Para que seja realizada a an ´alise dos resultados obtidos na implementac¸ ˜ao do amplificador de pot ˆencia h´ıbrido, ´e interessante observar os ganhos de tens ˜ao aplicados ao longo do circuito. Assim, permite-se compreender a manipulac¸ ˜ao
Tabela 4: Valores de ganhos de tens ˜ao em cada etapa do amplificador de pot ˆencia h´ıbrido proposto, comparando resultados entre teoria, simulac¸ ˜ao computacional e implementac¸ ˜ao pr ´atica.
Valor do ganho de tens ˜ao
Grandeza Te ´orico Simulac¸ ˜ao Pr ´atica Erro Av1 -80,790 -72,649 -71,567 -11,42% Av2 0,986 0,990 0,980 -0,57% Av(ctrl) 0,04700 0,04881 0,04572 -2,72% Av3 -21,108 -24,498 -29,029 37,53% Av(master) 0,960 0,916 0,869 -9,49% Av4 0,986 0,993 0,989 0,33% Av(vas) 74,830 78,272 80,050 6,98% Av(out) 1 0,960 0,934 -6,60% Av(total) 74,84 74,74 74,77 -0,09%
Fonte: Autoria pr ´opria.
do sinal, em termos da magnitude de tens ˜ao, realizada pelo amplificador. Na Tabela 4, ´e poss´ıvel encontrar um resumo dos ganhos de tens ˜ao de cada etapa do amplificador, visando comparac¸ ˜ao entre dados te ´oricos, da simulac¸ ˜ao computacional e da implementac¸ ˜ao pr ´atica.
O ganho de tens ˜ao esperado para a etapa Ganho 1, Av1, conforme o dimensionamento dos componentes abordado na Sec¸ ˜ao 4.5, era de -80,790. O sinal negativo denota invers ˜ao do sinal de entrada da etapa. Entretanto, com base nos resultados obtidos na implementac¸ ˜ao pr ´atica, foi calculado um ganho de tens ˜ao real de -71,567, aproximadamente 11,42% abaixo do valor te ´orico esperado. Na simulac¸ ˜ao computacional, a grandeza Av1 foi calculada em -72,649, valor mais pr´oximo (cerca de 1,49% menor) do obtido na pr ´atica. Sendo assim, os resultados pr ´aticos obtidos foram considerados satisfat ´orios, especialmente ao se considerar que a segunda etapa de ganho (Ganho 2), pode compensar a debilidade de ganho de tens ˜ao observada na etapa Ganho 1.
As diverg ˆencias apontadas entre os ganhos de tens ˜ao esperados e medidos, s ˜ao atribu´ıdas `a diferenc¸a dos valores dos par ˆametros do triodo em quest ˜ao (transcondut ˆancia e resist ˆencia do anodo). O valor te ´orico foi calculado com base na folha de dados do componente, por ´em tanto os modelos computacionais do triodo inseridos no LTSpice quanto o triodo real utilizado na implementac¸ ˜ao podem apresentar diferenc¸as em relac¸ ˜ao aos valores especificados no datasheet.
de 0,980 na implementac¸ ˜ao pr ´atica, valor 0,57% menor que os 0,986 esperados no dimensionamento te ´orico. O valor calculado na simulac¸ ˜ao computacional foi de 0,990. O desempenho da etapa Buffer 1 foi julgado adequado, se mantendo suficientemente pr ´oximo ao valor unit ´ario, o que seria considerado ideal para uma etapa valvulada na configurac¸ ˜ao seguidor de catodo.
O ganho de tens ˜ao do circuito de controle de distorc¸ ˜ao, Av(ctrl), esperado no dimensionamento te ´orico, era de 0,04700. Na simulac¸ ˜ao computacional, com base na comparac¸ ˜ao entre sinais de sa´ıda e entrada do controle de distorc¸ ˜ao, o ganho de tens ˜ao calculado foi de 0,04881. J ´a na implementac¸ ˜ao pr ´atica, o ganho Av(ctrl) foi medido em 0,04572, valor 2,72% menor que o esperado com base na teoria. A diverg ˆencia pode ser atribu´ıda `a precis ˜ao do potenci ˆometro utilizado, em relac¸ ˜ao a seu valor nominal (de 1 MΩ) e n ˜ao foi considerada prejudicial ao desempenho geral do amplificador. Tendo em vista a pequena amplitude do valor de ganho, a diverg ˆencia entre os valores obtido e esperado ainda pode ter sido influenciada pela precis ˜ao do instrumento de medic¸ ˜ao (oscilosc ´opio).
Ap ´os o circuito de controle da distorc¸ ˜ao, o sinal passa pela terceira etapa do amplificador, denominada Ganho 2. O ganho de tens ˜ao da etapa (Av3), esperado com base no dimensionamento te ´orico apresentado na Sec¸ ˜ao 4.7, era de -21,108. J ´a na simulac¸ ˜ao computacional, foi obtido um ganho Av3 de -24,4982, cerca de 16% maior que o valor te ´orico. Na implementac¸ ˜ao pr ´atica, a etapa Ganho 2 apresentou ganho de tens ˜ao de -29,029, valor 37,53% maior que o valor te ´orico e 18,50% maior que o obtido na simulac¸ ˜ao. A amplitude do sinal de entrada da etapa, conforme abordado na Sec¸ ˜ao 4.7 faz com que a an ´alise de pequenos sinais seja pouco precisa e, portanto, ´e esperado distanciamento do valor de ganho real em relac¸ ˜ao ao valor esperado, especialmente na implementac¸ ˜ao pr ´atica. Como o percentual adicional de ganho de tens ˜ao pode ser atenuado no potenci ˆometro de volume, n ˜ao houve necessidade de se realizar alterac¸ ˜ao no circuito da etapa Ganho 2. A medida corretiva seria reduzir o valor do resistor de anodo, decrescendo o ganho de tens ˜ao do circuito implementado. O sinal negativo demonstra que a etapa foi eficaz ao realizar uma invers ˜ao do sinal aplicado em sua entrada, visando retornar a fase do sinal de tens ˜ao `a fase do sinal de entrada do amplificador.
Os resistores de catodo e anodo das etapas Ganho 1 e Ganho 2 foram implementados utilizando o valor comercial maior mais pr ´oximo em relac¸ ˜ao `as resist ˆencias obtidas no dimensionamento dos componentes. Tal procedimento levou os valores de ganho de tens ˜ao das etapas citadas a se apresentarem ligeiramente mais elevados j ´a no dimensionamento te ´orico. O ganho de tens ˜ao aplicado pelo potenci ˆometro de volume (Av(master)), conforme abordado na presente sec¸˜ao, foi
utilizado para atenuar excedentes de ganho de tens ˜ao provenientes das etapas anteriores do VAS. Desta maneira, o valor te ´orico esperado para Av(master) era de 0,960. J ´a simulac¸ ˜ao computacional, o ganho calculado foi de 0,916, enquanto o ganho de tens ˜ao real do circuito implementado foi de 0,869 (9,49% menor que o valor te ´orico). Assim, foi poss´ıvel equalizar o ganho total do amplificador entre teoria, simulac¸ ˜ao e pr ´atica, buscando atingir os valores nominais especificados. Tanto na simulac¸ ˜ao computacional quanto na implementac¸ ˜ao pr ´atica, o potenci ˆometro de volume foi gradualmente ajustado, enquanto o sinal de sa´ıda do amplificador permanecia sob observac¸ ˜ao, para que o ganho total do amplificador fosse equalizado com o nominal esperado.
O ganho de tens ˜ao da ´ultima etapa do VAS (Av4), denominada Buffer 2, apresentou valor te ´orico esperado de 0,986. Na simulac¸ ˜ao computacional, o valor foi medido em 0,9931. J ´a na implementac¸ ˜ao pr ´atica do amplificador, um valor de 0,9893 foi observado para o ganho Av4, representando 0,33% a mais que o valor te ´orico esperado. A operac¸ ˜ao da etapa Buffer 2, correspondeu satisfatoriamente ao esperado para um circuito seguidor de catodo, abordado na Sec¸ ˜ao 4.3.2, realizando efetivo acoplamento com o est ´agio do sa´ıda do amplificador e aplicando ganho de tens ˜ao pr ´oximo ao unit ´ario.
Consequ ˆencia dos ganhos individuais de cada etapa do est ´agio de ganho de tens ˜ao, o ganho total do VAS (Av(vas), teve seu valor real calculado em 80,050. Tal valor ´e 6,98% mais elevado que os 74,83 esperados com base no dimensionamento te ´orico dos componentes. Na simulac¸ ˜ao computacional, o ganho Av(vas) foi mensurado em 74,272. Considerando que o circuito do VAS foi ajustado, por meio do potenci ˆometro de volume, visando atingir tens ˜ao nominal da sa´ıda total do amplificador, ´e natural que o ganho de tens ˜ao Av(vas) seja mais elevado na simulac¸˜ao e na implementac¸ ˜ao pr ´atica, uma vez que o ganho de tens ˜ao do est ´agio de sa´ıda (Av(out)) ´e menor nestas situac¸˜oes quando comparado ao valor te´orico.
O valor do ganho de tens ˜ao Av(out) foi suposto como sendo unit´ario no dimensionamento dos componentes, visando evitar uma an ´alise de grandes sinais, considerada n ˜ao justific ´avel para o presente trabalho, conforme abordado na Sec¸ ˜ao 3.9. Na simulac¸ ˜ao computacional, obteve-se um valor de 0,960 para Av(out), enquanto foi calculado um valor de 0,934 com base nos dados da implementac¸ ˜ao pr ´atica. A principal causa para a queda do ganho de tens ˜ao, foi considerada a polarizac¸ ˜ao CC dos elementos semicondutores do est ´agio de sa´ıda. Na simulac¸ ˜ao computacional, ´e poss´ıvel regular a fonte de polarizac¸ ˜ao CC Vbias, abordada na Sec¸˜ao 3.3, de maneira a colocar o est ´agio no limiar de operac¸ ˜ao de um amplificador classe AB. No circuito pr ´atico, a efic ´acia dessa operac¸ ˜ao ´e limitada pela precis ˜ao do instrumento de medic¸ ˜ao
(oscilosc ´opio) e ao ajuste f´ısico do potenci ˆometro R2 da Figura 20, respons´avel pela determinac¸ ˜ao da tens ˜ao Vbias. Assim, ´e poss´ıvel que o circuito esteja operando em uma regi ˜ao menos otimizada, em termos de polarizac¸ ˜ao, que o circuito simulado computacionalmente. O resultado ´e a diminuic¸ ˜ao do ganho, pois uma frac¸ ˜ao maior do sinal proveniente do VAS passa a ser utilizado para complementar a polarizac¸ ˜ao dos MOSFETs de sa´ıda, resultando em maior distorc¸ ˜ao harm ˆonica do sinal (consequ ˆencia do efeito crossover ).
Por fim, o ganho de tens ˜ao total do amplificador de pot ˆencia h´ıbrido implementado (Av(total)), foi calculado em 74,77, valor 0,09% menor que o te´orico esperado, de 74,84. Salienta-se que a adequac¸ ˜ao do ganho de tens ˜ao do VAS, por meio do potenci ˆometro de volume, foi fundamental para que o ganho nominal do amplificador fosse obtido, tanto na simulac¸ ˜ao computacional quanto na implementac¸ ˜ao pr ´atica. Caso n ˜ao houvesse o recurso da utilizac¸ ˜ao de tal potenci ˆometro, seria necess ´aria a adequac¸ ˜ao dos circuitos individuais de cada etapa de ganho, visando reduzir o ganho de tens ˜ao total aplicado pelo circuito implementado.
Na Tabela 5, ´e poss´ıvel encontrar par ˆametros nominais especificados para o amplificador, comparando-os com os valores obtidos nas simulac¸ ˜oes computacionais e na implementac¸ ˜ao pr ´atica do circuito.
Tabela 5: Comparac¸ ˜ao entre par ˆametros nominais especificados, obtidos com base na simulac¸ ˜ao computacional e por meio dos resultados da implementac¸ ˜ao pr ´atica do amplificador.
Par ˆametro Simbologia Valor te ´orico Simulac¸ ˜ao Pr ´atica Tens ˜ao eficaz de entrada vin 0,5 V 0,4994 V 0,4997 V
Tens ˜ao eficaz de sa´ıda vout 37,42 V 37,42 V 37,38 V Ganho de tens ˜ao total Av(total) 74,84 74,74 74,77
Imped ˆancia da carga RL 8 Ω 8 Ω 7,92 Ω
Pot ˆencia na carga Pout 175 W 175,05 W 176,45 W Distorc¸ ˜ao harm ˆonica total DHT - 0,8247% 1,2214%
Fonte: Autoria pr ´opria.
Com a tens ˜ao eficaz de entrada em seu valor nominal, de 0,5 V, a tens ˜ao eficaz de sa´ıda foi medida com valor de 37,38 V. A resist ˆencia de carga (RL) foi medida em 7,92 Ω, logo ap ´os extrac¸ ˜ao dos dados apresentados na Sec¸ ˜ao 6.2. Sendo assim, utilizando a Equac¸ ˜ao 1, a pot ˆencia de sa´ıda do amplificador foi calculada em 176,45 W. O valor obtido, cerca de 0,83% maior que a pot ˆencia nominal, foi julgado satisfat ´orio, uma vez que atinge as especificac¸ ˜oes de carga do amplificador de pot ˆencia h´ıbrido implementado.
distorc¸ ˜ao harm ˆonica total (DHT) de tens ˜ao de 0,8247% (conforme Figura 57), medida no sinal de sa´ıda do amplificador em relac¸ ˜ao ao sinal de entrada. A taxa de distorc¸ ˜ao ocasionada pelo est ´agio valvulado de ganho de tens ˜ao, antes de ser inserida no est ´agio transistorizado de sa´ıda, foi calculada em 0,7189% (conforme Figura 55) na simulac¸ ˜ao computacional. Sendo assim, ap ´os passagem do sinal pelo est ´agio de sa´ıda, houve um aumento de 0,1058% na DHT. J ´a no amplificador real implementado, o sinal de tens ˜ao de sa´ıda apresentou DHT de 1,2214%, valor cerca de 32,5% maior que o esperado. Entretanto, a distorc¸ ˜ao proveniente do VAS apresentou taxa de 1,1952%, ou seja, o est ´agio de sa´ıda acrescentou 0,0260%. Reitera-se que o objetivo da utilizac¸ ˜ao de elementos de estado s ´olido no est ´agio de sa´ıda foi permitir acionamento da carga juntamente com a manutenc¸ ˜ao das caracter´ısticas de controle tonal (logo, distorc¸ ˜ao harm ˆonica) do est ´agio valvulado de ganho de tens ˜ao. Sendo assim, considerando o baixo impacto do est ´agio de sa´ıda no sinal, o desempenho do amplificador h´ıbrido, em termos de distorc¸ ˜ao harm ˆonica de tens ˜ao, foi considerado satisfat ´orio.
Conforme apresentado na Sec¸ ˜ao 5.2.1, nas simulac¸ ˜oes computacionais n ˜ao foram observadas distorc¸ ˜oes significativas nas harm ˆonicas de ordem superior `a nona. Nos resultados obtidos na implementac¸ ˜ao do amplificador, conforme apresentado na Figura 68, foram verificadas componentes harm ˆonicas acima de tal ordem. A causa principal deste fen ˆomeno foi atribu´ıda ao desempenho t ´ermico dos componentes envolvidos. O est ´agio de sa´ıda foi implementado utilizando apenas um par de MOSFETs de pot ˆencia, o que ´e considerado sub-otimizado em termos de dissipac¸ ˜ao t ´ermica (DUNCAN, 1996), elevando a temperatura dos transistores do est ´agio de sa´ıda podendo contribuir para a presenc¸a de distorc¸ ˜ao harm ˆonica em ordens elevadas conforme verificado. O par ´unico de sa´ıda se mostrou satisfat ´orio ao permitir atendimento dos requisitos nominais de pot ˆencia na carga. Para que o amplificador operasse em regime nominal por maiores per´ıodos de tempo de maneira n ˜ao danosa aos MOSFETs de sa´ıda, sugere-se a utilizac¸ ˜ao de mais pares em paralelo, possivelmente resultando tamb ´em na reduc¸ ˜ao da taxa de distorc¸ ˜ao harm ˆonica em ordens elevadas.
O c ´alculo das taxas de distorc¸ ˜ao harm ˆonica foi gerado a partir da importac¸ ˜ao, pelo software LTSpice, dos dados obtidos na implementac¸ ˜ao pr ´atica do prot ´otipo. Pelos dados serem exportados pelo oscilosc ´opio em valores discretos (n ˜ao cont´ınuos no tempo, 2500 pontos com um per´ıodo de amostragem de 2 µs), o software pode interpretar como distorc¸ ˜ao em relac¸ ˜ao a uma senoide pura, o que tamb ´em pode ocasionar aumento da DHT calculada e das taxas individuais para cada harm ˆonica.
magnitude em func¸ ˜ao da frequ ˆencia, entre resultados da implementac¸ ˜ao pr ´atica e das simulac¸ ˜oes computacionais.
101 102 103 104 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Frequ ˆencia (Hz) Magnitude (dB) Pr ´atica Simulac¸ ˜ao
Figura 71: Respostas de magnitude (em dB) em func¸ ˜ao da frequ ˆencia do
amplificador de pot ˆencia h´ıbrido proposto, comparando resultados de simulac¸ ˜ao computacional e obtidos na implementac¸ ˜ao pr ´atica do prot ´otipo.
Fonte: Autoria pr ´opria.
Na frequ ˆencia do sinal utilizados para testes, em 1 kHz, a magnitude na implementac¸ ˜ao pr ´atica foi de 37,4711 dB, correspondendo ao ganho de tens ˜ao de 74,74 que permitiu obtenc¸ ˜ao do valor nominal de tens ˜ao eficaz na sa´ıda do amplificador. Conforme pode ser observado na Figura 71, as curvas de magnitude possuem similaridade satisfat ´oria. Entretanto, a taxa de decrescimento da magnitude em func¸ ˜ao da frequ ˆencia para os dados da implementac¸ ˜ao pr ´atica ´e menor que em relac¸ ˜ao aos dados da simulac¸ ˜ao computacional. Conforme abordado na Sec¸ ˜ao 4.5, tal atenuac¸ ˜ao depende dos filtros RC implementados pelos resistores de parada da grade em conjunto com as capacit ˆancias de entrada dos triodos de cada etapa de ganho do VAS. Desta maneira, o projeto dos referidos filtros RC se mostrou ineficaz, uma vez que, possivelmente, as capacit ˆancias dos triodos reais n ˜ao condizem com o esperado com base na folha de dados de tais componentes. O desempenho em altas frequ ˆencias observado n ˜ao impede a operac¸ ˜ao do amplificador e obtenc¸ ˜ao dos valores nominais especificados, por ´em o amplificador pode apresentar ru´ıdos aud´ıveis em altas frequ ˆencias, indesej ´aveis quando uma fonte real de ´audio for inserida na entrada. Caso esse fen ˆomeno se consolide, a medida corretiva se torna elevar o valor de resist ˆencia dos resistores de parada da grade, visando antecipar a frequ ˆencia de corte dos filtros de modo a atenuar os ru´ıdos aud´ıveis observados.
Quanto a resposta em frequ ˆencia, almejava-se, por definic¸ ˜ao de projeto um ganho de -3 dB para frequ ˆencias de 20 Hz a 20 kHz, limiares da audic¸ ˜ao humana. Na simulac¸ ˜ao computacional, a faixa de frequ ˆencias para a qual a magnitude se encontra acima de -3 dB foi de 2,5 Hz a 66,69 kHz. Pela similaridade entre as respostas em frequ ˆencia observada na Figura 71, sup ˜oe-se que, nos resultados pr ´aticos, a faixa de resposta do amplificador esteja suficientemente pr ´oxima `a faixa citada. Sendo assim, a resposta de magnitude do amplificador em func¸ ˜ao da frequ ˆencia foi julgada adequada em termos gerais, com ressalva da possibilidade de ru´ıdos em altas frequ ˆencias.
Tamb ´em na Figura 71, ´e poss´ıvel observar uma elevac¸ ˜ao na magnitude em baixas frequ ˆencias, tanto nos dados obtidos a partir da simulac¸ ˜ao computacional quanto da implementac¸ ˜ao pr ´atica. O valor de frequ ˆencia no qual o pico ´e observado ´e de 9,32 Hz para a simulac¸ ˜ao e de 10 Hz para os dados reais. A causa do pico de magnitude ´e atrelada `a resposta em frequ ˆencia do servo CC. Entretanto, o servo CC foi implementado como medida corretiva no amplificador e se faz fundamental para sua correta operac¸ ˜ao. Nas implementac¸ ˜oes iniciais, sem o uso de tal circuito para correc¸ ˜ao do offset CC, foi observada uma tens ˜ao cont´ınua na carga que impossibilitava a operac¸ ˜ao do amplificador, mesmo com amplitudes reduzidas nas tens ˜oes de alimentac¸ ˜ao e de entrada do circuito. A simulac¸ ˜ao computacional sem o uso de servo CC n ˜ao apontou o offset CC observado na pr ´atica e, portanto, considera- se que o fen ˆomeno possivelmente esteja atrelado a n ˜ao linearidades inerentes aos componentes reais utilizados, em especial os MOSFETs do est ´agio de sa´ıda.
A comparac¸ ˜ao da resposta de fase do amplificador em func¸ ˜ao da frequ ˆencia entre dados da simulac¸ ˜ao computacional e da implementac¸ ˜ao pr ´atica, tamb ´em pode ser visualizada, com aux´ılio da Figura 72.
Duncan (1996) apresenta como limite aceit ´avel de deslocamento angular um valor de 10o, seja de adiantamento ou atraso, nas frequ ˆencias de interesse. A faixa de frequ ˆencias na qual o amplificador implementado responde de tal maneira varia de aproximadamente 45 Hz a 2500 kHz. Considerando as frequ ˆencias fundamentais de operac¸ ˜ao de um contrabaixo el ´etrico, em m ´edia de 40 Hz a 300 Hz, o desempenho angular do amplificador implementado foi julgado adequado. Caso se deseje obter um maior controle da resposta em frequ ˆencia do circuito, tanto em termos de magnitude quanto de fase, julga-se adequada a implementac¸ ˜ao de filtros de frequ ˆencia no amplificador h´ıbrido, sendo ativos ou passivos, em trabalhos futuros. Filtros desempenhando tal func¸ ˜ao s ˜ao comuns em amplificadores de ´audio, sendo comumente referidos na literatura por equalizadores.
101 102 103 104 -150 -100 -50 0 50 100 150 200 250 Frequ ˆencia (Hz) F ase (o ) Pr ´atica Simulac¸ ˜ao
Figura 72: Respostas de fase (em graus) em func¸ ˜ao da frequ ˆencia (dada em Hz) do amplificador de pot ˆencia h´ıbrido proposto, comparando resultados de simulac¸ ˜ao computacional e obtidos na implementac¸ ˜ao pr ´atica do prot ´otipo.
7 CONCLUS ˜OES
O presente trabalho abordou o projeto e implementac¸ ˜ao de um amplificador de pot ˆencia h´ıbrido, implementando o est ´agio de ganho de tens ˜ao com v ´alvulas termi ˆonicas e o est ´agio de sa´ıda com elementos de estado s ´olido (MOSFETs), dimensionado para ser capaz de adequar sinais de ´audio provenientes dos captadores de um contrabaixo el ´etrico.
No Cap´ıtulo 2, foram apresentadas as arquiteturas b ´asicas de amplificadores de sinais de ´audio, visando determinar os requisitos necess ´arios para equipamentos desse tipo. Ainda, foram apresentadas as motivac¸ ˜oes e justificativas para implementac¸ ˜ao de um est ´agio valvulado acionando um est ´agio de sa´ıda em estado s ´olido.
Ao longo dos cap´ıtulos 3 e 4, foram apresentados os subs´ıdios te ´oricos, assim como as topologias b ´asicas, utilizados para compreens ˜ao e projeto dos est ´agios de sa´ıda (OUT) e de amplificac¸ ˜ao de tens ˜ao (VAS) do amplificador de pot ˆencia h´ıbrido, respectivamente.
Ap ´os o dimensionamento das etapas do amplificador, as simulac¸ ˜oes computacionais apresentadas no Cap´ıtulo 5 foram realizadas, com intuito de observar a operac¸ ˜ao dos circuitos propostos. As simulac¸ ˜oes computacionais se mostraram de suma import ˆancia para o desenvolvimento do trabalho, sendo realizadas em paralelo `as etapas de idealizac¸ ˜ao e dimensionamento dos circuitos propostos, uma vez que