RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS DO MICROINVERSOR DE 300 W COM FILTRO INTEGRADO

REDE ELÉTRICA

7 EXEMPLO DE APLICAÇÃO: FILTRO INTEGRADO PARA MICROINVERSOR SEM TRANSFORMADOR DE 300 W

7.2 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS DO MICROINVERSOR DE 300 W COM FILTRO INTEGRADO

O circuito simplificado do inversor com filtro integrado utilizado na simulação e na montagem experimental é apresentado na Figura 7.2. As resistências dos indutores são omitidas para maior clareza da ilustração. Fotos da montagem experimental são apresentadas no Apêndice C.

Figura 7.2 – Esquema elétrico simplificado do circuito simulado

Fonte: Produção do próprio autor

A Tabela 7.3 apresenta a lista de componentes utilizados na montagem experimental e os valores dos parâmetros utilizados na simulação. Para os parâmetros não mencionados na Tabela 7.3 foram utilizados os valores listados na Tabela 7.1.

A tensão da rede elétrica (_�_��), a tensão do barramento CC (_�_��) e a corrente do indutor _�₁ (_�_�1) são as variáveis monitoradas para realização do controle do inversor. A corrente de fuga (��) é medida conforme indicado na Figura 7.2.

O valor da indutância da rede considerado na simulação é o valor estimado da indutância no ponto de conexão da montagem experimental (_�_{�� } = 180 µH). O valor da indutância da rede (_�_{�� } = 460 µH) utilizado no cálculo da resistência de amortecimento �� 2 é considerado na análise de sensibilidade do filtro à variação da indutância da rede, que é apresentada nas próximas seções deste capítulo. Além da indutância da rede com valores mínimo (_�_{�� } = 180 µH) e nominal (�_{�� } = 460 µH), será analisada a influência de uma indutância com valor elevado (_�_{�� } = 4,9 mH), que representa um alimentador com baixa capacidade de curto circuito (rede fraca).

A B O + - S1 S2 S3 S4 D1 D2 D3 D4 L1 L2 AC1 AC2 N vrede A vrede B L4 Cd1 Cd2 Rd1 Rd2 Cf3 Cf4 Rgnd Cf1 Cd3 Rd3 Rd4 Rd5 Cf2 CP Lrede A Lrede B iL1 _v_rede Vbus1 iLeakage vbus M iLeakage

O valor da resistência da rede �� = 0,38 Ω (�� = �� = 0,19 Ω) definido pela norma JIS C 61000-3-2:2011 (JIS, 2012), (SC77A, 2001) foi considerado na simulação.

Na simulação e na montagem experimental, o inversor opera conectado entre duas fases (tensão de linha de 220 V RMS) de um sistema de distribuição de energia elétrica do tipo estrela com neutro aterrado 127 V / 220 V.

Tabela 7.3 – Lista de componentes utilizados na montagem experimental e parâmetros utilizados na simulação

Parâmetro Valor utilizado na

simulação

Dados dos componentes utilizados na montagem experimental

�1,�2 6 mH 6mH - 2 núcleos toroidais de pó de ferro empilhados

(APH33P60), 222 espiras, fio 20AWG, Dimensões (D=40,0 x A=30,0) mm

��1,��2 0,5 Ω

�4 �� 4,3 mH 4,3mH - núcleo toroidal de ferrite (ZW42207),

24 espiras (cada enrolamento), fio 20AWG, Dimensões (E=12,0 x A=23,0 x L=25,0) mm

�4 �� 22 µH

��4�,��4� 33 mΩ

��1,��2,��1,��2 1,5 µF

1,5µF/305Vac - Capacitor de filme metálico (polipropileno) Dimensões (E=10,0 x A=18,5 x L=26,5) mm

��3,��4 22 nF

22nF/300Vac - Capacitor de filme metálico (polipropileno) Dimensões (E=10,0 x A=18,5 x L=26,5) mm

��3 330 nF

330nF/275Vac - Capacitor de filme metálico (polipropileno) Dimensões (E=6,0 x A=17,5 x L=18,0) mm

��1,��2 110Ω 110Ω/3W - Resistor de filme metálico PR03

��3,��4 220Ω 220Ω/2W - Resistor de filme metálico PR02

��5 82Ω 82Ω/3W - Resistor de filme metálico PR03

�� 5 Ω --- �� 150 nF --- ��1 800 µF --- ��=�� 90 µH --- ��=�� 0,19 Ω --- �� 1,93 A pico --- �� 0 A pico ---

Dimensões: Espessura (E), Altura (A), Largura (L), Diâmetro (D).

Um capacitor de 150 nF é conectado entre o terminal negativo do barramento CC e o terra da rede elétrica para emular a capacitância parasita do gerador FV (_�_�). O valor da capacitância foi escolhido por representar aproximadamente o valor médio de capacitância parasita considerando um gerador FV de 300 W, composto por módulos de silício cristalino

(50 e 150 nF/kWp) ou módulos de filmes finos (1 µF/kWp), de acordo com os valores apresentados em (MYRZIK e CALAIS, 2003).

A tensão do barramento CC, representada na Figura 7.2 pela fonte de tensão _�_��1, é obtida a partir de um retificador trifásico com filtro capacitivo apresentado na Figura 7.3.

Figura 7.3– Fonte de tensão do barramento CC com retificador trifásico isolado

Fonte: Produção do próprio autor

A isolação entre o barramento CC e a rede elétrica é obtida por meio de um transformador isolador trifásico, que é alimentado por um autotransformador variável trifásico (VARIAC 3-φ) conectado a rede elétrica.

O diagrama de blocos do sistema de controle do inversor é apresentado na Figura 7.4. Os blocos dentro da área (C BLOCK) foram implementados em linguagem C. Para simulação foi utilizado o Simplified C Block do software PSIM e para montagem experimental foi utilizado o Digital Signal Controller (DSC) TMS320F28335. Na Figura 7.4, _�_�1, _�_�2, _�_�3 e ��4 são os sinais de comando das chaves _�₁, _�₂, _�3 e _�4 do inversor apresentado na Figura 7.2.

Figura 7.4 – Diagrama de blocos do sistema de controle do inversor

Fonte: Produção do próprio autor VARIAC 3-φ TRANSFORMADOR_ISOLADOR_3-φ

Cbus1

+

vrede A vrede B vrede C N Vbus1

-

Vbus1  GCi PLL Σ + - iL1 Iref P + Σ + vbus

÷

vG1 PWM

×

C BLOCK Iref Q

×

cos() sen() Σ + + vrede iL1 ref v|| v_⊥ vG2 vG3 vG4 DEAD TIME

O bloco PLL (Phase Locked Loop) é responsável por fornecer os sinais senoidais de referência em fase (�∥) e em quadratura (�⊥) com a tensão da rede elétrica. O PLL utilizado nesse trabalho foi implementado conforme proposto por (MARAFÃO et al., 2004). O controlador PI do PLL foi ajustado de acordo com o método proposto por (AMA et al., 2014). A tensão da rede elétrica é o sinal de entrada do bloco PLL, que fornece em sua saída sinais senoidais com amplitude unitária e baixíssima distorção harmônica. O sinal (_�_∥), que apresenta a mesma fase da tensão da rede, é o sinal de referência para injeção de potência ativa na rede elétrica. O sinal (_�⊥), que apresenta 90_{⁰ de defasagem atrasado em relação à} tensão da rede, é o sinal de referência para injeção de potência reativa na rede elétrica.

A referência de corrente (_{��1 ��}) é composta pela soma de duas parcelas: 1) uma parcela em fase com a tensão da rede elétrica com valor de pico definido por �� , que é proporcional à potência ativa injetada pelo inversor; e 2) uma parcela que apresenta 90_{⁰ de} defasagem atrasada em relação à tensão da rede elétrica com valor de pico definido por _{�� }. Para valores positivos de _{�� } essa parcela é proporcional à potência reativa (capacitiva) fornecida pelo inversor. Para valores negativos de �� essa parcela é proporcional à potência reativa (indutiva) absorvida pelo inversor para _�_{�� }. O sistema de controle foi desenvolvido para possibilitar a provisão de potência reativa em conformidade com as normas mais recentes para inversores utilizados em SFCR (VDE, 2011), (CEI, 2012), (ABNT, 2013a). No entanto, como esse requisito só é exigido para inversores com potência acima de 3 kW, na norma brasileira NBR 16149 (ABNT, 2013a), neste trabalho será adotado _�_{�� } = 0.

O controlador de corrente é representado pelo bloco _�_��, neste trabalho emprega-se um controlador PI com anti-windup (BUSO e MATTAVELLI, 2006) para controlar a corrente no indutor _�1 (indutor do lado do conversor). Os valores do ganho proporcional (_��) e da constante de tempo integral (_�_�) do controlador PI são _�_� = 110 e �_� = 750,75 µs. O ajuste do controlador, que é discutido na seção 7.5 deste trabalho, foi realizado a partir dos critérios propostos em (MARTINZ et al., 2010). A implementação em tempo discreto utiliza PWM com amostragem regular e simétrica (Symmetrical Regular Sampled PWM) (LIPO e HOLMES, 2003), também referido como Single Update Sampled PWM (BUSO e MATTAVELLI, 2006), (HOFFMANN et al., 2011). A frequência de amostragem (_�_�) é igual à frequência de chaveamento do conversor (19,98 kHz).

Para obter um melhor desempenho do controlador PI, aplicado no rastreamento de sinal de referência senoidal, a tensão da rede elétrica é somada ao sinal de saída do controlador de corrente, essa técnica é referida na literatura como pré-alimentação (feedforward) da tensão da

rede (MARTINZ, 2013) ou back electromotive force (EMF) decoupling (RYAN e LORENZ, 1995), (HOLMES et al., 2009).

O sinal de saída do controlador de corrente somado à tensão da rede elétrica é dividido pela tensão do barramento CC (_��), desse modo o ganho da planta não varia em função da tensão do barramento CC. Essa técnica é referida como DC Bus Voltage Decoupling por (RYAN e LORENZ, 1995).

O controlador PI, que é utilizado nesse exemplo de aplicação devido à simplicidade de implementação, baixo esforço computacional e desempenho satisfatório, não produz erro nulo de amplitude e fase em regime permanente quando empregado no rastreamento de referência senoidal. No entanto, como demonstrado em (HOLMES et al., 2009) e (MARTINZ, 2013), por meio de ajuste otimizado do ganho proporcional (_��), da constante de tempo integral (_�_�) e da utilização de pré-alimentação da tensão da rede, é possível reduzir o erro de rastreamento em regime permanente. Desse modo, obtém-se um bom desempenho do sistema de controle, o que torna o controlador PI uma opção viável para essa aplicação.

Em aplicações que exigem erro nulo em regime permanente para rastreamento de referência senoidal pode-se utilizar o controlador PI implementado no sistema de referência síncrono dq (Synchronous Reference Frame) ou o controlador Proporcional Ressonante (PR) no sistema de referência estacionário (Stationary Reference Frame) (ZMOOD e HOLMES, 2003), (BUSO e MATTAVELLI, 2006), (TEODORESCU et al., 2011). Na seção 7.5 deste trabalho será apresentada uma análise do comportamento da malha de controle de corrente considerando a variação da indutância da rede elétrica.

Para verificar a necessidade de utilização do filtro de modo comum e a efetividade do filtro integrado proposto foram analisados dois casos descritos a seguir:

1) Filtro CM OFF - microinversor operando apenas com filtro de modo diferencial. Para esse caso, a simulação e as medições na montagem experimental foram realizadas abrindo a conexão entre os pontos O e M da Figura 7.2 e removendo o indutor de modo comum _�₄ do circuito.

2) Filtro CM ON - microinversor operando com filtro integrado de modo comum e diferencial. Para esse caso, o filtro apresenta a configuração da Figura 7.2, pontos O e M interligados e indutor _�4 presente no circuito.

As formas de onda obtidas por simulação são apresentadas nas Figuras 7.5 (Filtro CM OFF) e 7.6 (Filtro CM ON). As formas de onda obtidas da montagem experimental são apresentadas nas Figuras 7.7 (Filtro CM OFF) e 7.8 (Filtro CM ON).

Figura 7.5 – Filtro CM OFF (simulação): ; ; .

Fonte: Produção do próprio autor

Figura 7.6 – Filtro CM ON (simulação): ; ; .

Fonte: Produção do próprio autor

Figura 7.7 – Filtro CM OFF (experimental): ch2(ciano) - (500V/div); ch4(verde) - (1A/div);

ch1(azul) - (1A/div). (4ms/div).

Fonte: Produção do próprio autor

0 -200 -400 200 400 vgrid 0 -2 2 igridA 0.425 0.433333 0.441667 0.45 0.458333 Time (s) 0 -1 1 iLeakage 0 -200 -400 200 400 vgrid 0 -2 2 igridA 0.425 0.433333 0.441667 0.45 0.458333 Time (s) 0 -0.01 0.01 iLeakage

Figura 7.8 – Filtro CM ON (experimental): ch2(ciano) - (500V/div); ch4(verde) - (1A/div);

ch3(magenta) - (40mA/div). (4ms/div).

Fonte: Produção do próprio autor

A Tabela 7.4 apresenta os resultados obtidos por simulação e por medições na montagem experimental. A distorção harmônica total ( ) da tensão da rede ( ) e da corrente injetada na rede ( ) é calculada por meio da eq.(7.38) (MOHAN et al., 1995), onde ( ) é o valor RMS da componente fundamental da tensão ( ) ou corrente ( ), obtida por meio de análise FFT (Fast Fourier Transform) executada com o software SIMVIEW/PSIM.

A maior ordem harmônica (N) considerada no cálculo da distorção harmônica total foi selecionada de acordo com os critérios apresentados a seguir:

 N = 40, conforme requerido pela norma IEEE 1547:2003 (IEEE, 2003);

_{N = 671} ₅ _⁄ , selecionado para possibilitar a avaliação do desempenho do filtro considerando as componentes de alta frequência até o primeiro grupo de harmônicos de modo diferencial, os quais estão localizados em torno do dobro da frequência de chaveamento ( ) para modulação unipolar contínua (LIPO e HOLMES, 2003).

Tabela 7.4 – Resultados de simulação e experimentais: filtro de modo comum ligado e desligado

Parâmetro Simulação Experimental

Filtro CM OFF Filtro CM ON Filtro CM OFF Filtro CM ON

�� 1,396 A 1,385 A 1,297 A 1,289 A �� 359,4 mA 3,884 mA 336,7 mA 4,289 mA � 302,3 W 302,2 W 282,3 W 285,0 W �� 0,981 0,989 0,980 0,990 ��(40) 0,016% 0,017% 2,692% 2,377% ��(671) 0,117% 0,094% 4,850% 2,645% ��(40) 2,719% 2,895% 4,328% 4,085% ��(671) 13,18% 2,925% 11,38% 4,222% �� * 930,6 mW * 694,8 mW

* Medida não realizada, por que esta condição (Filtro CM OFF) serve apenas para mostrar que o filtro de modo comum é necessario para atender os limites de corrente de fuga estabelecidos pelas normas.

Os resultados de simulação e experimentais apresentados na Tabela 7.4 mostram que a corrente de fuga (_{��}) sem o filtro de modo comum (Filtro CM OFF) é maior do que 300 mA RMS. Esse valor é maior que o limite estabelecido pelas normas VDE V-0-126-1-1 e IEC 62109-2.

Com o filtro integrado de modo comum e diferencial (Filtro CM ON) em operação, a corrente de fuga medida na montagem experimental foi de apenas 4,289 mA. Esse valor é inferior a corrente mínima de atuação de um RCD com corrente nominal de 30 mA, que pode ser acionado a partir de 15 mA (COTRIM, 2008). Portanto, com o filtro integrado proposto é possível atender os requisitos das normas VDE V-0-126-1-1 e IEC 62109-2 considerando o caso mais restritivo, no qual a proteção contra corrente residual excessiva é implementada por meio de um RCD.

É importante notar que a corrente de fuga obtida com o filtro integrado em operação é composta principalmente por uma componente de baixa frequência causada pela tensão de modo comum da rede elétrica (_�_{�� }).

O sistema de distribuição de energia elétrica considerado na simulação e utilizado na montagem experimental (estrela com neutro aterrado 127 V / 220 V) apresenta tensão de modo comum _�_{�� } = 63,5 V. A reatância da capacitância parasita (_�_� = 150 nF) em 60 Hz é 17684 Ω. Considerando �� e a reatância capacitiva obtém-se uma corrente de modo comum de 3,59 mA, que representa 92,4% do valor de _�_{�� } obtido por

simulação (3,884 mA), o que confirma a efetividade do filtro proposto na atenuação das componentes de alta frequência da corrente de modo comum.

A atenuação das componentes de alta frequência da corrente de modo comum também pode ser verificada pelos resultados obtidos para distorção harmônica total. Na Tabela 7.4, os resultados de simulação e experimentais mostram uma redução significativa de _{�� (671)}. Para o caso simulado que considera a rede elétrica como uma fonte de tensão ideal com indutância série equivalente de 90 _{µH e resistência de 0,19 Ω por fase, obteve-se ��}_{� (671)} = 0,094%. Nessa condição, a redução de �� (671) foi de 13,18% para 2,925%. Os resultados experimentais com a tensão da rede distorcida (_��_{� (671)} = 2,645%) mostram uma redução de _{�� (671)} de 11,38% para 4,222%.

A potência dissipada nos resistores de amortecimento (_�_{�� }), considerando os resultados experimentais, representa 0,244% da potência injetada na rede elétrica, confirmando que o circuito de amortecimento passivo utilizado produz baixas perdas.

7.3 INFLUÊNCIA DA VARIAÇÃO DA INDUTÂNCIA DA REDE NO COMPORTAMENTO DO FILTRO DE MODO DIFERENCIAL

A impedância da rede elétrica pode apresentar uma grande variação, causando o deslocamento da frequência de ressonância do filtro de modo diferencial (LISERRE et al., 2006). Esta seção analisa o comportamento do filtro de modo diferencial sob uma grande variação da indutância da rede (_�_{�� }).

O projeto do filtro integrado foi realizado considerando a impedância da rede elétrica definida pela norma JIS C 61000-3-2:2011 (_�_{�� } = 460 μH, �_{�� } = 0,38 Ω), (JIS, 2012), (SC77A, 2001). No entanto, é bem conhecido que a indutância da rede elétrica pode apresentar uma grande variação, causando o deslocamento da frequência de ressonância do filtro de modo diferencial (LISERRE et al., 2004), (LISERRE et al., 2006), (CASTILLA et

al., 2009), (MASSING et al., 2012), (WEIMIN, ZHE, et al., 2013), (WEIMIN, YUNJIE,

MIN, et al., 2014), como pode ser confirmado pela eq.(6.17).

Para avaliar o comportamento do filtro de modo diferencial operando nas condições de rede elétrica fraca (com indutância elevada) e forte (com baixa indutância), apresenta-se na Figura 7.9 o diagrama de Bode da função de transferência _�_{�� }(�) �⁄ _��(�), obtida a partir do circuito de modo diferencial (Figura 6.9), (ver Apêndice B).

Figura 7.9 – Diagrama de Bode ⁄ para : 180µH () (vermelho); 460µH (o o) (preto); 4,9mH (□ □) (azul).

Fonte: Produção do próprio autor

No diagrama de Bode da Figura 7.9 são considerados os valores da indutância e da resistência da rede elétrica listados a seguir ( - ): 1) 180 µH – 0,38 Ω; 2) 460 µH – 0,38 Ω; e 3) 4,9 mH – 1,48 Ω. Os valores dos parâmetros do filtro considerados nesta análise são apresentados na Tabela 7.3. Os limites definidos pela inequação 6.18 (1

) são indicados na Figura 7.9.

Para condição de rede forte ( = 180 µH), o pico de ressonância amortecido está localizado em 12,2 kHz, que é menor do que um terço da frequência do primeiro grupo de harmônicos de modo diferencial, os quais estão localizados em torno do dobro da frequência de chaveamento (39,96 kHz). Portanto, o critério de projeto definido pela inequação (6.18) é satisfeito e uma boa atenuação do grupo mais importante de harmônicos de modo diferencial é obtida mesmo numa condição de rede elétrica forte.

Para uma condição de rede fraca ( = 4,9 mH), o pico de ressonância amortecido é deslocado para 2,4 kHz, que é 40 vezes maior do que a frequência da rede elétrica. Portanto, a frequência de ressonância está localizada com uma distância segura em relação aos harmônicos de baixa ordem, que aparecem quando a tensão da rede elétrica apresenta distorção, satisfazendo a inequação (6.18).

100 101 102 103 104 105 -140 -120 -100 -80 -60 -40 -20 0 Ma gn itu de (d B) irede dm(s)/vdm(s) Frequency (Hz) Lrede dm = 180uH Lrede dm = 460uH Lrede dm = 4,9mH 39,96 kHz 7,5 kHz 180uH 4,9mH 460uH 2,4 kHz 12,2 kHz 10 frede fsw

7.4 INFLUÊNCIA DA VARIAÇÃO DA INDUTÂNCIA DA REDE E DA CAPACITÂNCIA

No documento Corrente de fuga em inversores monofásicos sem transformador para conexão de sistemas... (páginas 137-147)