𝑙) = 90%) foi estimado a partir da tensão do circuito aberto antes dos testes. 𝑆𝑜𝐶𝑏𝑡(𝑡) = 𝑆𝑜𝐶𝑏𝑡(𝑖𝑛𝑖𝑐𝑖𝑎𝑙)− 1 3600∙ 1 100 𝐴ℎ∫ 𝐼𝑏𝑡(𝑡)𝑑𝑡 (6.1) O 𝑆𝑜𝐶𝑢𝑐 do ultracapacitor foi estimado a partir da sua tensão terminal, usando a fórmula da energia armazenada nele:
𝐸𝑢𝑐 = 0,5 ∙ 𝐶 ∙ 𝑣𝑢𝑐2
(6.2) A energia total que pode ser armazenada no ultracapacitor, considerando 𝑣𝑢𝑐(max)= 48 𝑉 é de 190 𝑘𝐽. A expressão que calcula o 𝑆𝑜𝐶𝑢𝑐 é dada como a fração da energia instantânea arma- zenada dividida pela energia total:
𝑆𝑜𝐶𝑢𝑐(𝑡) =
0,5 ∙ 𝐶 ∙ (𝑣𝑢𝑐(𝑡))2
𝐸𝑢𝑐(𝑚𝑎𝑥) (6.3)
Na Figura 6.8 são apresentados os valores para os estados de carga das fontes de supri- mento, durante o percurso de teste do protótipo.
Figura 6.8 - Estado de carga para o ultracapacitor e bateria.
Um resumo dos parâmetros calculados é mostrado na Tabela 6.3.
Tabela 6.3 - Parâmetros calculados a partir de dados experimentais
Consumo de energia total 359 𝑘𝐽 = 0,1 𝑘𝑊ℎ
Distância 1,1 𝑘𝑚
Distância / Energia 11 𝑘𝑚/𝑘𝑊ℎ
Autonomia estimada 36,3 𝑘𝑚
Potência máxima fornecida pela bateria 2,70 𝑘𝑊
Potência máxima fornecida pelo ultracapacitor 2,82 𝑘𝑊
Potência máxima do sistema 5,35 𝑘𝑊
Potência média fornecidas pela bateria 1,51 𝑘𝑊
Potência média fornecidas pela ultracapacitor −0,05 𝑘𝑊
Potência média do sistema 1,46 𝑘𝑊
Depois do percurso concluído, o sistema faz com que o ultracapacitor volte a seu estado de carga inicial, independentemente das condições finais, inclusive transferindo energia da bateria se necessário. Esse fato pode ser visto como uma desvantagem para a técnica, porém um algoritmo supervisório pode ser acrescentado ao sistema híbrido de modo que este “prepare” o ultracapacitor para receber o máximo de energia possível durante as frenagens. Isto pode ser feito com baixo esforço computacional adicionado ao DSP a capacidade de reduzir ou aumentar o valor da referên- cia de tensão do ultracapacitor de acordo com energia potencial cinética acumulada no veículo.
Esta modificação permite que o sistema seja otimizado, pois o ultracapacitor estará sempre plenamente carregado durante as acelerações, pronto para suprir o veículo de suas necessidades,
melhorando ainda mais a performance. Enquanto que ele irá se manter exclusivamente com baixa carga durante as frenagens, deixando o dispositivo de armazenamento com capacidades máximas de recuperação de energia.
CONCLUSÕES
As atividades realizadas durante esse projeto permitiram verificar que a hibridização entre ultracapacitor e bateria juntamente com a estratégia de controle proposta para o fluxo de potência demandada provê contribuições significativas para o desenvolvimento dos veículos elétricos. Essas contribuições são baseadas em fazer bom uso das características de cada fonte de suprimento de maneira complementar. A verificação experimental foi realizada a partir da adaptação de um sis- tema de propulsão elétrica e do sistema híbrido de armazenamento de energia a um kart indoor.
A partir de uma análise da demanda de potência de um veículo, observou-se similaridade entre as componentes de baixa frequência da potência demandada e as componentes dissipativas na dinâmica veicular (componentes de arrasto e rolamento). Da mesma forma, as componentes de alta frequência e as componentes conservativas (componentes potencial e cinética) da dinâmica também são similares.
Esse fato despertou o interesse em implementar um sistema de gerenciamento de potência que atue dividindo a o fluxo da mesma entre as fontes de maneira análoga a um filtro de potência. Baseado em um perfil extraído de um veículo semelhante ao veículo utilizado na implementação do sistema customizado nesse trabalho, foi especificado um valor para a frequência de corte para o filtro implementado no gerenciador de potência das fontes, de modo que o sistema dividisse componentes dissipativas e conservativas mais próximo de seu posto ótimo.
Os resultados experimentais obtidos demonstraram que à medida que o sistema atuou como um filtro passa-baixa, a corrente fornecida pela bateria apresentou-se reduzida, em comparação a um sistema composto apenas por bateria, e o ultracapacitor adaptou-se bem para atuar como amor-
tecedor de energia, proporcionando o aumento no rendimento do veículo durante transientes de
potência.
Outros aspectos relevantes foram observados mediante a implementação do sistema bidire- cional em corrente, dotado de uma fonte com alto valor de densidade de potência e energia, aos quais não foram dadas maior ênfase por não serem o foco do trabalho, como: redução do consumo total de energia, redução do peso do veículo com tendência de otimização do mesmo e conservação dos dispositivos de armazenamento.
Sobre o último tópico, a durabilidade da bateria potencialmente se amplia, pois menores taxas de corrente de descarga e atenuação dos componentes de alta frequência da corrente resultam
em menor aquecimento e vida mais longa para a bateria. Pesquisas relacionadas sobre o tempo de vida das baterias mostram que temperaturas mais elevadas reduzem a vida útil delas, segundo (CARTER, CRUDEN e HALL, 2012) e (OMAR, VAN MIERLO, et al., 2010). Portanto, espera- se que a redução do pico e da corrente eficaz proporcione efeito significativo sobre a conservação da bateria. Como um dos tópicos de continuação desse trabalho, novas pesquisas e ensaios podem ser feitos para quantificar o aumento da vida útil da bateria a partir da utilização do sistema híbrido usando ultracapacitores e baterias.
Melhorias ainda podem ser adicionados a este sistema, inclusive relacionadas a perfis de condução diferentes do considerado nesse trabalho. Após a tensão sobre o ultracapacitor alcançar a referência, o veículo se encontra despreparado para receber a energia da regeneração, em caso de freio, pois o reservatório de energia está completo. A realização de rotinas supervisórias, como forma de otimização do sistema de gerenciamento de energia, pode ser implementadas a fim de variar a referência de tensão de acordo com a energia cinética, e/ou potencial, acumulada no veí- culo. Esse tópico, será abordado como continuação desse projeto, e impactará não só na perfor- mance do veículo, como também na otimização dos dispositivos armazenadores.
REFERÊNCIAS
AGENCY, U. S. E. P. Emission Standards Reference Guide. Site da United States Environment Protection Agency, 2014. Disponivel em: <http://www.epa.gov/otaq/standards/light- duty/udds.htm>. Acesso em: 23 Junho 2014.
AL-ALAOUI, M. A. Novel Approach to Analog-to-Digital Transforms. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, v. 54, p. 338-350, fevereiro 2007.
AVELINO, W. O. et al. Electric Go-Kart with Battery-Ultracapacitor Hybrid Energy Storage System. Transportation Electrification Conference and Expo (ITEC), 2013 IEEE, Detroit, 16- 19 Junho 2013. 1-6.
B43504E2227M000 datasheet. EPCOS Capacitors. Disponivel em: <http://docs- europe.electrocomponents.com/webdocs/04ed/0900766b804ed4c7.pdf>. Acesso em: 29 Julho 2014.
BARAN, R.; LEGEY, L. F. L. Veículos elétricos: história e perspectivas no Brasil. XIII Congresso Brasileiro de Energia, Rio de Janeiro, 33, 9-11 Novembro 2010. 207-224.
BETTEN, J.; KOLLMAN, R. Interleaving dc/dc converters boost efficiency and voltage. EDN, n. 77, 2005.
BIANCOLINI, M. E. et al. Evaluation of Aerodynamic Drag of Go-Kart by Means of Coast Down Test and CFD Analysis. XXXVI Convergo Nazionale, 4-8 Setembro 2007.
BUSO, S. Digital Control of Switching Mode Power Supplies. Material de Seminário sobre
Controle Digital, Outubro 2011. Disponivel em:
<http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pdffiles/buso3.pdf>.
BUSO, S.; MATAVELLI, P. Digital Control in Power Electronics. USA: Morgan & Claypool, 2006.
CAO, J.; EMADI, A. A New Battery/UltraCapacitor Hybrid Energy Storage System for Electric, Hybrid, and Plug-In Hybrid Electric Vehicles, 5 May 2011. 122 - 132.
CARTER, R.; CRUDEN, A.; HALL, P. Optimizing for Efficiency or Battery Life in a Battery/Supercapacitor Electric Vehicle, May 2012.
CEBALHO, C. P. Kartódromo de Campinas dará lugar a aquário. Correio Popular, 25 Maio 2013. Disponivel em: <http://correio.rac.com.br/_conteudo/2013/05/capa/campinas_e_rmc/61544- kartodromo-de-campinas-dara-lugar-a-aquario.html>.
CHOI, B.; LIM, W. Current-mode control to enhance closed-loop performance of asymmetrical half-bridge DC-DC converters. IEE Proceedings - Electric Power Applications, p. 416-422, 2005.
CHOI, S. S.; LIM, H. S. Factors that affect cycle-life and possible degradation mechanisms of a Li-ion cell based on LiCoO2. Journal of Power Sources, p. pp. 130–136, Maio 2002.
DEPARTAMENTO NACIONAL DE ESTRADAS DE RODAGEM. Normas para o Projeto de Estradas de Rodagem. Ministério dos Transportes. [S.l.]. 1973.
DIXON, J.; NAKASHIMA, I.; ARCOS, E. F. Electric Vehicle Using a Combination of Ultracapacitors and ZEBRA Battery. IEEE Trans. on Industrial Electronics, v. 57, p. 943-949, Mar. 2010.
DOUGAL, R. A.; LIU, S.; WHITE, R. E. Power and Life Extension of Battery–Ultracapacitor Hybrids. IEEE Trans. on Components and Packaging Technologies, v. 25, p. 120–131, Mar. 2002.
EHSANI, M. et al. Modern Electric, Hybrid Electric, and Fuel Cell Vehicles, Second Edition. USA: CRC Press, 2008.
EMADI, A. Handbook of automotive power electronics and Motor Drives. Boca Raton, FL: CRC Press, 2005.
ERICKSON, R. W.; MAKSIMOVIC, D. Fundamentals of Power Electronics. USA: Springer, 2000.
FERREIRA, A. A. Sistema Supervisório de Gestão de Múltiplas Fontes de Suprimento para Aplicações em Veículos Elétricos. Tese de Doutoramento, FEEC, Unicamp, 2007.
GARCIA, F. S.; FERREIRA, A. A.; POMILIO, J. A. Control Strategy for Battery- Ultracapacitor Hybrid Energy Storage System. Proc. of the 24th annual IEEE applied power electronics conference and exposition. [S.l.]: [s.n.]. 2009. p. 826-832.
ISTARDI, D. Comparison of Electric Karting Modelling Using Matlab®/Simulink® Software. Proceeding of the International Conference on Advanced Science, Engineering and Information Technology 2011, 14-15 Janeiro 2011.
IXFN230N20T datasheet. IXYS Corporation. Disponivel em:
<http://ixdev.ixys.com/DataSheet/DS100134(IXFN230N20T).pdf>. Acesso em: 29 Julho 2014. JOSSEN, A. Fundamentals of battery dynamics. Journal of Power Sources, v. 154, p. pp. 530– 538, Dec. 2005.
KANG, K. et al. Electrodes with High Power and High Capacity for Rechargeable Lithium Batteries. Science, v. 311, p. 977–980, 17 Feb. 2006.
KART Mini Brasil. Kart Chassis Indoor. Disponivel em: <http://www.kartmini.com.br/index.php?tipo=produtos&lingua=>. Acesso em: 29 Julho 2014. KISLOVSKI, A. S.; REDL, R.; SOKAL, N. O. Dynamic Analysis of Switching Mode DC-DC Converters. New York: Van Nostrand Reinhold, 1991.
KUPERMAN, A.; AHARON, I. Battery–ultracapacitor hybrids for pulsed current loads: A review. Renewable and Sustainable Energy Reviews, v. 15, p. 981-992, 2011.
LARMINIE, J.; LOWRY, J. Electric Vehicle Technology Explained. England: John Wiley & Sons, 2003.
MARQUES, F. Planeta Sustentavel. Editora Abril, 03 Março 2010. Disponivel em: <http://planetasustentavel.abril.com.br/noticia/desenvolvimento/carro-eletrico-cpfl-emissao- carbono-energia-eolica-519959.shtml>. Acesso em: 03 Março 2014.
MCADAM, J. Autobiography of John McAdam. [S.l.]: Scottish History Society, 1980.
MIDDLEBROOK, R. D.; CUK, S. A General Unified Approach to Modeling Switching. IEEE Power Electronics Specialists Conference , 1976. 18-34.
NAWAB, S. H.; OPPENHEIM, A. V.; WILLSKY, A. S. SINAIS E SISTEMAS. 2ª. ed. [S.l.]: Pearson / Prentice Hall (Grupo Pearson), 2010.
NIEMOELLER, B. A.; KREIN, P. T. Battery-Ultracapacitor Active Parallel Interface with Indirect Control of Battery Current. Power and Energy Conference at Illinois (PECI). Illinois : [s.n.]. 2010. p. 12-19.
OGATA, K. Modern Control Engineering. [S.l.]: Prentice Hall, 2009.
OMAR, N. et al. power and life enhancement of a battery-electrical double layer capacitor for hybrid electric and charge-depleting plug-in vehicle applications. Electrochim. Acta, v. 55, n. 25, p. 7524-7531, October 2010.
ORTIZ-LOPEZ, M. G. et al. Current-Mode Control for a Quadratic Boost Converter with a Single Switch. Power Electronics Specialists Conference, 2007. PESC 2007. IEEE, 17-21 Junho 2007. 2652-2657.
POMILIO, J. A. Topologias Básicas de Conversores Não Isolados. In: POMILIO, J. A. Fontes Chaveadas. Campinas: [s.n.], Revisado em 2014.
POMILIO, J. A.; GARCIA, F. S.; FERREIRA, A. A. Método de controle para sistema de armazenamento de energia elétrica híbrido. PI1000319-3A2, 17 Fevereiro 2010.
RIDLEY, R. B.; CHO, B. H.; LEE, F. C. Y. Analysis and Interpretation of Loop Gains of Multiloop-Controlled Switching Regulators. IEEE Transactions on Power Electronics, p. 489- 498, 1988.
SILVEIRA, F. L. Inclinações das Ruas e das Estradas. Revista Física na Escola, 8, n. 2, 2007. SOLERO, L.; LIDOZZI, A.; POMILIO, J. A. Design of Multiple-Input Power Converter for Hybrid Vehicles. IEEE Trans. on Power Electronics, v. 20, p. 1007–1016, Sep. 2005.
TONON, F. Kartódromo da Lagoa terá carros elétricos. Correio Popular, 21 Junho 2013. Disponivel em: <http://correio.rac.com.br/_conteudo/2013/06/capa/campinas_e_rmc/72018- kartodromo-da-lagoa-tera-carros-eletricos.html>.
VENABLE, H. D. The k-factor: A New Mathematical Tool for Stability Analysis and Synthesis, San Diego, March 1983. 22-24.
VIRTANEN, A. et al. Calorimetric efficiency measurements of supercapacitors and lithium- ion batteries. Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2011 Twenty-Sixth Annual IEEE. Fort Worth: [s.n.]. 2011. p. 1367-1373.
APÊNDICE A – DIVULGAÇÃO DE PESQUISA
Trabalhos em eventos:
Avelino, W.O.; Garcia, F.S.; Ferreira, A.A.; Pomilio, J.A. “Electric go-kart with battery- ultracapacitor hybrid energy storage system”. Publicado em: Transportation Electrification Con-
APÊNDICE B – DETERMINAÇÃO DA FUNÇÃO DE TRANSFERENCIA PARA A REGULAÇÃO DE TENSÃO DO ULTRACAPACITOR
A partir do diagrama da Figura B.1, representando os blocos com as funções de transferên- cias envolvidas na estratégia de controle, faz-se as considerações necessárias para extração da di- nâmica envolvendo tensão sobre o ultracapacitor e referência de corrente para a bateria.
Figura B.1 - Diagrama de blocos I
Quando conveniente, as variáveis consideradas com valores constantes são removidas, pois sua dinâmica não alterará a dinâmica das variáveis em questão.
A função de transferência que relaciona tensão e corrente sobre o ultracapacitor é dada a seguir:
𝑉𝑢𝑐(𝑠) 𝐼𝑖,𝑢𝑐(𝑠)= −
1
𝑠𝐶𝑢𝑐− 𝑅𝑢𝑐 (B.1)
A função de transferência que relaciona tensão e corrente na capacitância do barramento é dada por: 𝑉𝑜(𝑠) 𝐼𝑐𝑜(𝑠)= − 1 𝑠𝐶𝑜 (B.2) Vuc(ref) Vuc Vo(ref) Vo Cv,uc(s) Cvo(s) Io,uc/Ii,uc 1/sCuc 1/sCo Vuc Vo Ii,uc Ii,bt Io,uc Io,bt
Corrente absorvida pelo motor através do barramento do inversor
Ii,uc(ref)
Ii,bt(ref)
Io,bt/Ii,bt
Hi,uc(s)
A relação entre corrente de entrada e saída nos conversores é dependente do ponto de ope- ração de cada conversor e adota-se como constante. Para o caso da corrente na malha de controle do ultracapacitor, o ganho é dado por:
𝐼𝑜,𝑢𝑐 𝐼𝑖,𝑢𝑐
≅𝑉𝑢𝑐
𝑉𝑜 (B.3)
E para a malha de controle de corrente através da bateria: 𝐼𝑜,𝑏𝑡
𝐼𝑖,𝑏𝑡 ≅ 𝑉𝑏𝑡
𝑉𝑜 (B.4)
Analisando o diagrama da estratégia de controle do fluxo de potência, define-se a corrente fornecida por cada conversor ao barramento. Primeiramente, considerando o conversor conectado à bateria, tem-se: 𝐼𝑜,𝑏𝑡 = 𝐼𝑜,𝑏𝑡 𝐼𝑖,𝑏𝑡 ∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) (B.5) Substituindo (B.4) em (B.5), obtêm-se: 𝐼𝑜,𝑏𝑡= 𝑉𝑏𝑡 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) (B.6)
Da mesma forma, para a corrente fornecida pelo conversor conectado ao ultracapacitor, tem-se: 𝐼𝑜,𝑢𝑐 = − 𝐼𝑜,𝑢𝑐 𝐼𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 𝑉𝑜 𝐼𝑐𝑜 ∙ 𝐼𝑐𝑜 (B.7) Substituindo (B.2) e (B.3) em (B.7), tem-se: 𝐼𝑜,𝑢𝑐 = −𝑉𝑢𝑐 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜∙ 𝐼𝑐𝑜 (B.8) Substituindo (B.3) em (B.8), tem-se:
𝑉𝑢𝑐∙ 𝐼𝑖,𝑢𝑐 𝑉𝑜 = − 𝑉𝑢𝑐 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜∙ 𝐼𝑐𝑜 (B.9) 𝑉𝑢𝑐 = − 𝑉𝑢𝑐 𝐼𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜 ∙ 𝐼𝑐𝑜 (B.10) 𝑉𝑢𝑐 = ( 1 𝑠𝐶𝑢𝑐+ 𝑅𝑢𝑐) ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜∙ 𝐼𝑐𝑜 (B.11)
Isolando a corrente sobre o capacitor:
𝐼𝑐𝑜 = − 𝑉𝑢𝑐
(𝑠𝐶1
𝑢𝑐+ 𝑅𝑢𝑐) ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1
𝑠𝐶𝑜 (B.12)
Analisando a resultante da corrente no barramento, pode-se dizer que:
𝐼𝑐𝑜 = 𝐼𝑜,𝑢𝑐 + 𝐼𝑜,𝑏𝑡− 𝐼𝑚𝑜𝑡𝑜𝑟 (B.13)
Considerando que a perturbação causada pela corrente absorvida pelo motor é suprimida pela ação do controle em malha fechada da tensão de saída, a termo 𝐼𝑚𝑜𝑡𝑜𝑟 pode ser desconsiderada da expressão. 𝐼𝑐𝑜 = 𝐼𝑜,𝑢𝑐 + 𝐼𝑜,𝑏𝑡 (B.14) Substituindo (B.6) e (B.7) em (B.14), obtêm-se: 𝐼𝑐𝑜 = −𝑉𝑢𝑐 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜∙ 𝐼𝑐𝑜+ 𝑉𝑏𝑡 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) (B.15)
𝐼𝑐𝑜∙ (1 +𝑉𝑢𝑐 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜) = 𝑉𝑏𝑡 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) (B.16)
Substituindo a corrente através da capacitância 𝐶𝑜 de (B.15) em (B.16). 𝑉𝑢𝑐 (𝑠𝐶1 𝑢𝑐+ 𝑅𝑢𝑐) ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜 ∙ (1 +𝑉𝑢𝑐 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜) = 𝑉𝑏𝑡 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) (B.17) Isolando as variáveis 𝑉𝑢𝑐 e 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) em (B.17): 𝑉𝑢𝑐 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) = 𝑉𝑏𝑡 𝑉𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ ( 1 𝑠𝐶𝑢𝑐+ 𝑅𝑢𝑐) ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜 (1 +𝑉𝑉𝑢𝑐 𝑜 ∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 1 𝑠𝐶𝑜) (B.18) 𝑉𝑢𝑐 𝐼𝑖,𝑏𝑡(𝑟𝑒𝑓) = 𝑉𝑏𝑡 𝑉𝑜∙ 𝐶𝑜∙ 𝐶𝑢𝑐∙ 𝐻𝑖,𝑏𝑡∙ 𝐶𝑣𝑜∙ 𝐻𝑖,𝑢𝑐 ∙ (1 + 𝑠 ∙ 𝐶𝑢𝑐∙ 𝑅𝑢𝑐) 𝑠 ∙ (𝑠 +𝐶𝑣𝑜∙ 𝐻𝐶 𝑖,𝑢𝑐 ∙ 𝑉𝑢𝑐 𝑜∙ 𝑉𝑜 ) (B.19)
A função destacada em (B.19) expressa como a referência de corrente de entrada do con- versor conectado à bateria afeta a tensão sobre o ultracapacitor.
APÊNDICE C – CIRCUITOS E ESQUEMÁTICOS
As placas de condicionamento de sinais analógicos, de controle e de potência apresentadas nesta seção, foram baseadas no trabalho realizado pelos pesquisadores Giorgio Spiazzi e Fellipe Garcia. O esquemático da Figura C.1, corresponde ao circuito de potência para uma fase do con- versor de múltiplas entradas. Nele são implementados circuitos de proteção contra sobre corrente e sobre temperatura.
Figura C.1 - Circuito de potência para uma fase do conversor.
Os circuitos apresentados na Figura C.2 correspondem ao condicionamento dos sinais de tensão e corrente para as malhas de realimentação para uma fase.
Figura C.2 - Circuito para condicionamento dos sinais de realimentação.
Vcc 1 GND 2 5 4 Viout 3 HS1 Vcs GNDcs Vg1 Vg2 1uF Co3 V+ 2 V- 3 1 ADJ TS2 LM335AZ GNDts2 680 Rts2 Vts2 5Vts2 Ind_A1 VCC 5Vcs 100nF Ccs1 GND_Po Ind_A2 4.7uF Ci1 GND_Po GND_Po 1uF Co2 VCC V_in GND_in GND_out Vout 4.7uF Co4 4.7uF Co5 4.7uF Ci2 4.7uF Ci3 GND Q1 MOSFET_SOT227 Q2 MOSFET_SOT227 470uF Co8 470uF Co9 IND 470uF Ci4 V+ 2 V- 3 1 ADJ TS1 LM335AZ GNDts1 680 Rts1 Vts1 5Vts1 4.7uF Co6 100nF Cts1 100nF Cts2 680 Rg2 680 Rs2 680 Rg1 680 Rs1 680 Rgs1 680 Rgs2 1 2 3 Pg1 Header 3 1 2 3 Pg2 Header 3 1 2 3 Pts1 Header 3 1 2 3 Pts2 Header 3 1 2 3 Pcs Header 3 Vcs 5Vcs GNDcs GNDts2 GNDts1 5Vts1 5Vts2 Vts2 Vts1 1uF Co1 Vin IND 1 2 3 Pvs Header 3 VCC GND_Po 5k Rvs1 5k Rvs2 4.7uF Co7
Os circuitos para o acionamento das chaves foram desenvolvidas, em concordância com os sinais das placas anteriores. O esquemático representado a fonte de alimentação dessa placa é apre- sentado na Figura C.3.
Figura C.3 - Circuitos para o driver dos MOSFETS - fonte de alimentação.
Os circuitos responsáveis pelo isolamento óptico dos sinais provenientes do microcontro- lador e a placa de acionamento das chaves e proteções implementadas em hardware são apresenta- dos nas Figura C.4 e Figura C.5.
Figura C.4 - Circuitos para o driver dos MOSFETS - isolamento óptico.
Signal Signal.SchDoc Power Power.SchDoc 15V 470nF C1 5V F1 Fuse 5V 15V 100nF C3 470uF C2 16V Isolate Isolate.SchDoc Vin+ 1 Vin+ 2 Vout+ 3 COM 4 Vin- 5 Vin- 6 Vout- 7 COM 8 CC1 ASA00C36 DZ1 78V IN 1 4 OUT 3 GND RT1 MC78M05ACDTG VDC+ VDC- 100nF Ci1 10uF Ci2 1 2 3 P1 Header 3 1 2 3 4 5 6 7 8 ET1 1 2 3 4 5 6 7 8 ET2 PWM1A_CB PWM1B_CB GND_CB PWM2A_CB PWM2B_CB GND_CB PWM3A_CB PWM3B_CB GND_CB Trip_CB GND_CB GND_CB Falha_CB 5V_CB GND_CB Reset_Prot PWM1A_CB PWM1B_CB GND_CB GND_CB PWM2A_CB PWM2B_CB GND_CB GND_CB GND_CB GND_CB PWM3A_CB PWM3B_CB 1 2 3 4 OC6 FOD817BS 5V_CB Falha_CB 5V 5V 5V PWM1A PWM1B PWM2A PWM2B PWM3A PWM3B GND GND GND 390 R2 390 R3 390 R4 390 R5 390 R6 1 2 3 4 OC5 FOD817BS 390 Rrst1 GND_CB Reset Reset_Prot 5V GND 100nF C4 GND 100nF C51 A 1 Y 2 GND 7 5V 14 LG1A M74HCU04RM13TR A 3 Y 4 GND 7 5V 14 LG1B M74HCU04RM13TR A 5 Y 6 GND 7 5V 14 LG1C M74HCU04RM13TR Y 8 A 9 GND 7 5V 14 LG1D M74HCU04RM13TR Y 10 A 11 GND 7 5V 14 LG1E M74HCU04RM13TR Y 12 A 13 GND 7 5V 14 LG1F M74HCU04RM13TR 5V GND GND GND GND GND 1 2 3 4 VCC 8 7 6 GND 5 OC1 TLP2116 1 2 3 4 VCC 8 7 6 GND 5 OC2 TLP2116 1 2 3 4 VCC 8 7 6 GND 5 OC3 TLP2116 Board_Ok 330 R13 390 R1 1A 2A 2B 1A 1B 3B 3A 3B 3A 2B 2A 1B 100nF Co1 100nF Co2 100nF Co3 GND 5V 1A 2B 1B 3A 3B 2A
Figura C.5 - Circuitos para o driver dos MOSFETS – proteções.
Os circuitos com os drivers para as três fases são apresentados na Figura C.6.
GND 1K RP1 68 R15 100nF C5 2.2K R19 4 5 2 12 3 U31A LM339DR 6 7 1 12 3 U31B LM339DR 8 9 14 12 3 U31C LM339DR 5V GND 1K RP2 68 R20 100nF C6 Vvs 2.2K R24 5V GND 1K RP3 68 R25 100nF C7 5V GND GND 5V S1 1K R41 100nF C12 5V Reset 680 R36 1 2 Volt Green 680 R37 1 2 Temp Green 11 10 13 12 3 U31D LM339DR GND 1K RP4 100K R30 680 R29 100nF C8 Vts 2.2K R33 5V 680 R34 1 2 Act Green 680 R35 1 2 LV Green GND DZ3 5.6V DZ2 4.7V 500 R39 15V 1K R40 OK_Voltage OK_I OK_Temp OK_Temp OK_LV OK_I OK_Voltage OK_LV Reset SD 680 R38 1 2 Current Green 5V 390 R43 5V 100K R26 100nF C10 100nF C91 Vcs_max Vcs_min 5V GND 5V 5V OK_I OK_Voltage OK_Temp OK_LV 100nF C11 GND 5V GND GND GND GND GND 100nF C9 GND 5V 500 R14 Res1 1 2 4 5 6 LG2A SN74AHC21DR VCC 14 GND 7 A 9 B 10 C 12 D 13 Y 8 LG2B SN74AHC21DR 1 2 3 4 OC10 FOD817BS GND 390 R42 GND Board_Ok EN 5 S1 3 R2 6 GND 8 S3 11 S2 7 Q2 9 R4 14 Q1 13 S4 15 R3 12 Q4 1 Q3 10 R1 4 VCC 16 U32 CD4044BNSR 5V 6.8K R18 6.8K R17 6.8K R23 6.8K R22 6.8K R28 6.8K R27 6.8K R31 6.8K R32 Prot3 Prot2 Prot1 Prot1 Prot2 Prot3 Prot4 Prot4 Reset 5V 5V 15V 15V DZ4 5.6V Cs_r Cs2_r Ts_r Vs_r 100K R21 Vcs_min Vcs_max Vvs Vts
Figura C.6 - Circuitos para o driver dos MOSFETS - driver para meia-ponte. LO 1 COM 2 VCC 3 NC 10 VS 6 VB 7 HO 8 NC 9 VDD 11 HIN 12 SD 13 LIN 14 VSS 15 NC 16 NC 5 NC 4 DR1 IR2110S 15V Vg5 Vg6 1uF C16 1uF C14 1uF C13 1K Rg2 2W 1K Rg3 2W GND_DR1 5V LO 1 COM 2 VCC 3 NC 10 VS 6 VB 7 HO 8 NC 9 VDD 11 HIN 12 SD 13 LIN 14 VSS 15 NC 16 NC 5 NC 4 DR2 IR2110S 15V 1uF C21 1uF C19 1uF C18 1K Rg5 2W 1K Rg8 2W GND_DR2 5V LO 1 COM 2 VCC 3 NC 10 VS 6 VB 7 HO 8 NC 9 VDD 11 HIN 12 SD 13 LIN 14 VSS 15 NC 16 NC 5 NC 4 DR3 IR2110S 15V 1uF C26 1uF C24 1uF C23 1K Rg9 2W 1K Rg12 2W GND_DR3 5V Vg3 Vg4 Vg1 Vg2 PWM1A PWM1B PWM2A PWM2B PWM3A PWM3B SD SD SD ph_C ph_B ph_A 100nF C17 100nF C22 100nF C27 Vcs_max Vcs1 Vcs2 Vcs3 D1 D2 D3 Vcs_min Vcs1 Vcs2 Vcs3 D4 D5 D6 Vts1 Vts3 Vts5 D7 D9 D11 Vts 100nF C15 100nF C20 100nF C25 GND_DR2 GND_DR3 1 2 3 Pg1_PhA Header 3 1 2 3 Pg2_PhA Header 3 1 2 3 Pts1_PhA Header 3 1 2 3 Pts2_PhA Header 3 1 2 3 Pcs_PhA Header 3 1 2 3 Pg1_PhB Header 3 1 2 3 Pg2_PhB Header 3 1 2 3 Pts1_PhB Header 3 1 2 3 Pts2_PhB Header 3 1 2 3 Pcs_PhB Header 3 1 2 3 Pg1_PhC Header 3 1 2 3 Pg2_PhC Header 3 1 2 3 Pts1_PhC Header 3 1 2 3 Pts2_PhC Header 3 1 2 3 Pcs_PhC Header 3 Vcs1 Vcs2 Vcs3 5V 5V GND GND GND 5V D8 D10 D12 Vts2 Vts4 Vts6 Vts1 Vts2 Vts3 Vts4 Vts5 Vts6 GND GND GND GND GND GND 5V 5V 5V 5V 5V 5V ph_A Vg2 ph_B ph_C Vg1 Vg3 Vg4 Vg5 Vg6 1 2 3 Pvs Header 3 Vvs 1K Rvs1 GND 100pF Cvs 1K Rg11 2W 1K Rg10 2W 1K Rg7 2W Vg1_R Vg1_R 1K Rg6 2W Vg3_R Vg3_R Vg5_R 1K Rg4 2W 1K Rg1 2W Vg5_R GND_DR1 1 2 CON_GND1 Header 2 1 2 CON_GND2 Header 2 GND_DR3