INSTITUTO SUPERIOR TÉCNICO
C
ONVERSORESM
ULTINÍVEL NAO
PTIMIZAÇÃO DOT
RÂNSITO DEE
NERGIA EMR
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LÉCTRICASIvo Manuel Valadas Marques Martins
(Licenciado)
Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em
Engenharia Electrotécnica e de Computadores
Orientador:
Doutor José Fernandes Alves da Silva
, Professor Associado do InstitutoSuperior Técnico, da Universidade Técnica de Lisboa.
Júri
Presidente:
Doutor José Fernandes Alves da Silva
, Professor Associado do InstitutoSuperior Técnico, da Universidade Técnica de Lisboa.
Vogais:
Doutora Sónia Maria Nunes dos Santos Paulo Ferreira Pinto
, ProfessoraAuxiliar do Instituto Superior Técnico, da Universidade Técnica de Lisboa.
Doutor Isménio Lourenço Eusébio Martins
, Professor Adjunto da EscolaR
ESUMOIntroduz-se o conceito de conversão multinível de energia eléctrica, apresentando-se as topologias de conversores multinível mais usuais. Para o conversor NPC (Neutral Point Clamped) trifásico de três níveis deduzem-se os modelos dinâmicos no espaço de estados, não lineares e variantes no tempo, de modo a obter um controlador vectorial das correntes do lado alternado do conversor e algoritmos para a sua implementação em microprocessadores digitais de sinal (DSP).
Partindo do modelo do conversor NPC trifásico de três níveis, determina-se o conjunto de vectores espaciais que permitem o controlo do conversor e deduzem-se as leis de controlo das correntes alternadas do conversor, utilizando o método de controlo por modo de deslizamento. Com base no controlador projectado obteve-se os algoritmos para programação em DSP (DSPACE 1103).
Com vista a implementação de um sistema de controlo, baseado em conversores multinível, do trânsito de energia em redes eléctricas de distribuição, deduz-se o modelo de uma rede de energia eléctrica constituída por duas linhas de transmissão, considerando-se a inclusão do sistema de controlo numa das linhas da rede. Estabelecendo-se como objectivo o controlo de potências activa e reactiva nessa linha de energia eléctrica, define-se o princípio que garante este objectivo, pelo controlo das correntes alternadas do conversor.
São apresentados e discutidos resultados de simulação (obtidos em Matlab/Simulink) e experimentais, obtidos usando um protótipo laboratorial.
Palavras-Chave:
Conversão de energia eléctrica, conversor multinível, modo de deslizamento, controlo do trânsito de energia, processamento digital de sinal.
A
BSTRACTThe electric energy multilevel conversion concept is introduced and the topologies of the most usual multilevel converters are presented. The nonlinear and time-variant dynamic state-space models are deduced for the three-phase three-level NPC (Neutral Point Clamped) converter, so that a vector controller of the alternate currents of the converter and algorithms for its implementations on a digital signal processor (DSP) are obtained.
From the three-phase three-level NPC converter model, the space vectors that allow the control of the converter are determined and the control laws of the alternate currents of the converter are deducted, using the sliding mode control method. The algorithms for the DSP program (DSPACE 1103) were obtained with the designed controller.
In trying to implement a power flow control system, based on multilevel converters, in distribution electrical networks, the model of an electrical energy network, constituted by two transmission lines, are obtained, considering that the control system is included in one of the network lines. Aiming to control the active and reactive powers in this electrical energy line, the principle that assures this aim is defined by the control of the alternate currents of the converter.
The simulation results (obtained in Matlab/Simulink) and experimental results, obtained with a lab prototype, are presented and discussed.
Key-Words:
Electric energy conversion, multilevel converter, sliding mode, power flow control, digital signal processing.
A
GRADECIMENTOSAo Professor Fernando Silva, meu orientador, quero expressar um agradecimento muito especial pelo apoio e disponibilidade manifestada no desenvolvimento deste trabalho. Pela sua ajuda e pelos conhecimentos transmitidos manifesto a minha profunda gratidão.
Ao Eng. Dionísio Barros, a minha gratidão pelas sugestões, conselhos e toda a ajuda dispendida.
À Senhora D. Noémia, pelo apoio logístico oferecido.
Aos meus pais e à minha mulher, agradeço todo o carinho e apoio incondicional manifestado em todo o meu percurso. Obrigado pela vossa paciência e amor.
Í
NDICEG
ERALResumo ... i
Abstract ... ii
Agradecimentos ... iii
Índice Geral ... iv
Índice de Figuras ... vii
Índice de Tabelas ... xii
Capítulo 1. Introdução ... 1
1.1. Conversores Electrónicos de Potência ... 1
1.2. Conversão Multinível de Energia Eléctrica ... 5
1.3. Sistemas de Controlo do Trânsito de Energia ... 9
1.4. Análise de Sistemas de Controlo por Espaço de Estados ... 16
1.4.1. Representação de Sistemas em Espaços de Estados ... 18
1.5. Objectivos ... 21
1.6. Estrutura da Dissertação ... 23
Capítulo 2. Conversores Multinível ... 26
2.1. Introdução ... 26
2.2. Estruturas de Conversores Multiníveis ... 29
2.2.1. Conversor de Díodos Ligados ao Ponto Neutro ... 29
2.2.2. Conversor de Condensadores Flutuantes ... 33
2.2.3. Conversores Multinível em Ponte Ligados em Cascata ... 37
2.3. Comando de Conversores Multiníveis ... 40
2.3.2. Modulação por Vectores Espaciais (SVM) ... 42
Capítulo 3. Modelo e Controlo do Conversor NPC Trifásico de Três Níveis ... 45
3.1. Introdução ... 45
3.2. Modelos do Conversor NPC Trifásico de Três Níveis ... 46
3.2.1. Estrutura do Conversor NPC trifásico de Três Níveis ... 46
3.2.2. Variáveis de Comutação ... 47
3.2.3. Equações das Tensões e Correntes do Conversor ... 48
3.2.4. Equações Dinâmicas do Conversor ... 49
3.2.5. Aplicação da Transformação de Concordia ... 53
3.2.6. Aplicação da Transformada de Park ... 54
3.2.7. Vectores Espaciais ... 55
3.3. Controlo do Conversor NPC Trifásico de Três Níveis ... 60
3.3.1. Princípios do Controlo por Modo de Deslizamento ... 60
3.3.1.1. Superfície de Deslizamento ... 61
3.3.1.2. Estabilidade ... 65
3.3.1.3. Lei de Comutação ... 67
3.3.2. Controlo das Correntes Alternadas do Conversor ... 69
3.3.2.1. Lei de Controlo ... 69
3.3.2.2. Estratégia de Comutação ... 70
3.3.2.3. Selecção dos Vectores Espaciais ... 71
3.3.2.4. Equilíbrio das Tensões Capacitivas ... 73
Capítulo 4. Rede de Transmissão de Energia Eléctrica com Conversor Multinível no Ramo Série de um UPFC... 78
4.1. Modelo da Rede de Transmissão ... 78
4.1.1. Modelo de uma Linha de Transmissão ... 78
4.1.1.1. Linha de Comprimento Médio ... 79
4.1.1.2. Linha Curta ... 80
4.1.2. Modelo equivalente em π nominal da Rede ... 81
4.1.3. Modelo do Transformador ... 85
4.2. Controlo do Trânsito de Energia ... 87
4.2.1. Cálculo de Potências ... 87
4.2.3. Princípio de Controlo das Potências Activa e Reactiva ... 101
Capítulo 5. Resultados de Simulação e Experimentais ... 105
5.1. Introdução ... 105
5.2. Programa MATLAB/SIMULINK ... 106
5.3. Placa de Processamento Digital de Sinal DS1103 ... 107
5.4. Resultados de Simulação do Sistema Multinível de Controlo do Trânsito de Energia Aplicado numa Rede de Média Tensão ... 110
5.4.2. Regime Permanente ... 115
5.4.3. Regime Dinâmico ... 124
5.5. Resultados de Simulação e Experimentais do Sistema Multinível de Controlo do Trânsito de Energia Aplicado na Rede Laboratorial de Baixa Tensão ... 127
5.5.2. Ensaio Dinâmico com Sinais de Referência em Fase ... 129
5.5.3. Ensaio Dinâmico com Referência Desfasadas ... 137
Capítulo 6. Conclusões ... 145
Referências Bibliográficas ... 148
Apêndice A. Modelos de Simulação em Simulink ... 151
Apêndice B. Listagem do Programa em C para o DS1103 ... 166
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NDICE DEF
IGURASFigura 1.1 – Braço de um conversor ... 2
Figura 1.2 – Braço de um conversor com semicondutores em série sincronizados ... 3
Figura 1.3 – Conversor multinível com díodos de roda livre ligados ao ponto neutro ... 3
Figura 1.4 – Conversor electrónico de potência ... 4
Figura 1.5 – Conversor electrónico de potência com filtros ... 5
Figura 1.6 – Conversor multinível trifásico ... 7
Figura 1.7 – Trânsito de potências em linhas em paralelo ... 10
Figura 1.8 – Trânsito de potências com ângulo de fase regulável ... 10
Figura 1.9 – Princípio de funcionamento dum transformador desfasador... 11
Figura 1.10 – Símbolo geral de um controlador FACTS ... 12
Figura 1.11 – Tipos de controladores FACTS: (a) Série, (b) Paralelo e (c) Série-Série ... 13
Figura 1.12 – Tipos de controladores FACTS (cont.): (a) Série-Paralelo, (b) Unificado ... 14
Figura 1.13 – Controlador unificado do trânsito de energia ... 14
Figura 1.14 – Representação de um UPFC trifásico ... 15
Figura 1.15 – Modelo base da rede eléctrica e do sistema electrónico de controlo ... 21
Figura 2.1 – Esquema de um conversor de (a) dois níveis, (b) três níveis e (c) m níveis ... 27
Figura 2.2 – Níveis de tensão de saída de um conversor de (a) dois níveis e (b) três níveis ... 27
Figura 2.3 – Exemplo de uma onda de tensão de saída de um inversor de onze níveis ... 28
Figura 2.4 – Configuração do conversor NPC de m níveis ... 29
Figura 2.5 – Conversor monofásico de três níveis com díodos ligados ao ponto neutro ... 30
Figura 2.6 – Configuração do conversor de condensadores flutuantes de m níveis ... 33
Figura 2.7 – Conversor de condensadores flutuantes de cinco níveis em ponte completa ... 34
Figura 2.8 – Conversores em ponte ligados em cascata de m níveis ... 37
Figura 2.9 – Síntese da forma de onda da tensão de saída de um conversor monofásico de nove níveis com conversores em ponte completa ligados em cascata ... 38
Figura 2.10 – Conversores em ponte ligados em cascata de cinco níveis trifásico... 39
Figura 2.11 – Modulação SPWM aplicada a um braço de um conversor multinível de três níveis: a) Portadoras triangulares e modulante sinusoidal. b) Tensão entre o braço do conversor e o ponto neutro e sinusóide desejada. ... 41
Figura 2.12 – Técnica de modulação SVM aplicada ao conversor NPC trifásico de três níveis e
síntese do vector ... 43
Figura 3.1 – Conversor de díodos ligados ao ponto neutro trifásico de três níveis ... 46
Figura 3.2 – Níveis de tensão de saída entre dois braços do conversor ... 56
Figura 3.3 – Vectores de tensão do conversor NPC trifásico de três níveis no plano α,β... 59
Figura 4.1 – Esquema equivalente em π nominal de uma linha ... 79
Figura 4.2 – Esquema equivalente de uma linha curta ... 80
Figura 4.3 – Modelo equivalente em π nominal da rede trifásica com carga RL ... 81
Figura 4.4 – Modelo simplificado da rede trifásica com carga RL ... 83
Figura 4.5 – Acoplamento do conversor multinível à rede através do transformador ... 85
Figura 4.6 – Esquema equivalente do transformador ... 86
Figura 4.7 – Sistema trifásico de tensões aplicado a uma carga Z trifásica ... 88
Figura 4.8 – Sincronizador vectorial baseado na tensão da rede eléctrica ... 95
Figura 4.9 – Diagrama de amplitude da resposta em frequência do filtro passa-baixo ... 97
Figura 4.10 – Diagrama de fase da resposta em frequência do filtro passa-baixo ... 98
Figura 4.11 – Modelo de cálculo da corrente de referência nas componentes α,β ... 102
Figura 5.1 – Modelo da rede de energia eléctrica de baixa tensão com sistema multinível de controlo do trânsito de Energia ... 106
Figura 5.2 – Placa de processamento digital de sinal DS1103 ... 108
Figura 5.3 – Arquitectura da placa de processamento digital de sinal DS1103 ... 109
Figura 5.4 – Pormenor do mapa da rede nacional de transporte de energia eléctrica ... 111
Figura 5.5 – Potência activa transmitida pela linha a, linha b e total, sem sistema multinível de controlo do trânsito de energia... 114
Figura 5.6 – Potência reactiva transmitida pela linha a, linha b e total, sem o controlador ... 115
Figura 5.7 – Potência activa transmitida pela linha a ... 116
Figura 5.8 – Potência reactiva transmitida pela linha a ... 117
Figura 5.9 – Correntes na fase 1 da linha a e da linha b quando o sistema de controlo é colocado em funcionamento ... 118
Figura 5.10 – Correntes ia1, ia2 e ia3 da linha a. A corrente ia2 é representada com um deslocamento vertical de mais três divisões e a corrente ia3 é representada com um deslocamento vertical de menos três divisões ... 119
Figura 5.11 – Corrente na fase 1 da linha a ... 120
Figura 5.12 – Tensão aos terminais dos condensadores C1 e C2 do conversor... 121
Figura 5.13 – Tensão simples na fase 1 do lado alternado do conversor ... 122
Figura 5.15 – Tensão simples na fase 3 do lado alternado do conversor ... 123
Figura 5.16 – Potência activa transmitida pela linha a ... 125
Figura 5.17 – Potência reactiva transmitida pela linha a ... 125
Figura 5.18 – Correntes ia1, ia2 e ia3 da linha a. A corrente ia2 é representada com um deslocamento vertical de mais duas divisões e a corrente ia3 é representada com um deslocamento vertical de menos duas divisões ... 126
Figura 5.19 – Tensão aos terminais dos condensadores C1 e C2 do conversor... 127
Figura 5.20 – Resultados de simulação da potência activa e reactiva transmitida pela linha a. A potência reactiva é representada com um deslocamento vertical de menos quatro divisões ... 130
Figura 5.21 – Resultados experimentais da potência activa e reactiva transmitida pela linha a. A potência reactiva é representada com um deslocamento vertical de menos quatro divisões ... 130
Figura 5.22 – Pormenor do resultado de simulação da potência activa transmitida... 131
Figura 5.23 – Pormenor do resultado experimental da potência activa transmitida ... 132
Figura 5.24 – Pormenor do resultado de simulação da potência reactiva transmitida ... 132
Figura 5.25 – Pormenor do resultado experimental da potência reactiva transmitida ... 133
Figura 5.26 – Resultados de simulação das correntes ia1, ia2 e ia3 da linha a. A corrente ia1 é representada com um deslocamento vertical de mais três divisões e a corrente ia3 é representada com um deslocamento vertical de menos três divisões ... 134
Figura 5.27 – Resultados experimentais das correntes ia1, ia2 e ia3 da linha a. A corrente ia1 é representada com um deslocamento vertical de mais três divisões e a corrente ia3 é representada com um deslocamento vertical de menos três divisões ... 134
Figura 5.28 – Resultados de simulação da tensão aos terminais dos condensadores C1 e C2 do conversor ... 135
Figura 5.29 – Resultados experimentais da tensão aos terminais dos condensadores C1 e C2 do conversor ... 136
Figura 5.30 – Resultados experimentais da tensão composta Us12 do lado alternado do conversor ... 137
Figura 5.31 – Resultados de simulação da potência activa e reactiva transmitida pela linha a. A potência reactiva é representada com um deslocamento vertical de menos quatro divisões ... 138
Figura 5.32 – Resultados experimentais da potência activa e reactiva transmitida pela linha a. A potência reactiva é representada com um deslocamento vertical de menos quatro divisões ... 138
Figura 5.33 – Pormenor do resultado de simulação da potência activa transmitida... 139
Figura 5.34 – Pormenor do resultado experimental da potência activa transmitida ... 140
Figura 5.35 – Pormenor do resultado de simulação da potência reactiva transmitida ... 140
Figura 5.37 – Resultados de simulação das correntes ia1, ia2 e ia3 da linha a. A corrente ia1 é representada com um deslocamento vertical de mais três divisões e a corrente ia3 é representada
com um deslocamento vertical de menos três divisões ... 141
Figura 5.38 – Resultados experimentais das correntes ia1, ia2 e ia3 da linha a. A corrente ia1 é representada com um deslocamento vertical de mais três divisões e a corrente ia3 é representada com um deslocamento vertical de menos três divisões ... 142
Figura 5.39 – Resultados de simulação da tensão aos terminais dos condensadores C1 e C2 do conversor ... 143
Figura 5.40 – Resultados experimentais da tensão aos terminais dos condensadores C1 e C2 do conversor ... 143
Figura 5.41 – Resultados experimentais da tensão composta Us12 do lado alternado do conversor ... 144
Figura A.1 – Modelo global de simulação ... 151
Figura A.2 – Modelo da rede de energia eléctrica trifásica ... 152
Figura A.3 – Gerador de tensões trifásicas sinusoidais ... 152
Figura A.4 – Interruptor on/off ... 153
Figura A.5 – Frequência de comutação dos semicondutores ... 153
Figura A.6 – Potência activa e reactiva de referência ... 153
Figura A.7 – Modelo do transformado trifásico ... 154
Figura A.8 – Modelo do conversor NPC trifásico de três níveis ... 155
Figura A.9 – Cálculo das variáveis Г1k e Г2k ... 156
Figura A.10 – Modelo do controlador do conversor ... 157
Figura A.11 – Cálculo da corrente de referência ia(α)ref e ia(β)ref ... 158
Figura A.12 – Transformação do sistema de coordenadas 1,2,3 para o sistema de coordenadas α,β ... 159
Figura A.13 – Filtro passa-baixo digital ... 159
Figura A.14 – Compensador de fase e de amplitude ... 159
Figura A.15 – Sincronismo com a rede ... 160
Figura A.16 – Transformação do sistema de coordenadas α,β para o sistema de coordenadas d,q ... 160
Figura A.17 – Transformação do sistema de coordenadas d,q para o sistema de coordenadas α,β ... 161
Figura A.18 – Cálculo do erro se seguimento das correntes da linha ... 161
Figura A.19 – Quantificação do nível de tensão Us pelas variáveis λα e λβ ... 162
Figura A.21 – Quantificação do estado das variáveis γ1, γ2 e γ3 correspondentes ao vector Us seleccionado ... 164 Figura A.22 – Correcção dos valores das variáveis gama de modo a garantir transições entre estados adjacentes ... 164 Figura A.23 – Cálculo da potência activa e reactiva trifásica ... 164 Figura A.24 – Filtro passa-baixo contínuo ... 165
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NDICE DET
ABELASTabela 2.1 – Estados dos interruptores de um conversor NPC de três níveis ... 31 Tabela 2.2 – Possível combinação dos estados dos interruptores de um conversor de
condensadores flutuantes ... 35 Tabela 3.1 – Combinações dos semicondutores de um braço do conversor NPC de três níveis .... 47 Tabela 3.2 – Tensão composta do conversor em função dos estados de cada braço ... 56 Tabela 3.3 – Vectores disponibilizados pelo conversor NPC trifásico de três níveis ... 58 Tabela 3.4 – Quantificação dos vinte e cinco níveis que possibilitam o controlo do conversor .... 72 Tabela 3.5 – Influência dos vectores de tensão redundantes na carga e descarga dos
condensadores C1 e C2 ... 75 Tabela 3.6 – Tabela de selecção de vectores de acordo com os valores de λα,β para UC1-UC2>0, no modo inversor, ou para UC1-UC2<0 no modo rectificador ... 76 Tabela 3.7 – Tabela de selecção de vectores de acordo com os valores de λα,β para UC1-UC2<0, no modo inversor, ou para UC1-UC2>0 no modo rectificador ... 76 Tabela 5.1 – Características eléctricas das linhas de transmissão LOQTN e LSNOQ ... 112 Tabela 5.2 – Parâmetros das linhas a e b do modelo da rede utilizada na simulação ... 113 Tabela 5.3 – Capacidade máxima de transporte das linhas de transmissão LOQTN e LSNOQ .. 113 Tabela 5.4 – Valores de referência para a potência activa e reactiva transmitida ... 115 Tabela 5.5 – Valores máximos e mínimos dos sinais de referência para a potência activa e reactiva transmitida ... 124 Tabela 5.6 – Parâmetros das linhas a e b do modelo da rede utilizada nas simulações e nos procedimentos experimentais... 128 Tabela 5.7 – Valores máximos e mínimos dos sinais de referência para a potência activa e reactiva transmitida ... 129 Tabela C.1 – Parâmetros de simulação do sistema multinível de controlo do trânsito de energia aplicado numa rede de média tensão ... 187 Tabela C.2 – Parâmetros de simulação do sistema multinível de controlo do trânsito de energia aplicado na rede laboratorial de baixa tensão ... 188
Capítulo 1.
I
NTRODUÇÃO1.1. CONVERSORES ELECTRÓNICOS DE POTÊNCIA
A utilização de electrónica de potência tem tido um acentuado crescimento nas diversas aplicações de energia eléctrica, tais como a gestão da energia, as telecomunicações, a robótica, as fontes de energias renováveis e a tracção eléctrica. Nesta e outras áreas, a tecnologia dos conversores electrónicos de potência, utilizando dispositivos semicondutores de potência, é usada para processar energia eléctrica, de modo a controlar eficientemente diversos tipos de máquinas eléctricas ou para interligar diferentes sistemas de energia eléctrica.
Segundo o tipo de conversão de energia realizada, podem considerar-se os conversores agrupados em três classes distintas [1]:
• Os conversores alternado/contínuo (AC-DC ou DC-AC): Interligam um gerador a um receptor, um dos quais é de corrente (tensão) alternada e o outro de corrente (tensão) contínua.
• Os conversores alternado/alternado (AC-AC): O gerador e o receptor interligados pelo conversor são ambos de grandezas alternadas.
• Os conversores contínuo/contínuo (DC-DC): O gerador e o receptor interligados pelo conversor são ambos de grandezas contínuas.
Os dispositivos semicondutores utilizados nos conversores electrónicos de potência devem funcionar em comutação, passando do estado de bloqueio (corte) para o estado condutor (saturação), ou vice-versa, a frequências da ordem de kHz. Devem então estes dispositivos comportar-se como interruptores electrónicos, que idealmente possuam as seguintes características [2]:
• Tensão e resistência de condução nulas quando fechados, perdas nulas quando em condução;
• Resistência de fuga infinita quando abertos, corrente nula quando ao corte, para qualquer tensão;
• Abertura e corte instantâneos, podendo operar a alta frequência mesmo a potências elevadas, pois os tempos de comutação seriam nulos.
Devido à unidireccionalidade em corrente da maioria dos semicondutores de condução e corte comandados, devem ser associados díodos em antiparalelo. Estes díodos garantem a bidireccionalidade das correntes na carga.
Nos conversores em ponte, ao conjunto de elementos que liga um terminal do receptor ao do gerador chama-se braço do conversor (figura 1.1). Um conversor de tensão em ponte apresenta um número de braços idêntico ao número de fases do receptor.
Figura 1.1 – Braço de um conversor
No projecto do conversor deve ser levado em conta o tipo de aplicação pretendida. Em aplicações com gamas de tensão de operação elevadas torna-se muitas vezes necessário a utilização de semicondutores associados em série de modo a repartir a tensão entre esses semicondutores, como exemplificado na figura 1.2.
Figura 1.2 – Braço de um conversor com semicondutores em série sincronizados
Neste tipo de solução, o aumento do número de semicondutores controlados em cada braço do conversor, constitui uma dificuldade acrescida no sincronismo dos semicondutores, sendo necessário recorrer a sistemas de controlo que garantam um sincronismo perfeito entre os semicondutores, a fim de evitar curto-circuitos nos braços do conversor.
Outros tipos de topologias podem ser consideradas, quando se pretende implementar aplicações com um maior número de níveis de tensão. Por exemplo, através da utilização de dois díodos de roda livre ligados a um ponto neutro, proporciona-se um caminho de circulação de corrente (figura 1.3). O ponto neutro situa-se entre dois condensadores em série, que formam um divisor de tensão capacitivo, permitindo que a tensão aplicada a cada semicondutor seja aproximadamente Udc/2.
De um modo geral, independentemente da topologia utilizada, os conversores electrónicos de potência apresentam-se como uma matriz de interruptores, implementados com semicondutores de potência, interligando um gerador a um receptor (figura 1.4).
Figura 1.4 – Conversor electrónico de potência
O comando destes semicondutores (a passagem ao estado de corte ou de condução) é a condição para que o conversor possa controlar ou regular certas grandezas eléctricas de saída ou de entrada. Da natureza deste comando, resultam duas classes distintas de conversores, de acordo com o modo como se processa a comutação dos semicondutores [1]:
• Os conversores de comutação natural: A passagem dum semicondutor do estado de condutor ao estado de bloqueio resulta da evolução da corrente que o atravessa sob a acção do gerador ou do receptor, eventualmente devido à mudança de estado de outros semicondutores.
• Os conversores de comutação forçada: A passagem dum semicondutor do estado condutor ao estado bloqueado resulta ou da acção de sinais de comando ou da acção de circuitos auxiliares que modificam, temporariamente, a evolução das tensões e correntes aos terminais daqueles interruptores.
Embora os conversores de potência sejam projectados de forma a serem capazes de fornecer uma certa gama de tensões, correntes ou frequências, devido ao processo de comutação, as formas de onda obtidas são apenas aproximadas das
desejadas, sendo o seu funcionamento caracterizado pela existência dum efeito útil e dum efeito parasita.
O efeito útil corresponde, em cada terminal do conversor, às componentes de corrente ou de tensão que têm a frequência própria do gerador ou do receptor.
O efeito parasita corresponde aos afastamentos existentes entre a tensão e a corrente em cada acesso e as componentes úteis correspondentes.
A existência de componentes parasitas de tensão e de corrente nos diferentes acessos implica, geralmente, a fim de atenuar os seus efeitos, a interposição de filtros entre o conversor, o gerador e o receptor, figura 1.5.
Figura 1.5 – Conversor electrónico de potência com filtros
Assim, para atenuar os efeitos devidos à componente parasita da tensão presente num acesso no qual as componentes úteis correspondem a uma tensão e a uma corrente contínuas, coloca-se geralmente em série com o receptor ou o gerador um filtro indutivo (acesso com características de fonte de tensão). Para atenuar os efeitos devidos à componente parasita da corrente presente num acesso com características de fonte de corrente, no qual as componentes úteis correspondem a uma tensão e a uma corrente contínuas, coloca-se geralmente em paralelo com o receptor ou o gerador um filtro capacitivo.
1.2. CONVERSÃO MULTINÍVEL DE ENERGIA ELÉCTRICA
Baker, hà mais de trinta anos [3], [4]. Desde a sua apresentação, que foi demonstrada as vantagens que os conversores multinível apresentam face aos conversores convencionais de dois níveis em aplicações de média e grande potência e média e alta tensão, entre as quais se destacam a boa qualidade da energia processada, boa compatibilidade electromagnética (EMC), poucas perdas de comutação e capacidade de operar com tensões elevadas. As principais desvantagens destas estruturas consistem no grande número de semicondutores de comutação requeridos, mesmo para sistemas de tensão reduzida e pela necessidade de utilização de bancos de condensadores ou fontes de tensão isoladas, no barramento DC do conversor, para a geração dos múltiplos níveis de tensão.
Entre as aplicações mais interessantes destas estruturas, incluem-se as fontes de energia renováveis, as máquinas eléctricas, a distribuição de energia eléctrica e a qualidade da energia eléctrica. No entanto, face à significativa redução dos preços dos semicondutores de potência e dos microprocessadores é de esperar que o uso de topologias multinível também se estenda às aplicações de baixa potência.
A primeira célula de comutação para conversão multinível apresentada foi a de associação série de conversores em ponte (Series H-Bridge Multilevel
Converter) [3]. A esta, seguiu-se a estrutura de conversor com díodos de ligação
(Diode-Clamped Multilevel Inverter) [4], derivando desta, uma das estruturas mais utilizadas actualmente, a de conversor de três níveis de topologia NPC (Neutral Point Clamped), apresentada pela primeira vez em 1980 por Nabae [5]. Esta estrutura, tem a particularidade de adicionar um novo nível de tensão, graças à ligação ao ponto neutro do barramento DC. Na figura 1.6 representa-se a estrutura de um conversor trifásico de três níveis de topologia NPC.
Figura 1.6 – Conversor multinível trifásico
Os conversores multinível são sistemas reversíveis para conversão de energia eléctrica, adequados ao processamento de valores elevados de potência. A reversibilidade das suas estruturas topológicas permite-lhes a conversão contínuo-alternado (DC-AC), funcionando em modo inversor, ou a conversão contínuo- alternado-contínuo (AC-DC), operando como rectificador de comutação forçada.
O seu controlo deve ser efectuado de maneira a que as grandezas eléctricas sigam uma certa referência de tensão ou de corrente, para que este entregue uma determinada corrente ou aplique uma determinada tensão concreta à carga que alimenta, embora nas aplicações de controlo de trânsito de energia em redes eléctricas seja usual a utilização de referências de potência.
Os dispositivos semicondutores de potência frequentemente utilizados nestes conversores, são os tiristores de corte comandados pela porta (GTO – Gate
Turn-Off Thyristors) ou os transístores bipolares de porta isolada (IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistors).
Operando em modo inversor, estes conversores poderão ter como função principal o melhoramento da onda da tensão de saída, usando para tal diferentes níveis de tensão contínuos, obtidos normalmente a partir de uma fonte de corrente contínua Udc. O seu funcionamento é tal que, o aumento do número de níveis do
conversor, permite o aumento da resolução da tensão de saída, formada por escalões de tensão, aproximando-se esta de uma onda sinusoidal de maior precisão. A um maior número de níveis corresponde uma menor distorção harmónica.
Como complemento às vantagens, enunciadas anteriormente, que as topologias de circuito utilizadas pelos conversores multinível apresentam face aos conversores convencionais de dois níveis de tensão, destacam-se igualmente:
• Capacidade do conversor de processar energia em mais estados, aumentando a resolução do conversor;
• Incremento da magnitude da tensão de saída, apresentando esta n níveis, pelo que a distorção harmónica total é reduzida relativamente à conversão de dois níveis, evitando o uso de filtros especialmente se o número de níveis for suficientemente elevado;
• Redução da frequência de comutação e da tensão suportada pelos dispositivos semicondutores de potência, pois embora os n níveis presentes nas tensões do lado alternado de um conversor multinível sejam obtidos a partir de uma fonte contínua Udc, cada dispositivo semicondutores de
potência apenas necessita suportar uma fracção (Udc/(n-1)) dessa tensão;
Como principal desvantagem deste tipo de estruturas, realça-se o maior número de semicondutores de comando necessários para a sua implementação, reflectindo-se no aumento da complexidade do seu funcionamento e comando, relativamente ao conversor de dois níveis.
1.3. SISTEMAS DE CONTROLO DO TRÂNSITO DE ENERGIA
As redes de transporte e distribuição de energia eléctrica são um dos campos onde se encontram diversas aplicações dos conversores electrónicos de potência. A possibilidade de controlo do trânsito de potências é inclusive um dos factores cruciais que afecta o desenvolvimento de novos sistemas electrónicos de potência.
Actualmente, a maior parte dos sistemas de fornecimento de energia eléctrica encontram-se interligados, envolvendo ligações entre as instalações dentro do próprio território nacional, estendendo-se a ligações internacionais. Isto é feito por razões económicas, permitindo reduzir o preço da electricidade e aumentar a capacidade e a fiabilidade do fornecimento de energia eléctrica.
As interligações das redes de transmissão permitem tirar o máximo partido da disponibilidade dos sistemas de produção de energia eléctrica, em função da diversidade da carga, permitindo minimizar o custo da produção de energia, mantendo a estabilidade. Se uma rede de transporte de energia fosse apenas composta por linhas radiais, interligando cargas e geradores individuais, não fazendo parte de uma malha, seriam necessários muitos mais sistemas geradores, para garantir a mesma estabilidade do fornecimento de energia eléctrica, reflectindo-se no aumento do custo da electricidade.
Nesta perspectiva, a transmissão é muitas vezes uma alternativa à implementação de novos sistemas de produção de energia. No entanto, os custos associados à implementação de novas linhas, as perdas associadas à transmissão de energia e as dificuldades de obter novos corredores limitam o aumento da capacidade de transporte, conduzindo a uma necessidade de optimização do trânsito de potências nas linhas existentes, como por exemplo a redistribuição da potência transmitida para linhas com maior capacidade de transporte, que muitas vezes se encontram subutilizadas.
Na figura 1.7 exemplifica-se um caso simples de trânsito de potências, através de duas linhas em paralelo, onde independentemente da capacidade de transporte de cada linha, a linha de menor impedância acaba por apresentar uma maior potência em trânsito, conduzindo a uma subutilização da capacidade de transporte total.
Figura 1.7 – Trânsito de potências em linhas em paralelo
Uma possível solução para impedir a sobrecarga das linhas de transmissão consiste na utilização de transformadores desfasadores acoplados numa das linhas, tal como representado na figura 1.8, permitindo o controlo do trânsito de potências nessa linha e consequentemente em todo o sistema.
A inclusão do transformador desfasador numa linha de transmissão, permite controlar a diferença angular entre as tensões nos terminais da linha, pela inserção de uma tensão em série com a linha. O seu princípio de funcionamento consiste na obtenção do desfasamento angular através da variação do módulo e fase da tensão adicionada à linha, como se pode observar na figura 1.9.
Figura 1.9 – Princípio de funcionamento dum transformador desfasador
Na figura 1.9 (a) é adicionada uma tensão ∆U, em fase com a tensão da linha, originando uma variação de corrente ∆I em quadratura. Desta forma, consegue-se a regulação da potência reactiva. Na figura 1.9 (b) é adicionada uma tensão ∆U, em quadratura com a tensão da linha, de modo a regular a potência activa, pela adição de uma componente ∆I em fase com a tensão. A figura 1.9 (c) representa a combinação dos dois princípios anteriores, de maneira a permitir a regulação simultânea da potência activa e reactiva.
Embora a inclusão de transformadores desfasadores nas redes de energia eléctrica ofereça a possibilidade de controlo do trânsito de potência, na prática estes equipamentos foram desenvolvidos para solucionar o problema do trânsito de energia em regimes quase estacionários. Esta limitação advém do facto dos seus comutadores mecânicos não serem apropriados para comutações rápidas e frequentes, em virtude destes sistemas electromecânicos serem de operação lenta e caracterizados por um elevado desgaste de utilização.
U +∆U -∆U I +∆I -∆I U +∆U -∆U I +∆I -∆I U +∆U -∆U I +∆I -∆I (a) (b) (c)
O desenvolvimento de novas tecnologias baseadas em conversores electrónicos de potência, permitiu contornar alguns destes problemas, oferecendo a possibilidade de controlo do trânsito de potência em regimes dinâmicos, tornando os sistemas de transmissão mais flexíveis.
Estes novos sistemas de controlo, denominados controladores FACTS (Flexible AC Transmission System Controller), são sistemas baseados em electrónica de potência e outro tipo de equipamento estático que fornecem o controlo de um ou mais parâmetros num sistema de transmissão AC [6]. Têm por objectivo possibilitar o controlo do trânsito de potência, de forma a aumentar a flexibilidade e a capacidade de transmissão da rede de energia eléctrica. A figura 1.10 representa o símbolo geral de um controlador FACTS.
Figura 1.10 – Símbolo geral de um controlador FACTS
De uma maneira geral, os controladores FACTS podem ser divididos em quatro categorias [6]:
• Controladores Série (figura 1.11 (a)): Controladores inseridos em série na linha de transmissão que injectam uma tensão em série com a linha. Desde que a tensão injectada esteja em quadratura com a corrente da linha, o controlador série apenas fornece ou consome potência reactiva. Qualquer outra relação angular entre estas grandezas envolve também a manipulação da potência activa [6].
• Controladores Paralelo (figura 1.11 (b)): Controladores conectados em paralelo com a linha de transmissão que injectam uma corrente no sistema. Desde que a corrente injectada esteja em quadratura com a tensão da linha, o controlador paralelo apenas fornece ou consome potência reactiva.
Qualquer outra relação angular entre estas grandezas envolve também a manipulação da potência activa [6].
• Controladores Combinados Série-Série (figura 1.11 (c)): Combinação de controladores série separados, controlados de maneira coordenada, num sistema de transmissão múltiplo. Podem também ser controladores unificados, nos quais cada controlador série individual fornece compensação reactiva para cada linha, mas também transfere potência activa entre as linhas, através do barramento DC. Desta forma, é possível controlar o trânsito da potência activa e reactiva das linhas, maximizando a utilização do sistema de transmissão [6].
• Controladores Combinados Série-Paralelo (figura 1.12 (a) e figura 1.12 (b)): Combinação de controladores série e paralelo, controlados de maneira coordenada (figura 1.12 (a)) ou controladores unificados de trânsito de potência (figura 1.12 (b)). A combinação de controladores série e paralelo permitem injectar corrente na linha, através do controlador paralelo, e tensão em série na linha com o controlador série. No entanto, quando os controladores são unificados, o que significa que o barramento DC é partilhado por todos os controladores, pode haver troca de potência activa entre os controladores série e paralelo, através do barramento DC [6].
Figura 1.12 – Tipos de controladores FACTS (cont.): (a) Série-Paralelo, (b) Unificado
Um dos controladores FACTS mais promissores consiste no controlador unificado de trânsito de potência (UPFC – Unified Power Flow Controller). Sendo um controlador FACTS de terceira geração, o seu campo de aplicações abrange o controlo do trânsito de potência, suavização de efeitos dos transitórios, mitigação de oscilações no sistema e filtros activos [7]. O UPFC permite o controlo real e simultâneo dos três parâmetros básicos do trânsito de potência (tensão, impedância e ângulo de fase) em qualquer combinação, de modo a optimizar o fluxo de potências.
Figura 1.13 – Controlador unificado do trânsito de energia
O UPFC (figura 1.13) consiste numa combinação de um compensador estático síncrono (STATCOM – Static Synchronous Compensator) e um compensador estático série (SSSC – Static Series Compensator), ligados por um barramento DC comum, que permite o fluxo bidireccional de potência activa entre os terminais de saída do SSSC e os terminais de saída do STATCOM, sendo
controlado de forma a garantir a compensação concorrente da potência activa e reactiva da linha, sem a necessidade de utilização de uma fonte de energia eléctrica externa [6].
Tradicionalmente, estes sistemas são baseados em conversores de tensão (VSC – Voltage Source Converter) de dois níveis, implementados à base de tiristores de corte comandados pela porta (GTO – Gate Turn-Off Thyristor). Os conversores encontram-se acoplados à linha de transmissão através de dois transformadores trifásicos, um inserido em série com a linha e outro ligado em paralelo e interligados por um barramento DC comum, como representado na figura 1.14.
Figura 1.14 – Representação de um UPFC trifásico
Esta estrutura funciona como um conversor AC-AC, no qual o conversor 2 desempenha a função principal do UPFC, injectando em série na rede, através do transformador T2, uma tensão AC de magnitude e ângulo de fase controlável. O conversor 2 ao controlar a corrente que transita na linha de transmissão, origina uma troca de potências activa e reactiva entre si e a rede AC, na qual a potência reactiva é gerada internamente pelo conversor 2. A potência activa trocada entre a
rede e o conversor 2 é convertida em potência DC, surgindo no barramento DC, como potência positiva ou negativa (absorvida ou fornecida).
A função básica do conversor 1 é a de absorver ou fornecer a potência activa solicitada pelo conversor 2, no barramento DC, mantendo a tensão Vdc constante. Esta potência é novamente convertida para AC pelo conversor 1 e absorvida ou injectada na rede através do transformador T1. Este conversor tem também a capacidade de fornecer ou absorver potência reactiva controlável, funcionando também como um compensador reactivo para a rede [8], [9].
Actualmente, em sistemas de elevada potência, utilizam-se conversores multinível para a implementação destes sistemas, em vez dos conversores convencionais de dois níveis com seis interruptores de potência, implementados à base de um grande número de semicondutores em série e/ou paralelo. Estes teriam de comutar a frequências relativamente elevadas de forma a reduzir a distorção harmónica. Elevadas frequências de comutação traduzem-se em perdas elevadas nos semicondutores dos conversores, especialmente em altas tensões.
Assim, os conversores multinível apresentam-se como uma solução para as aplicações de elevada potência, permitindo minimizar a distorção harmónica e as perdas de comutação apresentadas pelos conversores de dois níveis [10].
1.4. ANÁLISE DE SISTEMAS DE CONTROLO POR ESPAÇO DE ESTADOS
A análise de sistemas de controlo por espaço de estados, na teoria de controlo moderno, garante de forma geral, uma forte base para a modelação de diversos sistemas incluindo os conversores electrónicos de potência.
A teoria do controlo moderno contrasta com a teoria do controlo convencional, em que a primeira é aplicável para sistemas de múltiplas entradas e múltiplas saídas, que podem ser lineares ou não lineares, invariantes ou variantes no tempo, enquanto que a segunda é normalmente aplicável em sistemas lineares e invariantes no tempo (SLIT), muitas vezes de uma entrada e uma saída.
A teoria do controlo moderno é essencialmente uma abordagem no domínio do tempo, enquanto que a teoria do controlo convencional é uma abordagem no domínio da frequência complexa.
Podendo um sistema complexo ter muitas entradas e muitas saídas, e podendo estas estar inter-relacionadas, torna-se essencial, para a análise desse sistema, reduzir a complexidade nas expressões matemáticas, bem como utilizar computadores para a maioria dos cálculos necessários para a análise. Deste ponto de vista a abordagem de espaço de estados para a análise de sistemas é mais adequada.
Enquanto a teoria de controlo convencional é baseada na relação entre entrada e saída ou função de transferência, a teoria de controlo moderno baseia-se na descrição das equações do sistema em termos de n equações diferenciais de primeira ordem, que podem ser combinadas em uma equação diferencial vectorial-matricial de primeira ordem. O uso da notação vector-matriz simplifica muito a representação matemática de sistemas de equações. O aumento no número de variáveis de estado, de entradas, ou de saídas não aumenta a complexidade das equações.
Do ponto de vista computacional, os métodos de espaço são particularmente adequados para simulações em computadores digitais devido à abordagem no domínio do tempo.
Na modelação de sistemas por espaço de estados consideram-se as seguintes definições:
• Estado – O estado de um sistema dinâmico é o menor conjunto de variáveis (chamadas variáveis de estado) tal que o conhecimento destas variáveis em t=t0, juntamente com a entrada t≥t0, determina
completamente o comportamento do sistema para qualquer instante t≥t0.
determinado pelo estado no instante t0 e a entrada para t≥t0, e é
independente do estado e da entrada antes de to.
• Variáveis de Estado – As variáveis de estado de um sistema dinâmico são o menor conjunto de variáveis que determina o estado do sistema dinâmico. Se pelo menos n variáveis x1(t), x2(t), ..., xn(t) são necessárias
para descrever completamente o comportamento de um sistema dinâmico (tal que uma vez dada a entrada u(t) para t≥t0 e o estado inicial em t=t0 é
especificado, o estado futuro do sistema está completamente determinado), então as tais n variáveis x1(t), x2(t), ..., xn(t) são um conjunto de variáveis
de estado. As variáveis de estado não precisam ser grandezas fisicamente mensuráveis ou observáveis.
• Vector de Estado – Se n variáveis de estado são necessárias para descrever completamente o comportamento de um dado sistema, então estas n variáveis de estado podem ser consideradas como as n componentes de um vector x(t). Tal vector é chamado de vector de estado. Um vector de estado é portanto o vector que determina unicamente o estado do sistema x(t) para qualquer t≥t0, uma vez que a entrada u(t) para
t≥t0 é especificada.
• Espaço de estados – O espaço n-dimensional cujos eixos de coordenadas são os eixos x1, x2, ..., xn é chamado de um espaço de estados.
1.4.1. REPRESENTAÇÃO DE SISTEMAS EM ESPAÇOS DE ESTADOS
Um sistema dinâmico consiste num número finito de elementos concentrados e que pode ser descrito por equações diferenciais ordinárias em que o tempo é a variável independente. Ao utilizar-se uma notação matricial, uma equação diferencial de ordem n pode ser representada por uma equação matricial diferencial de primeira ordem.
Considere-se o seguinte sistema de ordem n, onde y é a variável de saída e u a entrada: ) ( ) ( ) ( ... ) ( ( 1) 1 0 1 ) ( t u y t a y t a y t a y n n n = + + + + − − (1.1)
Observando que o conhecimento de y(0),y(0),...,( −ny1)(0), junto com a
entrada u(t) para t≥t0, determina completamente o futuro comportamento do
sistema, podemos considerar y(t),y(t),...yn(−t1) como um conjunto de n variáveis de
estado. Definindo X tal que:
= = = − ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 ( 2 1 t y t x t y t x t y t x n n (1.2) então: = = = ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( 3 2 2 1 t y t x t x t x t x t x n n (1.3) Obtendo-se de (1.1) a relação: u x a x a x a t u y t a y t a y t a t y n n n n n + − − − − = + − − − − = − − − 1 0 2 1 1 0 1 ) 1 ( 1 ) ( ... ) ( ) ( ) ( ... ) ( ) ( (1.4)
+ − − − − = = = − x a x a x u a t x t x t x t x t x n n n 1 1 2 0 1 3 2 2 1 ... ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( (1.5)
Estas relações podem ser representadas pela seguinte equação:
Bu Ax x= + (1.6) onde: = − − − − = = − − − 1 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 , 1 2 1 1 2 1 e B a a a a A x x x x x n n n n n (1.7)
A equação das saídas representa-se:
Du Cx y = + (1.8) onde: = = 1 0 1 0 1 0 1 1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 D e C (1.9)
As matrizes A, B, C e D designam-se respectivamente: Matriz de Estado, Matriz de Entrada, Matriz de Saída e Matriz de Transmissão Directa.
1.5. OBJECTIVOS
Tem por objectivo esta dissertação o estudo e o desenvolvimento de um sistema de conversores electrónicos e do seu controlo, para integração em redes de transporte de energia eléctrica, capaz de solucionar problemas de transporte em redes, por exemplo com duas linhas em paralelo, com diferentes capacidades de transporte. Para tal, o sistema deve ser capaz de efectuar a regulação da potência activa e reactiva transmitida pela rede de energia eléctrica.
De forma a efectuar-se o controlo do trânsito de energia numa das linhas e consequentemente em toda a rede de transporte, recorre-se a um sistema de controlo baseado em conversores multinível. Com a utilização de conversores multinível procura-se dotar o sistema da capacidade de suportar tensões e potências elevadas, bem como do controlo da potência activa e reactiva da linha de transporte de energia com dinâmica rápida à escala do período da rede eléctrica.
Partindo de um modelo base da rede eléctrica trifásica, integra-se o sistema de controlo numa das linhas, efectuando-se o controlo da potência transmitida por essa linha através da amostragem da tensão e da corrente que nela circula. Na figura 1.15 apresenta-se o diagrama de blocos do sistema, no qual se representa os três blocos principais que constituem o sistema (rede de energia eléctrica; conversor multinível e controlador do conversor multinível).
O acoplamento do sistema electrónico de controlo, à linha de transporte de energia, tem como propósito introduzir na linha um sistema de tensões gerado pelo conversor multinível trifásico, capaz de controlar o módulo e a fase da corrente que circula nessa mesma linha.
No controlo dos conversores multinível trifásicos é utilizado método de controlo pelo modo de deslizamento e a modulação por vectores espaciais representados no referencial de Concordia α,β.
Neste contexto, os objectivos desta dissertação são:
1. Estudar o funcionamento de estruturas de conversores multinível trifásicos de três níveis de díodos ligados ao ponto neutro e obter um modelo dinâmico no espaço de estados.
2. Projectar um controlador para o conversor multinível trifásicos de três níveis de díodos ligados ao ponto neutro, para controlo por modo de deslizamento das correntes do lado alternado do conversor e equilíbrio das tensões dos condensadores.
3. Obter um modelo de uma rede de transporte de energia eléctrica integrando um conversor multinível no ramo série de um sistema UPFC para controlo do trânsito de energia.
4. Verificar o desempenho dos controladores por simulação computacional recorrendo ao ambiente MATLAB/SIMULINK.
5. Implementar os algoritmos dos controladores em microprocessadores digital de sinal (DSP).
6. Verificar o desempenho dos controladores por ensaio laboratorial num protótipo, a partir da programação dos algoritmos em DSPACE 1103.
1.6. ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO
Esta dissertação de mestrado está estruturada em 6 capítulos (Introdução, Conversores Multinível, Modelo e Controlo do Conversor NPC Trifásico de Três Níveis, Rede de Transmissão de Energia Eléctrica com Conversor Multinível no Ramo Série de um UPFC, Resultados de Simulação e Experimentais e Conclusões), referências bibliográficas e apêndices.
No capítulo 1 (Introdução), introduz-se o conceito de conversores electrónicos de potência e de conversão multinível de energia eléctrica, abordam-se alguns problemas inerentes ao transporte de energia eléctrica, apreabordam-sentando algumas soluções de controlo existente e introduz-se o conceito de análise de sistemas de controlo por espaço de estados. São também definidos os objectivos da dissertação e apresentados os conteúdos dos capítulos que constituem o presente documento.
No capítulo 2 (Conversores Multinível) faz-se uma abordagem às topologias de conversores multinível mais usuais: conversor de díodos ligados ao ponto neutro, conversor de condensadores flutuantes e conversores em ponte ligados em cascata. Estudam-se as suas estruturas, referindo vantagens e desvantagens e apresentam-se soluções para o comando de conversores multinível.
No capítulo 3 (Modelo e Controlo do Conversor NPC Trifásico de Três Níveis), deduzem-se os modelos dinâmicos no espaço de estados, não lineares e variantes no tempo, do conversor NPC trifásico de três níveis. Aplicam-se sucessivamente as transformações de Concordia e de Park para obter um controlador vectorial das correntes do lado alternado e modelos invariantes no tempo. Determina-se o conjunto de vectores espaciais que permitem o controlo do conversor. A partir dos modelos do conversor NPC trifásico de três níveis deduzem-se as leis de controlo das correntes alternadas do conversor, utilizando o
se a estratégia de comutação dos semicondutores do conversor que permite a convergência para valores próximos de zero do erro de seguimento das correntes alternadas do conversor, aproveitando o grau de liberdade adicional, proporcionado pelos vectores redundantes, para conseguir o equilíbrio das tensões capacitivas.
No capítulo 4 (Rede de Transmissão de Energia Eléctrica com Conversor Multinível no Ramo Série de um UPFC) deduz-se o modelo de uma rede de energia eléctrica constituída por duas linhas de transmissão, considerando-se a inclusão, numa das linhas da rede, de um sistema multinível de controlo do trânsito de energia, baseado num conversor multinível. Deduz-se igualmente o modelo equivalente simplificado do transformador que permite o acoplamento do conversor à linha de energia eléctrica. Deduzem-se as expressões que permitem calcular o trânsito de energia num sistema trifásico, em função da corrente e da tensão nas componentes α,β e d,q, projectando-se um sincronizador que forneça a posição angular da rede de modo a obter uma correcta transformação de eixos. Estabelecendo-se como objectivo o controlo do trânsito de energia numa linha de energia eléctrica, define-se o princípio que garante este objectivo, pelo controlo das correntes que circulam na linha, de acordo com as leis de controlo deduzidas no capítulo 3.
No capítulo 5 (Resultados de Simulação e Experimentais) apresenta-se o programa utilizado na simulação do sistema – Matlab/Simulink – para o qual se descreve o processo de simulação, e a placa de processamento digital de sinal DS1103 utilizada no controlo do conversor multinível durante os ensaios experimentais, para a qual se descrevem as características principais. São indicados os parâmetros da rede de energia eléctrica para as várias simulações e ensaios experimentais efectuados, indicam-se os parâmetros da rede de energia eléctrica, do conversor multinível e do sistema de comando dos semicondutores de potência do conversor. São apresentados e analisados os resultados de simulação e experimentais obtidos.
No capítulo 6 (Conclusões) faz-se uma retrospectiva de todo o trabalho realizado, evidenciando-se os aspectos mais importantes bem como as conclusões mais relevantes.
Em apêndices são apresentados os modelos utilizados nas simulações em ambiente Matlab/Simulink e a listagem do programa desenvolvido em linguagem C para o DS1103.
Capítulo 2.
C
ONVERSORESM
ULTINÍVEL2.1. INTRODUÇÃO
A corrente alternada necessária para alimentar os dispositivos eléctricos e electrónicos domésticos, comerciais ou industriais pode ser obtida directamente da rede trifásica de alimentação, a partir de fontes geradoras de tensão alternada ou a partir de fontes de tensão contínuas. Adicionalmente a estas últimas, é necessária a utilização de conversores de tensão contínua-alternada (DC-AC), para se obter tensão alternada sinusoidal à saída do sistema. Estes conversores DC-AC, denominados onduladores ou inversores, têm como função principal gerar uma tensão sinusoidal que poderá ser utilizado para injectar energia na rede a partir de fontes de tensão contínuas ou fontes de energia renováveis ou para mitigar falhas de energia na rede eléctrica.
A partir de uma tensão contínua o inversor deverá gerar na sua saída uma série de ondas de tensão rectangulares, cujo primeiro harmónico terá uma frequência fundamental de 50 Hz. Esta conversão realiza-se mediante uma série de interruptores de potência, que comutam repetidamente entre os estados de corte (interruptor aberto) e saturação (interruptor fechado), de maneira a gerar o sinal desejado.
A sequência de funcionamento que os interruptores respeitam é imposta pela técnica de controlo utilizada. A técnica de controlo consiste, normalmente, num algoritmo de modulação realizado a nível de software implementado num dispositivo electrónico de processamento (microprocessador, microcontrolador DSP ou FPGA), sendo este responsável por gerar os sinais de disparo dos interruptores de potência.
Na figura 2.1 representam-se três diagramas esquemáticos de conversores com diferentes números de níveis, nos quais, a acção do semicondutor está representada por um interruptor ideal com distintas posições. Na prática, as distintas posições do interruptor ideal implementam-se com uma quantidade de semicondutores que está directamente relacionada com o número de níveis.
Figura 2.1 – Esquema de um conversor de (a) dois níveis, (b) três níveis e (c) m níveis
O conversor de dois níveis representado na figura 2.1 (a) gera uma tensão de saída com dois níveis distintos, VC e zero (figura 2.2 (a)), enquanto que o
conversor de três níveis representado na figura 2.1 (b) gera uma tensão de saída com três níveis distintos, 2VC, VC e zero (figura 2.2 (b)) e assim sucessivamente.
Como referido anteriormente, os conversores multiníveis constam de várias fontes DC (ou vários condensadores com carga adequada), capazes de produzir diferentes níveis de tensão contínuos, de modo a formar uma onda AC escalonada, que se aproxime à onda desejada. Por exemplo, se o conversor tiver dez fontes DC de magnitude igual a 10 V cada uma, pode-se obter uma onda composta por onze níveis (cinco positivos, cinco negativos e zero, relativamente a um ponto intermédio entre as dez fontes), que se aproxima a uma onda sinusoidal de amplitude de 50 V como representado na figura 2.3.
Figura 2.3 – Exemplo de uma onda de tensão de saída de um inversor de onze níveis
Embora os conversores multinível possam ser construídos segundo diversas estruturas, seguidamente será feita uma abordagem apenas às topologias de conversores multiníveis mais comuns: conversor de díodos ligados ao ponto neutro, conversor de condensadores flutuantes e conversores em ponte ligados em cascata.
2.2. ESTRUTURAS DE CONVERSORES MULTINÍVEIS
2.2.1. CONVERSOR DE DÍODOS LIGADOS AO PONTO NEUTRO
Esta topologia, conhecida por NPC (Neutral Point Clamped) ou DCI (Diode-Clamped Inverter), consiste numa cadeia de semicondutores de potência ligados em série, em paralelo com uma cadeia de condensadores também em série. Os condensadores, permitem dividir a tensão contínua numa série de níveis de tensão, gerando um conjunto de fontes de tensão contínuas, dispostas em série. Estas duas cadeias encontram-se unidas através de díodos, que conectam os semicondutores do braço superior e inferior, como se visualiza na figura 2.4.
O conversor de díodos ligados ao ponto neutro de m níveis, representado na figura 2.4, é obtido à custa de m-1 condensadores no barramento DC e 2×(m-1) semicondutores de potência por cada braço do conversor, podendo sintetizar m níveis na tensão de saída Ui. Admitindo a utilização de díodos de ligação iguais, o
conversor requer a utilização de (m-1)×(m-2) díodos por braço. Note-se que no conversor da figura 2.4, o díodo Di2 requer a utilização de dois díodos em série, já
que deve bloquear a tensão de dois condensadores e Di(m-2) requer (m-2) díodos
em série para bloquear a tensão de (m-2) condensadores. Esta estrutura traduz-se num aumento quadrático do número de díodos relativamente ao número de níveis, tornando impraticável a implementação deste sistema para um número de níveis elevado.
Uma das topologias mais utilizadas em braços de conversores multiníveis consiste na estrutura de dois semicondutores com díodos ligados ao ponto neutro de três níveis, representada na figura 2.5.
Os dois condensadores, actuam quase como tensões DC, e devem repartir a tensão de alimentação Udc em partes iguais, permitindo que cada braço do
conversor multinível apresente um de três níveis de tensão de saída: Udc, Udc/2 e
zero.
Neste conversor, S1 e S2 ou S3 e S4 são os interruptores utilizados para
comandar o conversor de modo que Ua seja, respectivamente, Udc ou 0, e S2 e S3,
juntamente com os díodos D1 e D2, são os dispositivos que permitem Ua = Udc/2.
Os dois díodos ligados ao ponto neutro dos dois condensadores, que actuam como um divisor de tensão capacitivo, podem ser vistos como díodos de roda livre (clamping diodes) criando um caminho de circulação de corrente quando a tensão de saída assume o valor Udc/2.
Neste conversor, os estados dos pares de interruptores do ramo superior (S1
e S2) são complementares relativamente aos estados dos interruptores do ramo
inferior (S3 e S4), assim, quando S1 está ligado S3 está desligado, verificando-se o
mesmo para S2 e S4.
Admitindo-se que Si = 1 quando o interruptor está ligado e Si = 0 quando o
interruptor está desligado, representa-se na tabela 2.1 as possíveis configurações dos interruptores no braço do conversor.
Tabela 2.1 – Estados dos interruptores de um conversor NPC de três níveis
Tensão saída Estado dos interruptores
Ua S1 S2 S3 S4
Udc 1 1 0 0
Udc/2 0 1 1 0
0 0 0 1 1
A partir da tabela 2.1 torna-se fácil generalizar o princípio de funcionamento desta topologia de conversores para n níveis de tensão. A extensão para n níveis implica a utilização de 2×(n-1) semicondutores de corte comandado, dos quais se comutam simultaneamente n-1, de forma a se obter os diferentes níveis de tensão. Para eliminar problemas de simultaneidade nos comandos e
distribuir correctamente a tensão pelos semicondutores, só devem ser permitidas transições entre níveis adjacentes.
O incremento do número de níveis de tensão permite adicionar mais degraus à onda de tensão de saída, aproximando-se esta de uma onda sinusoidal com uma distorção harmónica mínima. Numa situação extrema, uma distorção harmónica nula, na onda de tensão de saída, poderia ser obtida com um conversor com um número de níveis infinito.
No entanto, ao aumento do número de níveis de tensão, corresponde também um aumento do número de semicondutores utilizados, incrementando-se a complexidade do controlo vectorial e a dificuldade de correcção de desequilíbrios nas tensões dos condensadores.
Em conclusão, resumem-se as principais vantagens e desvantagens do conversor de díodos ligados ao ponto neutro [11].
Vantagens:
• O aumento do número de níveis permite a redução do conteúdo harmónico nas tensões alternadas, evitando-se a utilização de filtros quando o número de níveis é suficientemente elevado;
• Rendimento elevado porque os semicondutores são comutados a frequências relativamente baixas;
• Capacidade de controlo da potência reactiva;
• Método de controlo simples para sistemas rectificador/inversor
(back-to-back system).
Desvantagens:
• Aumento excessivo do número de díodos de ligação ao ponto neutro (clamping diodes) com o aumento do número de níveis;
2.2.2. CONVERSOR DE CONDENSADORES FLUTUANTES
O conversor multinível de condensadores flutuantes (Flying-Capacitor) é constituído por uma série de condensadores ligados entre os semicondutores dos braços do conversor, que actuam como fontes de tensão DC, repartindo a tensão comum em partes iguais, de modo a criar os diferentes níveis de tensão.
Para uma configuração de m níveis, representada na figura 2.6, são utilizados 2×(m-1) semicondutores de potência e (m-1)×(m-2)/2 condensadores flutuantes por cada braço do conversor, além dos m-1 condensadores ligados em série no barramento DC, podendo sintetizar m níveis de tensão na saída do conversor (Ui).
Tal como no conversor de topologia NPC, cada braço de um conversor de condensadores flutuantes pode ser utilizado isoladamente, produzindo m níveis de tensão (incluindo a referência), em ponte completa, produzindo 2m-1 níveis de tensão, ou numa associação de três braços, gerando um sistema trifásico de tensões com m níveis por fase. Na figura 2.7 está representado um conversor de condensadores flutuantes de cinco níveis em ponte completa.
Figura 2.7 – Conversor de condensadores flutuantes de cinco níveis em ponte completa
Embora os níveis de tensão produzidos por este conversor sejam similares aos do conversor NPC, esta topologia apresenta uma maior flexibilidade na síntese destes níveis. Para o conversor representado na figura 2.7, a tensão de saída (Ua) do braço do conversor, relativamente ao terminal negativo da fonte Udc,
