Capítulo 4 Implementação e Resultados
4.1.3 Unidade de Medida
A unidade de medida realiza as medições da tensão e corrente geradas pelo painel solar fotovoltaico para que o algoritmo do MPPT atualize o valor do duty-cycle do conversor Boost, baseado nas medições efetuadas, com o objetivo de extrair a máxima potência do painel solar fotovoltaico.
Sensor de Tensão de Efeito Hall
O sensor de tensão utilizado para medição da tensão do painel solar fotovoltaico foi o transdutor de tensão LV 25-P da LEM representado na Figura 4.13, que permite medir tensões AC e DC. A relação de transformação deste sensor é de 2500:1000,
apresentando como principais características no lado primário uma tensão e corrente nominal de 500V e 10mA, respetivamente. Do lado secundário, a corrente nominal tem o valor de 25mA. A alimentação do sensor é feita através de +15V, GND e -15V ou +12V, GND e -12V [32]. Na Figura 4.14, está representado o esquema elétrico de ligação do sensor.
Figura 4.13 – Transdutor de tensão de efeito de hall LV 25-P da LEM [32]
Figura 4.14 – Esquema elétrico do transdutor de tensão [32]
No lado primário deve inserir-se uma resistência ( ) em série com o circuito limitando o valor da corrente no sensor de forma a que esta não ultrapasse o valor nominal de 10mA. Assim, é dimensionada, tendo por base o valor máximo da tensão que se pretende medir ( ) [32], através da equação 4.1:
(4.1)
Ao ser aplicada uma tensão positiva ( ) entre os terminais HT+ e HT-, irá induzir-se uma corrente no secundário ( ) positiva. Desta forma, a resistência de medida ( ) deve ser dimensionada tendo em conta a corrente nominal no secundário ( ) e a gama de tensões que se pretende obter na saída do secundário do circuito. Uma
vez que o microcontrolador usado só admite tensões na sua entrada entre os 0 e os 5V, e tendo em conta a corrente nominal no secundário, é calculada pela equação 4.2:
(4.2)
Admitiu-se na realização deste projeto que a tensão máxima produzida pelo conjunto dos 18 painéis solares fotovoltaicos seria de 307,8V. No entanto, de forma a dar uma margem de leitura ao sinal, dimensionou-se de forma a que a tensão máxima fosse de 320V. Assim, pela equação 4.1 e 4.2, é possível calcular e , respetivamente.
(4.3)
(4.4)
Sensor de Corrente de Efeito Hall
O sensor de corrente utilizado para medição da corrente gerada pelo painel solar fotovoltaico foi o transdutor de corrente LA 55-P da LEM representado na Figura 4.15. A relação de transformação é de 1:1000 e permite efetuar medições de corrente até um valor máximo de 50A, valor correspondente à corrente nominal do primário ( ). A corrente nominal no secundário ( ) tem o valor de 50mA. A alimentação do sensor pode ser feita da mesma forma que para o sensor de tensão, ou seja, através de +15V, GND e -15V ou +12V, GND e -12V [33]. Na Figura 4.16, está representado o esquema elétrico de ligação do sensor.
Figura 4.16 – Esquema elétrico do transdutor de corrente [33]
Da mesma forma que no sensor de tensão, a resistência deve ser dimensionada para que a tensão na entrada do microcontrolador não ultrapasse os 5V e não exceda a corrente no secundário do sensor no valor de 50mA. pode então dimensionar-se pela equação 4.5:
(4.5)
(4.6)
4.2 Conversor Boost
O conversor Boost foi implementado com base na análise feita na secção 2.2.1 e no dimensionamento e simulações efetuadas no subcapítulo 3.2.
No entanto, devido à inexistência de alguns componentes tais como o condensador e a bobina com as características desejadas, levaram à necessidade de serem encontradas soluções alternativas. Conforme o dimensionamento feito, era necessário um condensador com capacidade superior a 6,15µF, de polipropileno que suportasse uma tensão de 400V no mínimo (tensão na saída do conversor). De forma a contornar este problema, foi necessário fazer-se uma associação de condensadores. Dois condensadores em série com 4,7µF de capacidade e uma tensão de 250V cada um, em paralelo com um condensador eletrolítico com capacidade de 6,8µF e uma tensão de 450V. Para se garantir que a queda de tensão nos dois condensadores de polipropileno em série era igual, foi colocada uma resistência em paralelo com cada um dos condensadores, como se pode observar na Figura 4.17.
Figura 4.17 – Esquema da associação de condensadores do conversor Boost
A capacidade equivalente é dada por:
(4.7)
(4.8)
Então, pela equação 4.7:
(4.9)
As resistências foram dimensionadas para que a corrente que as percorre fosse na ordem dos 50mA. Calculou-se então a carga (q) dos dois condensadores em série:
(4.10)
Como os condensadores e têm a mesma capacidade, :
(4.11)
Assim, impondo uma corrente de 50mA a percorrer cada resistência, e como o valor da tensão aos seus terminais vai ser igual, :
As resistências em paralelo com os condensadores de polipropileno usadas, tinham o valor de 4,7kΩ que era o valor mais próximo disponível.
Em relação à bobina, não existiam disponíveis bobinas com a indutância pretendida, ou seja, com valor igual ou superior a 410µH, que permitisse ser percorrida por uma corrente de 6A de pico. Com isto, optou-se pela associação em paralelo de dois conjuntos de duas bobinas em série, tal como está representado na Figura 4.18.
O objetivo de fazer-se um paralelo de bobinas, deve-se ao facto de dividir a corrente, evitando que toda a corrente percorre-se uma só bobina, que no caso de ser durante um período de tempo elevado, poderia levar ao sobreaquecimento da própria, podendo destrui-la e causar curto-circuitos.
Figura 4.18 – Esquema da associação de bobinas do conversor Boost
Tendo a bobina e os valores de 570µH e 579µH respetivamente, a indutância equivalente das duas bobinas ligadas em série é:
(4.13)
E tendo a bobina e os valores de 573,94µH e 576,8µH respetivamente, a indutância equivalente das duas bobinas ligadas em série é:
(4.14)
O valor da indutância total do conjunto das quatro bobinas é dado por:
De forma a proteger o semicondutor de potência dos picos de tensão resultantes das comutações, evitando o mau funcionamento do conversor Boost e a destruição do próprio semicondutor, e ainda reduzir as perdas por dissipação de energia também no semicondutor, foi dimensionado e implementado um circuito snubber.
O circuito do snubber implementado foi o Turn-Off Snubber para garantir que durante o desligar do semicondutor de potência, a corrente no semicondutor diminua a uma constante [22]. Este circuito é composto por um condensador ( ), uma resistência ( ) e um díodo ( ), ligados ao semicondutor de potência de acordo com a Figura 4.19.
Figura 4.19 – Circuito Turn-Off Snubber
Tendo por base [22], dimensionou-se então os componentes do circuito snubber através das equações 4.16 e 4.17:
(4.16)
(4.17)
Onde é a corrente que percorre o semicondutor, é a tensão aplicada aos terminais do mesmo e é o tempo que o semicondutor de potência demora a extinguir a corrente que o percorre, sendo uma característica do componente que consta no
datasheet do fabricante.
Então, sendo o MOSFET do conversor Boost percorrido no máximo por uma corrente de 7A, com uma tensão máxima drain-source de 400V e segundo o datasheet tem um , os componentes dimensionados tem os seguintes valores:
A energia armazenada no condensador, que é dissipada na resistência do
snubber, é determinada pela equação 4.18:
(4.18)
O dimensionamento da potência da resistência do snubber é feito pela equação 4.19:
(4.19)
Devido à indisponibilidade de condensadores de polipropileno com a capacidade desejada e capaz de suportar 400V aos seus terminais, foram utilizados os condensadores disponíveis, com uma capacidade de 100nF e 1000V, e a resistência do
snubber, devido a inexistência de resistências com um valor aproximado ao calculado,
foi feita uma associação de resistências, obtendo uma resistência equivalente de 220Ω. Na Figura 4.20 encontra-se o esquema elétrico do conversor Boost implementado, com os valores e referências de todos os componentes usados.
Figura 4.20 – Esquema elétrico do conversor Boost implementado
O circuito do conversor Boost foi implementado numa placa veroboard, como pode observar-se na Figura 4.21. O retângulo vermelho representa o conjunto das quatro
bobinas usadas e o retângulo amarelo representa a associação dos condensadores implementados no conversor Boost. O retângulo laranja identifica o díodo do conversor e o cor-de-rosa identifica o MOSFET. Os retângulos pretos identificam os componentes do circuito snubber, nomeadamente a resistência ( ), o díodo ( ) e o condensador ( ). Tanto o MOSFET como os díodos, estão devidamente isolados dos dissipadores, evitando-se assim sofrer um choque elétrico no caso de contacto com o dissipador.
Figura 4.21 – Circuito do conversor Boost implementado
Depois do conversor Boost estar implementado, procedeu-se aos respetivos testes e recolha de resultados.
Tal como analisado na secção 2.2.1, o conversor Boost é um conversor elevador de tensão, e portanto, tal como indica o nome, deve ser capaz de elevar a tensão de entrada para um nível superior na saída. Segundo foi dimensionado, o conversor deveria ser capaz de elevar a tensão de entrada no valor de 307,8V para 400V na sua saída.
No entanto, o conjunto retificador mais VARIAC, que emulam o painel solar fotovoltaico, só era capaz de fornecer no máximo 290V aproximadamente. Com esta tensão na entrada, o conversor terá de a elevar na saída para o valor dado pela equação 4.18:
Este é o valor que deveria ter na saída do conversor Boost, caso fosse um circuito ideal e sem perdas.
Num dos ensaios feitos, colocou-se uma tensão no valor de 288V, e obteve-se à saída do conversor uma tensão no valor de 368V, como se pode observar na Figura 4.22, um valor muito próximo do esperado, mostrando o bom funcionamento do conversor, tal como era esperado.
Figura 4.22 – Formas de onda da tensão de entrada e da tensão de saída do conversor Boost
De seguida, procedeu-se à medição da corrente que percorre a bobina, efetuada com recurso a uma resistência com 1Ω, colocada em série com a bobina. Mediu-se a tensão aos terminais dessa resistência, obtendo-se assim uma tensão, que pela lei de Ohm, é proporcional ao valor da corrente.
A Figura 4.23, mostra a forma de onda que representa a corrente na bobina. Pela observação desta, é possível verificar-se e afirmar-se que o conversor Boost opera efetivamente no modo de condução contínua, pois a corrente na bobina, nunca chega a zero, mantendo-se sempre positiva.
Figura 4.23 – Forma de onda da corrente na bobina do conversor Boost
O circuito de snubber foi implementado com o objetivo de proteger o semicondutor de potência dos picos de tensão. Como o osciloscópio digital não permite observar ondas com mais de 400V de pico-a-pico, devido à sua escala, a tensão
drain-souce do MOSFET que está representada na Figura 4.24, tem um valor
aproximado de 325V, de forma a ser possível observar a atenuação feita pelo circuito de
snubber aos picos de tensão no turn-off do MOSFET. Apesar de ainda se verificarem
alguns picos, verifica-se que estes foram atenuados para valores inferiores à tensão
drain-source máxima suportada pelo MOSFET.
4.3 Inversor Monofásico em Ponte Completa
Na implementação prática do inversor monofásico, optou-se pelo uso da topologia em ponte completa por permitir obter na saída uma tensão com o dobro do valor obtido pela topologia em meia ponte.
A implementação deste conversor DC-AC foi baseada na análise feita na secção 2.2.3 e nas simulações efetuadas no subcapítulo 3.4. O objetivo inicial era desenvolver um conversor capaz de converter a energia gerada pelo painel solar fotovoltaico num sistema alternado com uma tensão de valor eficaz igual a 230V e uma frequência de 50Hz.
Os semicondutores de potência utilizados foram os MOSFETS FCP11N60, fabricados pela FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, que admitem uma corrente máxima na drain de 11A e uma tensão máxima drain-source de 600V. A comutação destes MOSFETS é feita através dos sinais de controlo gerados pelo método de PWM unipolar, explicado na secção 2.2.3.
Da mesma forma que se fez para o semicondutor de potência do conversor
Boost, dimensionou-se um circuito de snubber para aplicar a cada um dos quatro
semicondutores de potência do inversor de forma a protegê-los dos picos de tensão nas suas comutações, evitando o mau funcionamento do inversor assim como a destruição dos próprios semicondutores, reduzindo ainda as perdas por dissipação de energia nos semicondutores.
Foi então dimensionado e implementado o circuito para o Turn-Off Snubber para garantir que durante o desligar do MOSFET a corrente no semicondutor diminua a uma constante [22]. Novamente tendo por base [22], dimensionaram-se então os componentes do circuito snubber através das equações 4.16 e 4.17, apresentadas no subcapítulo 4.3. Sendo os MOSFETS do inversor percorridos no máximo por uma corrente de 9A, com uma tensão máxima drain-source de 400V e segundo o datasheet tem um , os componentes dimensionados tem os seguintes valores:
A energia armazenada no condensador, que é dissipada na resistência do
O dimensionamento da potência da resistência do snubber é feito pela equação 4.19, apresentada no subcapítulo 4.2:
Como não havia disponíveis condensadores de polipropileno com a capacidade desejada que suportassem 400V aos seus terminais, foram usados os condensadores disponíveis mais aproximados do desejado, no valor de 100nF e 1000V, e uma resistência de 220Ω.
Na Figura 4.25, encontra-se o esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa com todas as referências e valores dos componentes usados.
Figura 4.25 – Esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa implementado sem filtro LC Na Figura 4.26, está o circuito do inversor implementado, numa placa
veroboard, sendo possível observar-se os dois braços do inversor monofásico, assim
como o circuito de snubber para cada MOSFET do inversor. Todos os MOSFETS, assim como os díodos dos circuitos de snubber estão devidamente isolados dos dissipadores, evitando-se sofrer um choque elétrico no caso de contacto com os
dissipadores. Os retângulos vermelhos representam os MOSFETS do braço A, com o retângulo do lado esquerdo a indicar o MOSFET e o retângulo do lado direito a indicar o MOSFET . Os retângulos amarelos representam os MOSFETS do braço B, que da mesma forma que o braço A, o retângulo do lado esquerdo a indicar o MOSFET
e o retângulo do lado direito a indicar o MOSFET . Os retângulos pretos representam os componentes do circuito de snubber no MOSFET , como legendado na figura, sendo possível perceber-se a disposição dos componentes dos outros circuitos de snubber para os restantes MOSFETS.
Figura 4.26 – Circuito do inversor monofásico em ponte completa implementado
A Figura 4.27, mostra dois semi-ciclos positivos da forma de onda de saída do inversor, pois a escala do osciloscópio digital não permite a visualização da onda completa. Devido a isso, optou-se por mostrar apenas a parte positiva da onda de saída do inversor, quando tinha na sua entrada 290V (tensão máxima fornecida pelo conjunto do retificador mais o VARIAC). Esta forma de onda da tensão na saída do inversor monofásico é uma onda modulada por uma sequência de impulsos de amplitude igual à
tensão de entrada. A forma de onda obtida tem uma frequência de 50Hz e um período de 20ms, tal como desejado. No entanto, pela observação da figura, pode observar-se a ausência de impulsos na parte intermédia de cada semi-ciclo, que indica a existência do fenómeno de sobre modulação no controlo do inversor, ou seja, o índice de modulação é maior que um ( ), isto é, o pico da tensão de controlo é maior que o pico da tensão da onda triangular, não comutando os semicondutores de potência nesse intervalo de tempo.
Figura 4.27 – Forma de onda de dois semi-ciclos positivos da tensão na saída do inversor sem filtro LC Como o objetivo era ter-se uma onda sinusoidal com as características da rede elétrica na saída do inversor, dimensionou-se um filtro LC passa-baixo, no subcapítulo 3.4, de forma a se obter a onda sinusoidal na saída do inversor e minimizar os efeitos dos componentes harmónicos provenientes das comutações dos semicondutores de potência do inversor.
Na Figura 4.28 é possível observar-se o esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa com o filtro LC passa-baixo, de forma a obter-se na saída do inversor uma onda sinusoidal. Na Figura 4.29, encontra-se a bobina e a associação de condensadores usados na implementação do filtro LC. Como não existiam condensadores de polipropileno com a capacidade desejada, optou-se por associar alguns condensadores em paralelo de forma a obter-se uma capacidade próxima da calculada. A capacidade obtida pela associação em paralelo dos cinco condensadores como mostra a Figura 4.29, foi de 17,6µF. No entanto, os condensadores usados apenas suportam 250V aos seus terminais, daí que nos testes efetuados para obtenção de
resultados do circuito inversor monofásico em ponte completa com filtro LC, não se elevasse a tensão de entrada do inversor acima dos 250V, de forma a que a tensão na saída do inversor não ultrapassasse também os 250V de pico, para não danificar os condensadores do filtro LC. A bobina usada no filtro LC tinha um valor de indutância de 1mH.
Figura 4.28 - Esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa implementado com filtro LC
Assim, com uma tensão de entrada no inversor no valor de 232,7V, um valor um pouco abaixo dos 250V pelos motivos explicados em cima devido à tensão máxima admissível aos terminais dos condensadores do filtro LC, obteve-se a forma de onda da tensão na saída do inversor representada na Figura 4.30, mostrando-se apenas alguns semi-ciclos positivos da onda, pois a escala máxima do osciloscópio digital não permitia a visualização da onda completa.
Figura 4.30 – Forma de onda dos semi-ciclos positivos da tensão na saída do inversor com filtro LC Para medir-se a corrente de saída, colocou-se em série com a carga uma resistência no valor de 1Ω. De seguida, mediu-se a tensão aos terminais dessa resistência, obtendo-se assim uma tensão, que pela lei de Ohm, é proporcional ao valor da corrente. A forma de onda da corrente pode observar-se na Figura 4.31, tendo como valor máximo sensivelmente 3,5A, considerando-se que não existem os picos de corrente, resultantes das comutações dos MOSFETS. O facto de serem observados bastantes picos na forma de onda da corrente e não serem observados praticamente nenhuns picos na forma de onda da tensão, deve-se à diferente escala usada na visualização das diferentes formas de onda, que no caso da forma de onda da corrente, sendo a escala usada mais reduzida, são mais percetíveis os picos do que na forma de onda da tensão, onde a escala é dez vezes maior, tornando os picos menos percetíveis.
Figura 4.31 – Forma de onda da corrente na saída do inversor com filtro LC
Como o osciloscópio digital não permite visualizar a forma de onda completa da tensão na saída do inversor, optou-se por visualizar no osciloscópio analógico. Da mesma forma, com 232,7V na entrada do inversor, visível no multímetro, obteve-se na saída a forma de onda representada na Figura 4.32. A ponta de prova estava com uma atenuação de 10 vezes, e o osciloscópio tinha uma escala de 20Volts/divisão e 10ms/divisão. O valor de pico da tensão da onda da Figura 4.32, é de aproximadamente de 230V, e a forma de onda tem uma frequência de 50Hz.