UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA PROGRAMA DE PÓS–GRADUAÇÃO EM
ENGENHARIA ELÉTRICA
Mauro André Pagliosa
Conexão série de conversores modulares:
metodologia para análise do auto-equilíbrio
das tensões e estudo do conversor Flyback
a duas chaves
Florianópolis, Santa Catarina – Brasil 05 de março de 2018
Mauro André Pagliosa
Conexão série de conversores modulares:
metodologia para análise do auto-equilíbrio das
tensões e estudo do conversor Flyback a duas chaves
Proposta de Tese submetida ao Programa de Pós–Graduação em Engenharia Elé-trica da Universidade Federal de Santa Catarina para a obtenção do Grau de Doutor em Engenharia Elétrica.
Orientador:Prof. Ivo Barbi, Dr. Ing. Coorientador: Prof. Telles Brunelli Laz-zarin, Dr.
Florianópolis, Santa Catarina – Brasil 05 de março de 2018
Pagliosa, Mauro André
Conexão série de conversores modulares: metodologia para análise do auto-equilíbrio das tensões e estudo do conversor Flyback a duas chaves / Mauro André Pagliosa ; orientador, Ivo Barbi, coorientador, Telles Brunelli Lazzarin, 2018. 201 p.
Tese (doutorado) - Universidade Federal de Santa Catarina, Centro Tecnológico, Programa de Pós
Graduação em Engenharia Elétrica, Florianópolis, 2018. Inclui referências.
1. Engenharia Elétrica. 2. auto-equilíbrio. 3. conexão série. 4. conversor modular. 5. Flyback a duas chaves. I. Barbi, Ivo. II. Lazzarin, Telles Brunelli. III. Universidade Federal de Santa Catarina. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica. IV. Título.
AGRADECIMENTOS Agradeço a Deus, Senhor da vida.
À minha amada esposa Cristiane Manfé Pagliosa, por ilumi-nar e compartilhar a vida.
A todos os meus familiares, em especial aos meus pais Gel-sindo Carlos Pagliosa e Vanda Salete Menta Pagliosa (in memoriam), que dedicaram as suas vidas para que eu e meu querido irmão, Cleber Pagliosa, tivéssemos as melhores condições de estudo.
Ao meu orientador Prof. Ivo Barbi, pelo convívio e sabedoria na condução desta pesquisa.
Aos membros das bancas examinadoras do exame de qua-lificação e da defesa final da tese, Prof. Alceu André Badin, Prof. Gierri Waltrich e Prof. Hugo Rolando Estofanero Larico.
Ao relator e membro da banca, Prof. Mário Lúcio da Silva Martins, pelas contribuições e disponibilidade para avaliar o trabalho.
Ao Eduardo Luiz Ortiz Batista, por ter sido o moderador no exame de qualificação.
Aos demais professores que proporcionaram a minha forma-ção, especialmente ao prof. Telles Brunelli Lazzarin pela amizade e coorientação deste trabalho.
A todos os colegas pela oportunidade de aprendizado e convívio. Em especial, Rodrigo de Souza Santos, Rony Glauber de Almeida Cacau, Delvanei Gomes Bandeira Jr., que contribuiram de forma direta com este estudo. E também Vinícius Bernardi Fuerback e Gustavo Duarte Costa, por terem compartilhado seus projetos comigo, e a Jacson Luis de Oliveira, pela valorosa parceria em diversos trabalhos.
Ao amigo Gilberto Valentim Silva, com quem eu tive a satisfação de compartilhar a sala durante todo o período de
douto-Aos funcionários do INEP, Diogo Duarte Luiz, Antonio Luiz Schalata Pacheco, Luiz Marcelius Coelho e Ângelo Manoel de Matos Leal, por proporcionarem as condições para a realização deste trabalho.
Ao Wilson Silva Costa e Marcelo Siqueira, pelo apoio buro-crático.
À Universidade Federal de Santa Catarina e ao programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica pela oportunidade de estudo.
Ao Instituto Federal Catarinense, por conceder o afasta-mento integral para esta qualificação.
Ao Conselho Nacional de Desenvolvimento Científico e Tec-nológico (CNPq), no auxílio financeiro;
“Casa, dinheiro e emprego, você pode perder. O conhecimento, ninguém irá te tomar” Gelsindo Carlos Pagliosa
RESUMO
A conexão de conversores modulares é uma solução atraente para reduzir os esforços de corrente e tensão sobre os componentes no pro-cessamento de energia. Destacam-se em aplicações que requerem boa eficiência, robustez e alta densidade de potência. O principal desafio na modularização de conversores é garantir a adequada distribuição de potência, pois variações paramétricas inerentes aos aspectos cons-trutivos, podem causar desequilíbrio entre os módulos. Assim, muitas soluções na literatura são baseadas em estratégias de controle que garantem o balanço de tensão, corrente e potência entre os módulos. No caso da conexão modular série, o equilíbrio das tensões garante a adequada distribuição de potência entre os módulos, e pode ser obtido através do mecanismo intrínseco de auto-equilíbrio das ten-sões, dispensando o uso de malhas extras de controle. Este estudo propõem uma metodologia que padroniza, através da característica de saída do conversor, a avaliação do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões na conexão modular série. A tese é validada na conexão modular série de conversores Flyback a duas chaves operando no modo contínuo de condução. A opção por este conversor é apresentar uma alternativa de maior potência ao conversor modular Flyback de uma chave. Para o conversor em estudo são apresentados a análise estática e dinâmica do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões e o desenvolvimento do modelo de pequenos sinais orientado para o controle da tensão de saída. Os resultados experimentais, obtidos de um protótipo de 1, 5kW composto por três módulos, eviden-ciam a validade da metodologia de análise e da conexão modular de conversores Flyback a duas chaves no modo contínuo de operação. Palavras-chaves: auto-equilíbrio, conexão série, conversor modular, Flyback a duas chaves
ABSTRACT
Interesting in medium- and high-voltage dc-dc converters with high density power has been steadily growing. DC transmission and dis-tribution systems, micro-grids, renewable energy systems, auxiliary power supplies and energy storage systems are example of applica-tions. In this context, series connected modular converters is a good strategy to meet higher power density requirements using low-voltage rating power switches, particularly for converters which have an in-trinsic voltage-balancing mechanism. The inin-trinsic voltage-balancing mechanism allows for operation with a simplified control scheme, although such operation results in slight voltage-unbalance due to mismatching of parameters. Several strategies of series modular con-nection are reported in the literature, none of them clearly defines the voltage-balancing behavior in steady state. The aim of this study has been to present a methodology to analyze the behavior, in steady state, of voltage-balancing mechanism in the presence of mismatches. The proposed methodology can be applied to other topologies too. Beside that, this study proposes an isolated dc-dc converter, based on the series association of modules, where each module is composed of a two-switch flyback converter operating in continuous conduction mode, as an alternative to high density power and medium-voltage applications. The operation and analysis of the proposed connection were assessed, based on the experiments carried out on a laboratory prototype with three modules: 1,200Vdc total input voltage, 1.5 kW output power and 50kHz switching frequency.
Key-words: voltage-balancing mechanism, modular converter, input-series output input-series conection, two-switch flyback converter.
LISTA DE ILUSTRAÇÕES
Figura 1 – Conexões dos conversores modulares: a) Conexão IPOP; b) Conexão IPOS; c) Conexão ISOP; d) Conexão ISOS. . . 41 Figura 2 – Análise do equilíbrio das tensões entre os módulos
diante de variações paramétricas. . . 44 Figura 3 – Esquema de controle para dois conversores forward
na conexão ISOS com controle da tensão total de saída e controle da corrente em cada módulo. . . 44 Figura 4 – Dois conversores Full-Bridge na conexão ISOS. . 45 Figura 5 – Conversor modular na conexão ISOS do tipo
Full-Bridge com sinal de comando comum. . . 46 Figura 6 – Conversor modular na conexão ISOS do tipo
Fly-back. . . 48 Figura 7 – Conexão ISOS de conversores Flyback para
equali-zação de carga e descarga de super-capacitores: a) Módulo de super-capacitores com dois conversores cascateados; b) Circuito esquemático do conversor equalizador das tensões nos super-capacitores. . . 48 Figura 8 – Conversor modular na conexão ISOS do tipo forward
de duas chaves e diagrama de controle. . . 49 Figura 9 – Estratégia de controle independente por módulo
proposto para sistemas ISOS. . . 50 Figura 10 – Conexão ISOS de conversores operando com
si-nal comum de comando: a) Full-Bridge; b) Dual-Active-Bridge. . . 51 Figura 11 – Diagrama equemático da conexão modular ISOS
com controle preditivo. . . 52 Figura 12 – Diagrama esquemático da conexão série na
en-trada de conversores Flyback a duas chaves. . . . 53 Figura 13 – Conversor Flyback a duas chaves. . . 58 Figura 14 – Conversor Flyback a duas chaves com as
chaves utilizado para análise. . . 59 Figura 16 – Circuito equivalente do conversor Flyback a duas
chaves nas quatro etapas de operação. . . 60 Figura 17 – Principais formas de onda no MCC. . . 61 Figura 18 – Circuito equivalente do conversor Flyback a duas
chaves nas quatro etapas de operação em MDC. . 69 Figura 19 – Circuito equivalente do conversor Flyback a duas
chaves nas quatro etapas de operação no MDC. . 70 Figura 20 – Característica estática do conversor Flyback a
duas chaves com k = 0, 05. . . 73 Figura 21 – Característica estática do conversor flyback de
duas chaves com k = 0, 01. . . . 74 Figura 22 – Característica estática do conversor Flyback a
duas chaves com k = 0, 0 (idealizado). . . . 74 Figura 23 – Característica estática do conversor Flyback a
duas chaves com k = 0, 1. . . 75 Figura 24 – Característica estática do conversor Flyback a
duas chaves para variações da relação k com a razão cíclica fixada em D = 0, 4. . . 76 Figura 25 – Característica estática para k = 0, 022. . . . 77 Figura 26 – Resultados experimentais para avaliação da
ca-racterística estática proposta: a) D = 0, 3 e k = 0, 022; b)D = 0, 4 e k = 0, 022; c) D = 0, 25 e k= 0, 22; d) D = 0, 22 e k = 0, 135. . . 78 Figura 27 – Conexão modular ISOS de conversores. . . 82 Figura 28 – Característica de saída do conversor Full-Bridge. 86 Figura 29 – Conexão modular ISOS de conversores Flyback. . 90 Figura 30 – Conversor Flyback. . . 90 Figura 31 – Característica externa do conversor Flyback
(ide-alizada). . . 92 Figura 32 – Conexão ISOS de conversores Full-Bridge. . . 95 Figura 33 – Circuito básico do conversor modular Flyback a
Figura 34 – Característica externa do conversor Flyback a duas chaves com variação no valor da razão cíclica.102 Figura 35 – Característica externa do conversor flyback de
duas chaves com variação no valor da razão cíclica e pontos de operação no MCC e MDC. . . 103 Figura 36 – Característica externa do conversor Flyback a
duas chaves com o aumento no valor da relação k. 104 Figura 37 – Característica externa do conversor flyback de
duas chaves com variação no valor da relação k entre os módulos. . . 105 Figura 38 – Efeito do número de módulos no mecanismo de
auto-equilíbrio da conexão modular de conversores Flyback a duas chaves. . . 106 Figura 39 – Comportamento das tensões de entrada diante
de desigualdades nos valores das razões cíclicas de 1% (D1=0, 3636, D2=0, 3600 e D3=0, 3564) e valor da relação entre indutâncias k = 2% . . . . 108 Figura 40 – Comportamento das tensões de entrada diante
de desigualdades nos valores das razões cíclicas de 1% (D1=0, 3636, D2=0, 3600 e D3=0, 3564) e valor da relação entre indutâncias k = 10% . . . 109 Figura 41 – Comportamento das tensões de entrada diante de
desigualdades nos valores das indutâncias mag-netizantes: Lm1=540µH (−10%), Lm2=600µH e Lm3=660µH (+10%) . . . 110
Figura 42 – Comportamento das tensões de entrada diante de desigualdades nos valores das indutâncias mag-netizantes: Lm1=570µH (−5%), Lm2=600µH e Lm3=630µH (+5%) . . . 110
Figura 43 – Comportamento das tensões de entrada diante de desigualdades nos valores das relações entre indutâncias: k1= 4, 4%, k2= 4, 0% e k3 = 4, 7% 111 Figura 44 – Circuito equivalente de "n"conversores Flyback na
em DCM. . . 115 Figura 46 – Simulação do mecanismo do auto-equilíbrio do
conversor modular flyback na conexão ISOS. . . 119 Figura 47 – Conexão ISOS de dois conversores Flyback a duas
chaves. . . 120 Figura 48 – Conexão ISOS para análise do equilíbrio das
ten-sões de entrada. . . 121 Figura 49 – Diagrama de blocos representativo da dinâmica
do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões de entrada. . . 125 Figura 50 – Resultados de simulação para comparação com o
modelo dinâmico do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões de entrada. . . 126 Figura 51 – Tensão de entrada em cada módulo. . . 126 Figura 52 – Tensão de saída em cada módulo. . . 127 Figura 53 – Circuito esquemático com o diagrama de controle
do conversor modular Flyback a duas chaves. . . 130 Figura 54 – Circuitos equivalentes aos estados topológicos da
conexão modular. . . 131 Figura 55 – Circuitos equivalentes aos estados topológicos com
os parâmetros idênticos entre os módulos. . . 132 Figura 56 – Circuitos equivalentes aos estados topológicos com
os parâmetros idênticos entre os módulos. . . 133 Figura 57 – Resposta em Frequência do modelo médio em
espaço de estados. . . 139 Figura 58 – Resposta em frequência com diferentes valores da
relação k. . . 140 Figura 59 – Resposta para um degrau na razão cíclica de 1%. 140 Figura 60 – Esquemático simplificado do conversor modular
Flyback de duas chaves. . . 144 Figura 61 – Característica externa do conversor modular
Fly-back de duas chaves com os parâmetros da Tabela 7. . . 145
Figura 62 – Característica externa do conversor modular Fly-back a duas chaves com os parâmetros da Tabela 7. . . 157 Figura 63 – Condicioandor de sinal. . . 158 Figura 64 – Resposta em Frequência do compensador PID
projetado. . . 161 Figura 65 – Resposta em Frequência do sistema compesado. . 162 Figura 66 – Resultado de simulação do conversor operando
com o sistema de controle discretizado. . . 163 Figura 67 – Representação do sistema implementado. . . 166 Figura 68 – Fotografia do protótipo de laboratório do coversor
composto por três módulos Flyback a duas chaves. 167 Figura 69 – Níveis de tensão e corrente nos enrolamentos
pri-mário e secundário obtido por simulação de um módulo da conexão. (Po= 1, 6kW ) . . . 167
Figura 70 – Tensões e correntes em um módulo da conexão: Tensão vsec(t) (C1 = 50V/div), tensão Vprim(t)
(C2= 200V/div), corrente iprim(t) (C3= 2A/div),
corrente isec(t) (C4= 10A/div) e tempo (5µs/div).
(Po= 1, 6kW ) . . . 168
Figura 71 – Tensão em S11 (C1 = 200V/div), tensão em S12 (C2= 200V/div), Tensão em S13(C3 = 200V/div),
corrente isec(t) (C4= 10A/div) e tempo (5µs/div).
(Po= 1, 6kW ) . . . 169
Figura 72 – Tensão em Do1 (C1 = 100V/div), tensão em Do2 (C2 = 100V/div), Tensão em Do3 (C3 =
100V/div), corrente isec(t) (C4 = 10A/div) e
tempo (5µs/div). (Po= 1, 6kW ) . . . 170
Figura 73 – Estabilidade das tensões de saída para um degrau de carga de 65%−100%: Tensão Vo1(C1 = 5V/div; Ref1 = −40V ), tensão Vo2 (C2= 5V/div; Ref2=
−40V ), Tensão Vo3(C3= 5V/div; Ref3 = −40V ),
corrente de carga io(t) (C4 = 2A/div; Ref4 =
para um degrau positivo de carga: Tensão Vo1
(C1 = 2V/div; Ref1= −50V ), tensão Vo2 (C2 =
2V/div; Ref2= −50V ), Tensão Vo3(C3= 2V/div; Ref3 = −50V ), corrente de carga io(t) (C4 =
5A/div; Ref4 = −20A) e Tempo (200µs/div). . . 172 Figura 75 – Estabilidade das tensões de saída para uma
varia-ção negativa de carga: Tensão Vo1 (C1= 5V/div; Ref1 = −45V ), tensão Vo2(C2= 5V/div; Ref2=
−45V ), Tensão Vo3(C3= 5V/div; Ref3 = −45V ),
corrente de carga io(t) (C4 = 5A/div; Ref4 =
−10A) e Tempo (1ms/div). . . 173 Figura 76 – Estabilidade das tensões de saída para um degrau
positivo de 1% na razão cíclica: Tensão Vo1 (C1=
5V/div; Ref1= −45V ), tensão Vo2(C2 = 5V/div; Ref2 = −45V ), Tensão Vo3(C3 = 5V/div; Ref3=
−45V ), corrente de carga io(t) (C4 = 2A/div; Ref4 = −8A) e Tempo (1ms/div). . . 174 Figura 77 – Estabilidade das tensões de saída para um
de-grau negativo de 1% na razão cíclica: Tensão Vo1 (C1 = 5V/div; Ref1 = −45V ), tensão Vo2
(C2= 5V/div; Ref2= −45V ), Tensão Vo3 (C3=
5V/div; Ref3 = −45V ), corrente de carga io(t)
(C4= 2A/div; Ref4= −8A) e Tempo (1ms/div). 175 Figura 78 – Comparação entre valores teóricos e experimentais
do conversor operando em MCC com os parâme-tros do Caso 1. . . 176 Figura 79 – Comparação entre valores teóricos e experimentais
do conversor operando em MCC com os parâme-tros do Caso 2. . . 177
Figura 80 – Tensões de entrada e corrente no enrolamento primário com os parâmetros do Caso 2: Tensão Vi1 (C3 = 50V/div; Ref3 = −300V ), tensão Vi2 (C2 = 50V/div; Ref2 = −300V ), Tensão Vi3 (C1 = 50V/div; Ref1 = −300V ) e corrente iprim(t) (C4 = 2A/div; Ref4 = −6A) e tempo
(5µs/div). . . 178 Figura 81 – Tensões de entrada e corrente no enrolamento
primário com os parâmetros do Caso 3: Tensão Vi1 (C3 = 50V/div; Ref3 = −300V ), tensão Vi2 (C2 = 50V/div; Ref2 = −300V ), Tensão Vi3 (C1 = 50V/div; Ref1 = −300V ) e corrente iprim(t) (C4 = 2A/div; Ref4 = −6A) e tempo
(10µs/div). . . 179 Figura 82 – Degrau positivo de carga: tensão vo(t) (C3 =
2V/div; Ref3 = −158V ), corrente io(t) (C4 =
2A/div; Ref4= −10V ) e tempo (1ms/div). . . . 180 Figura 83 – Degrau negativo de carga: tensão vo(t) (C3 =
2V/div; Ref3 = −158V ), corrente io(t) (C4 =
2A/div; Ref4= −10V ) e tempo (1ms/div). . . . 181 Figura 84 – Seguimento de referência para a tensão de saída
(127V para 160V ): tensão vo(t) (C3 = 10V/div; Ref3 = −135V ), corrente io(t) (C4 = 2A/div; Ref4 = −10V ) e tempo (1ms/div) . . . 182 Figura 85 – Seguimento de referência para a tensão de saída
(160V para 127V ): tensão vo(t) (C3 = 10V/div; Ref3 = −135V ), corrente io(t) (C4 = 2A/div; Ref4 = −10V ) e tempo (1ms/div) . . . 183 Figura 86 – Curva de rendimento experimental. . . 184
LISTA DE TABELAS
Tabela 1 – Parâmetros do protótipo utilizados para o levan-tamento da característica estática. . . 77 Tabela 2 – Parâmetros de simulação. . . 97 Tabela 3 – Comparação entre valores simulados e calculados. 97 Tabela 4 – Valores idealizados dos paramétricos da conexão
modular . . . 108 Tabela 5 – Parâmetros de simulação. . . 119 Tabela 6 – Valores paramétricos no ponto de operação e
vis-tos pelo lado secundário do transformador. . . . 138 Tabela 7 – Especificações para o dimensionamento de um
módulo Flyback duas chaves. . . 143 Tabela 8 – Principais parâmetros do MOSFET modelo IPP50R500CE.148 Tabela 9 – Principais parâmetros do Diodo Sic Schottky
mo-delo SCS210AG. . . 150 Tabela 10 – Principais parâmetros do Diodo Retificador Schottky,
modelo MBR40250TG, Fabricante ON Semicon-ductor. . . 151 Tabela 11 – Parâmetros para o projeto do indutor acoplado. . 153 Tabela 12 – Parâmetros do núclo E65/32/27, material N87 do
fabricante Epcos. . . 153 Tabela 13 – Componentes e eficiência teórica. . . 156 Tabela 14 – Parâmetros de referência e componentes. . . 165 Tabela 15 – Parâmetros medidos do conversor modular
(Valo-res do Caso 1 e Caso 2). . . 176 Tabela 16 – Parâmetros medidos do conversor (Valores do
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS
ADC Analogic digital converter
ca Corrente alternada
cc Corrente contínua
DAB Dual-active bridge
DSC Digital signal controller
FB Full-bridge
FPB Filtro passa-baixa
FT Função de transferência HVDC High-voltage direct current
PWM Pulse width modulation
MOSFET Metal oxide semiconductor field effect Transistor
MVDC Medium-voltage direct current
IGBT Insulatedgate bipolar transistor transistor
-ISOP Input-Series, Output-Parallel
IPOP Input-Parallel, Output-Parallel
IPOS Input-Parallel, Output-Series
ISOS Input-Series, Output-Series
MCC Modo contínuo de condução
MDC Modo descontínuo de condução
NPC Neutral-point-clamped
UFSC Universidade Federal Santa Catarina
LISTA DE SÍMBOLOS
a Relação de transformação do transformador isola-dor
an Relação de transformação do transformador
isola-dor no módulo n, n ∈ {1, . . . , n} Ae Área transversal magnética
At Área de dissipação térmica do núcleo Aw Área da janela do carretel
Bmáx Máxima densidade de fluxo magnético Ci Capacitância na entrada do conversor Cn Canal n do osciloscópio, n ∈ {1, 2, 3, 4}
Ci(n) Capacitância na entrada do nódulo n, n ∈ {1, . . . , n} Co Capacitância na saída do conversor
Co(n) Capacitância na saída do módulo n, n ∈ {1, . . . , n} Do Diodo na saída do conversor
Do(n) Diodo na saída do módulo n, n ∈ {1, . . . , n} Di Diodo do lado primário
Di2 Diodo 2 do lado primário
D1(n) Diodo 1 do lado primário do módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
D2(n) Diodo 2 do lado primário do módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
{1, . . . , n}
d(t) Razão cíclica variável no tempo fs Frequência de chaveamento
Gmcc Ganho de tensão no modo contínuo de condução Gmdc Ganho de tensão no modo descontínuo de
condu-ção
Gn Ganho estático do módulo n, n ∈ {1, . . . , n} ii Corrente de entrada no conversor
ii(n) Corrente de entrada no módulo n, n ∈ {1, . . . , n} ix(n) Corrente de desequilíbrio na entrada entre o
mó-dulo n e o mómó-dulo n + 1, n ∈ {1, . . . , n}
iy(n) Corrente de desequilíbrio na saída entre o módulo n e o módulo n + 1, n ∈ {1, . . . , n}
io Corrente de saída no conversor
io(n) Corrente de saída no módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
hiii Valor médio quase instantâneo da corrente de
entrada no conversor
hii(n)i Valor médio quase instantâneo da corrente de
entrada no módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
hix(n)i Valor médio quase instantâneo da corrente de
desequilíbrio na entrada entre o módulo n e o módulo n + 1, n ∈ {1, . . . , n}
hiy(n)i Valor médio quase instantâneo da corrente de
desequilíbrio na saída entre o módulo n e o módulo n+ 1, n ∈ {1, . . . , n}
hioi Valor médio quase instantâneo da corrente de
saída no conversor
hio(n)i Valor médio quase instantâneo da corrente de
saída no módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
hiLm(t)i Valor médio quase instantâneo da corrente na
indutância magnetizante
IM Valor máximo da corrente na indutância
magneti-zante
Im Valor mínimo da corrente na indutância
magneti-zante
Iw Valor da corrente de entrada no início da primeira
etapa de operação
ISmed Valor médio da corrente no interruptor ativo ISef Valor eficaz da corrente no interruptor ativo Iimed Valor médio da corrente de entrada
Iief Valor eficaz da corrente de entrada ILmmed Valor médio da corrente magnetizante IDmed Valor médio da corrente no diodo
IDef Valor eficaz da corrente no diodo
ICef Valor eficaz da corrente no capacitor
Iprimef Valor eficaz da corrente no enrolamento primário
Isecef Valor eficaz da corrente no enrolamento
secundá-rio
n ∈ {1, . . . , n}
Io Corrente de carga parametrizada
Io(n) Corrente de carga parametrizada do módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
Jmáx Máxima densidade de corrente
k Relação entre os valores da indutância de disper-são e magnetizante
Kp Fator de ocupação no enrolamento primário Kw Fator de ocupação do cobre no carretel le Comprimento magnético efetivo ln Comprimento médio de uma espira
Lm Indutância magnetizante do transformador
isola-dor
Lmn Indutância magnetizante do transformador
isola-dor no módulo n
Lr Indutância de dispersão do transformador isolador Lrn Indutância de dispersão do transformador isolador
no módulo n
Np Número de espiras do enrolamento primário Ns Número de espiras do enrolamento secundário PScond Perda em condução no interruptor ativo
PScom Perda em comutação no interruptor ativo
PSon Perda de entrada em condução no interruptor
PSof f Perda de bloqueio no interruptor ativo
PSgate Perda de gatilho no interruptor ativo
PD Perda no diodo
Pohm Perda resistiva nos enrolamentos
Pmag Perda magnética
Ptraf o Perda no transformador
Pvsin Coeficiente de Steinmetz Pvsin para o cálculo de
perdas no núcleo
Q Ponto de operação do conversor Qo Fator de qualidade do filtro Ro Resistência de carga do conversor Sn Interruptor ativo, n ∈ {1, . . . , n}
Ts Período de chaveamento
vLm(t) Tensão na indutância magnetizante vLr(t) Tensão na indutância de dispersão
hvo(t)i Valor médio quase instantâneo da tensão de saída
Ve Volume do núcleo
VDi Tensão no diodo
VS Tensão no interruptor ativo
VLm Tensão na indutância magnetizante Vi Tensão de entrada do conversor
Vi(n) Tensão de entrada do módulo n, n ∈ {1, . . . , n} Vo Tensão de saída do conversor
Z Impedância parametrizada
α Coeficiente de Steinmetz α para o cálculo de per-das no núcleo
αn Coeficiênte de perturbação na tensão de entrada
do módulo n, n ∈ {1, . . . , n}
β Coeficiente de Steinmetz β para o cálculo de per-das no núcleo
∆tm Duração da etapa de operação m, m ∈ {1, 2, 3, 4}
∆I Ondulação de corrente
∆V Ondulação de tensão
∆Vo% Máxima ondulação relativa de tensão
∆oC Elevação de temperatura
∆Bmáx Máxima variação do fluxo magnético
δ Entre-ferro
η Eficiência
µo Permeabilidade do ar
SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO . . . . 35 1.1 Motivação. . . 35 1.2 Contextualização . . . 38 1.3 Revisão bibliografica . . . 43 1.4 Objetivos da Tese . . . 52 1.5 Organização do trabalho . . . 54 1.6 Publicações . . . 55
2 CONVERSOR FLYBACK A DUAS
CHA-VES . . . . 57 2.1 Análise do Conversor em regime permanente 57 2.1.1 Operação no Modo Contínuo de Condução
(MCC) . . . 58
2.1.1.1 Característica Estática - MCC . . . 62
2.1.2 Operação no Modo Descontínuo de Condu-ção (MDC) . . . 68
2.1.2.1 Característica Estática - MDC . . . 69
2.1.3 Característica Estática considerando o modo de condução . . . 73 2.1.4 Operação no Modo Crítico de Condução . . 75 2.1.5 Característica estática - verificação
experi-mental . . . 76
3 ANÁLISE ESTÁTICA DO MECANISMO
DE AUTO-EQUILÍBRIO DAS TENSÕES NA CONEXÃO ISOS . . . . 81 3.1 Ganho estático para a conexão modular ISOS 82 3.2 Metodologia proposta para análise do
auto-equilíbrio na conexão modular ISOS . . . 84 3.3 Aplicaçao da metodologia para análise do
auto-equilíbrio em regime permanente . . . 89 3.3.1 Converor Flyback . . . 89
3.3.3 Conversor Flyback a Duas Chaves . . . 97 3.4 Análise qualitativa do mecanismo de
auto-equilíbrio na conexão modular ISOS . . . 101 3.4.1 Avaliação quanto a variação na razão cíclica 101 3.4.2 Avaliação quanto ao modo de condução . . . 103 3.4.3 Avaliação quanto ao valor da indutância de
dispersão em relação a magnetizante (Rela-ção k) . . . 104 3.4.4 Avaliação quanto ao número de módulos . . 105 3.4.5 Avaliação quanto ao valor da indutância
mag-netizante . . . 106 3.5 Análise quantitativa do mecanismo de
auto-equilíbrio na conexão modular ISOS . . . 107
4 ANÁLISE DINÂMICA DO MECANISMO
DE AUTO-EQUILÍBRIO DAS TENSÕES NA CONEXÃO ISOS . . . 113 4.1 Conversor Flyback . . . 113 4.2 Conversor Flyback a duas chaves . . . 120
5 MODELO DINÂMICO DO CONVERSOR
MODULAR FLYBACK A DUAS CHAVES ORIENTADO PARA O CONTROLE DA TENSÃO DE SAÍDA . . . 129
6 PROJETO DO CONVERSOR MODULAR
FLYBACK A DUAS CHAVES . . . 143 6.1 Escolha do ponto de operação . . . 144 6.2 Cálculo preliminar do ponto de operação . . 146 6.3 Dimensionamento dos componentes do
cir-cuito de potência . . . 147 6.4 Eficiência teórica . . . 156 6.5 Projeto do sistema de controle . . . 157
7 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 165 7.1 Operação em Malha Aberta . . . 168 7.2 Operação em Malha Fechada. . . 177 8 CONCLUSÃO . . . 185
REFERÊNCIAS . . . 189 APÊNDICE A – CIRCUITO
ESQUEMÁ-TICO DE SIMULAÇÃO (PSIM) . . . 197 APÊNDICE B – CIRCUITO
ESQUEMÁ-TICO DO ESTÁGIO DE POTÊNCIA DO CONVO-ERSOR FLYBACK A DUAS CHAVES . . . 199 APÊNDICE C – ESQUEMÁTICO DO
35
1 INTRODUÇÃO 1.1 MOTIVAÇÃO
Os conversores com entrada e saída em corrente contínua (cc-cc) isolados de alta-frequência para média e alta tensão vêm ga-nhando interesse especial nos últimos tempos. Isto se deve principal-mente a fatores como o aumento da procura por energia proveniente de fontes renováveis, maior utilização de transformadores de estado sólido (SST - Solid-State-Transformer), a ampliação de sistemas de distribuição em micro-redes e a necessidade de atender projetos de distribuição e transmissão de energia em corrente contínua de média e longa distância.
Para exemplificar a atual proeminência dos sistemas em cor-rente contínua, serão citados a seguir alguns dos principais trabalhos publicados na área.
Em (ECHTERNACHT et al., 2015) é apresentado um pro-jeto de pesquisa direcionado para redes de distribuição em corrente continua de aproximadamente 5 milhões de euros, financiados pelo governo alemão. Este projeto tem como objetivo desenvolver fer-ramentas de planejamento para redes de distribuição em corrente contínua e híbrida, de baixa e média tensão, que integram fontes distribuídas de energia renováveis. Diversos estudos (KUSIC et al., 2011; SOLTAU et al., 2014; ZHAO et al., 2016) apontam as redes de distribuição cc de média tensão como promissoras e viáveis, principal-mente quando associadas a fontes de energia distribuídas. Há estudo sugerindo que ao eliminar os estágios de conversão de corrente alter-nada para corrente contínua (ca-cc) dos equipamentos eletrônicos (computadores, lâmpadas eletrônicas, inversores de frequência, etc.,) que atualmente representam 50% das cargas eletrônicas prediais, as perdas de energia poderiam reduzir de 15% - 40% para 10% -15% (GHAREEB; MOHAMED; MOHAMMED, 2013) .
conectadas na rede, estudos apresentados por Bragard et al. (2010), indicam a necessidade de elementos armazenadores de energia para garantir a confiabilidade do sistema frente as intermitências inerentes a fontes como a eólica e fotovoltaica. O estudo ainda propõe a utilização de conversores cc-cc modular para elevar o nível de tensão proveniente dos elementos armazenadores (baterias) e estabilizá-la para entregar ao estágio cc-ca, que fará a conexão com a rede. De acordo com Engel et al. (2015), os elementos armazenadores de energia essenciais para confiabilidade deste tipo de sistema, são fontes cc de média tensão ou fontes ca de frequência variável, e que para a conexão com uma rede de alta tensão em corrente contínua (HVDC - High-Voltage Direct Current), os sistemas com fontes renováveis podem ser integrados com eficiência através de conversores cc-cc de média tensão em corrente contínua (MVDC - Medium-Voltage
Direct Current) para HVDC.
Considerando ainda os promissores sistemas de gerencia-mento e de distribuição de energia elétrica que integram fontes distribuídas, os SST’s (MCMURRAY, 1968; J.L.BROOKS, 1980; HARADA et al., 1996; RONAN et al., 2002) tem sido uma das principais opções para substituir os transformadores convencionais. A redução de peso e volume, a capacidade de controle do fluxo de potência e a boa qualidade de energia são aspectos apontados por Fan e Li (2011) como vantajosos. A configuração mais convencional dos SST’s é composta por três estágios: retificador (ca-cc), conversor cc-cc isolado bidirecional e inversor (cc-ca). O conversor cc-cc é um dos estágios mais críticos relativos a eficiência e densidade de potência e para esta aplicação, a estrutura modular de conversores vem sendo indicada como a solução mais adequada.
A referencia (ORTIZ et al., 2010) também propõe o uso de conversores cc-cc isolados para aplicação em fontes renováveis de energia, em especial uma configuração para um parque eólico distante do ponto de entrega (sistema offshore) para a transmissão da energia em HVDC.
1.1. Motivação 37
A exploração de petróleo e gás é outra área que tem de-mandado estudos sobre conversores cc-cc modulares de média e alta tensão para transmissão e distribuição de energia em cargas submari-nas. Um dos quesitos para esta aplicação é aumentar a confiabilidade e a densidade de potência do sistema sem um aumento significativo de custo. A necessidade de alimentar cargas como bombas e com-pressores, eletrônica de controle e sistemas de comunicação em poços de extração de petróleo e gás submarinos cada vez mais profundos e distantes da costa, tem mostrado que os sistemas de transmissão e distribuição em cc são tecnicamente vantajosos em relação aos sistemas em ca (MOHAMMADPOUR et al., 2016).
A situação em comum para todas as aplicações aqui citadas é o emprego de conversores cc-cc, e dentro deste contexto, é que este trabalho propõe o emprego do conversor Flyback a duas chaves na conexão modular entrada-série, saída-série (ISOS - Input-Series,
Output-Series), como uma opção de conversor cc-cc isolado em
alta-frequência para aplicações em baixa e media tensão. A escolha desta topologia foi motivada pelas características de robustez, boa eficiência e simplicidade, como uma alternativa ao conversor modular Flyback convencional em aplicações de maior potência.
No caso da conexão modular, pode-se afirmar que a simpli-cidade é mantida se o conversor consegue equilibrar naturalmente a potência entre os módulos. Este equilíbrio natural, ou auto-equilíbrio, tem sido abordado na literatura de diversas formas, quase sempre são complexas, subjetivas e específicas para cada topologia. Propor-cionar uma forma padronizada de avaliar tanto qualitativamente quanto quantitativamente o mecanismo de auto-equilíbrio, motivou o desenvolvimento de uma metodologia simples e padronizada de análise deste mecanismo.
1.2 CONTEXTUALIZAÇÃO
O grande desafio no desenvolvimento de conversores cc-cc para média e alta tensão é conseguir atender os esforços nos semi-condutores de potência. Existem basicamente duas possibilidades, uma é o desenvolvimento de novas tecnologias de semicondutores (GLASER et al., 2011; STORASTA et al., 2015) ou a associação série destes elementos (PIAZZESI; MEYSENC, 2004) mantendo a topologia convencional do conversor. A outra possibilidade é o desenvolvimento de novas estruturas/topologias utilizando os semi-condutores convencionais (FAN; LI, 2011).
Novas tecnologias de semicondutores são geralmente mais caras e, além disso, semicondutores com maior tensão de bloqueio tem maior perda de comutação, principalmente quando operado em alta frequência (GUIZZARDI, 2005; WEIGEL; AG; HOFFMANN, 2009). Por outro lado, reduzir a frequência de operação para melhorar a eficiência do conversor implica principalmente em aumentar o volume dos elementos magnéticos, o que prejudica a densidade de potência do conversor. Uma avaliação do limite da frequência de chaveamento para conversores cc-cc isolados para média tensão é apresentado por Matsuoka et al. (2014).
A solução de conectar em série os semicondutores de potên-cia exige o uso de circuitos adicionais que garantam a equalização da tensão entre os interruptores durante a etapa de bloqueio reduzindo a taxa de falhas. Cuidados especiais também são necessários durante as comutações, pois atrasos nos sinais de gatilho e diferenças para-métricas entre os interruptores (dV/dt e tensão de threshold) podem causar picos de tensão desequilibrados, os quais são prejudiciais na operação do conversor (PIAZZESI; MEYSENC, 2004).
Em relação as topologias de conversores cc-cc de alta-frequência para média e alta tensão, pode-se dividir em dois grupos, conversores multiníveis e conversores modulares.
1.2. Contextualização 39
Os conversores multiníveis foram inicialmente desenvolvidos para a função de retificação ou inversão. As topologias básicas, vol-tadas principalmente para acionamentos elétricos são: conversores grampeados a diodo ou NPC (Neutral-Point-Clamped) (BAKER, 1979; NABAE; TAKAHASHI; AKAGI, 1981), conversores gram-peados a capacitor ou capacitor flutuante (MEYNARD; FOCH, 1992), conversores cascateados (PENG; LAI, 1995) e os conversores híbridos (MANJREKAR; STEIMER; LIPO, 2000). Posteriormente as mesmas topologias foram inovadas e também adaptadas para a função cc-cc (NGO; WEBSTER, 1994; PENG, 2001; RODRIGUEZ; LAI; PENG, 2002; FRANCOIS; HAUTIER, 2002; ZHANG; PENG; QIAN, 2004; RODRIGUES et al., 2010; COSTA; MUSSA; BARBI, 2014; AJAMI et al., 2014).
Para aumentar a tensão de operação nos conversores mul-tiníveis, conservando os esforços nos semicondutores, é necessário aumentar o número de níveis. No caso das topologias grampeadas a diodo ou a capacitor, a confiabilidade do conversor reduz frente ao elevado número de diodos ou capacitores flutuantes em estruturas com mais de três níveis. Estas topologias também não têm redun-dância natural, circuitos adicionais de proteção devem ser previstos para evitar a destruição do conversor na ocorrência de falhas em algum semicondutor ou capacitor flutuante.
Embora possível a ampliação da faixa de tensão através do aumento do número de células de comutação, as topologias não são expansíveis sendo necessário um novo projeto específico para cada aplicação.
Uma alternativa atraente em relação as opções apresentadas para aplicações em média e alta tensão são os conversores cc-cc modulares (WEINBERG; SCHREUDERS, 1986; MANIAS; KOS-TAKIS, 1993; GIRI; AYYANAR; LEDEZMA, 2004; BOTTION, 2015). Modularização é a conexão entre as portas de entrada e entre as portas de saída de dois ou mais módulos. Cada módulo é composto
por um conversor e os esforços de tensão ou de corrente nos compo-nentes se dividem proporcionalmente ao número de módulos. Em (VORPERIAN, 2007) são apresentados os benefícios da estrutura modular de conversores, e que no presente trabalho, é dado destaque para as seguintes vantagens:
• possibilidade de redundância - na ocorrência de falha em um dos módulos, existe a possibilidade de transferir de forma simples para os demais módulos, a potência processada; • simplicidade de projeto - topologias tradicionais e padronizadas
de conversores podem ser adotadas na conexão;
• expansível - possibilidade de expandir a faixa de tensão ou corrente conectando um maior número de módulos (mínima alteração de leiaute);
• bom rendimento e densidade de potência - capacidade de pro-cessar potencias elevadas em alta-frequência utilizando compo-nentes disponíveis comercialmente.
O principal desafio quando a modularização de conversores é adotada como estratégia para redução de esforços nos componentes, é distribuir a potência entre os módulos garantindo assim a adequada divisão dos esforços nos componentes.
Na conexão paralelo, o equilíbrio de potência é realizado garantindo a divisão de corrente entre os módulos. Já na conexão série, o equilíbrio é garantido através da adequada distribuição da tensão entre os módulos.
Existem duas alternativas relatadas na literatura para con-seguir a adequada distribuição de corrente e de tensão: através do mecanismo de equilíbrio natural ou através do emprego de malhas de controle.
1.2. Contextualização 41
O mecanismo de equilíbrio natural, ou auto-equilíbrio, é a habilidade do conversor equilibrar as tensões e as correntes entre os módulos operando com um sinal de comando comum para todos os interruptores, característica que torna esta estratégia mais atraente que o emprego de múltiplas malhas de controle. Porém, o auto-balanço não é inerente a qualquer topologia e pode depender modo de condução da estrutura, e por isso, precisa ser avaliado criteriosamente para ser empregado como estratégia de equalização da potência entre os módulos.
A conexão modular permite quatro combinações conforme mostrado na Figura 1. Cada combinação define uma característica específica de aplicação para os conversores modulares.
Figura 1 – Conexões dos conversores modulares: a) Conexão IPOP; b) Conexão IPOS; c) Conexão ISOP; d) Conexão ISOS.
1. Conexão entrada-paralelo, saída-paralelo (IPOP - input-parallel, output-parallel): para aplicações em baixa tensão e elevada corrente tanto na entrada quanto na saída do con-versor. A conexão IPOP proporciona a divisão dos esforços de corrente entre os componentes (CHOI et al., 1990; LUO et al., 1999; SHI; ZHOU; HE, 2012; YIFEI; YUBIN; SHANSHAN, 2015). Centrais de processamento de dados e sistemas de tele-comunicações são aplicações típicas para este tipo de conexão. 2. conexão entrada-paralelo, saída-série (IPOS - input-parallel, output-series): a conexão é indicada para aplica-ções que requerem a elevação de tensão como aparelhos de raio-x, células a combustível e sistemas fotovoltaicos (MA-NIAS; KOSTAKIS, 1993; WANG; ZHANG, 2011; NAVIDI et al., 2014; LIAN; HOLLIDAY; FINNEY, 2015)
3. conexão entrada-série, saída paralelo (ISOP - input-series, output-parallel): a transformação de média tensão para baixa tensão pode ser realizada com a conexão entrada-série, saída paralelo (ISOP). Esta conexão é adequada para obter na saída um elevado nível de corrente em baixa ten-são (KANG; ENJETI; PITEL, 1999; KIM; YON; CHO, 2001; AYYANAR; GIRI; MOHAN, 2004; CHEN et al., 2014). Tanto para a conexão IPOS quanto para a ISOP, o aumento do número de módulos possibilita uma elevada relação de transformação entre a entrada e saída, mesmo utilizando uma relação de transformação do transformador isolador unitária, ou próxima a unitária, favorecendo a confecção com um baixo valor de indutância de dispersão.
4. conexão entrada-série, saída-série (ISOS - input-series, output-series): quando se deseja tensões relativamente altas, tanto na entrada quanto na saída, a conexão ISOS é a mais adequada pela divisão dos esforços de tensão nos componentes.
1.3. Revisão bibliografica 43
Observa-se que a redução dos esforços de tensão e corrente nos componentes dos conversores modulares é obtida através da conexão série e paralelo respectivamente.
O presente trabalho abordará a redução dos esforços de tensão na entrada e na saída, portanto, o estudo será direcionado para a conexão ISOS.
1.3 REVISÃO BIBLIOGRAFICA
A adequada divisão da potência entre os módulos que com-põem o conversor é obtida com o equilíbrio das tensões de entrada e das tensões de saída dos módulos.
A distribuição equitativa de tensão entre os módulos na conexão série é natural quando todos os elementos do circuito são idênticos. Porém, em casos reais sempre haverá variações paramé-tricas entre os módulos como atrasos nos sinais de comando dos interruptores, relação de transformação dos transformadores iso-ladores, valores de indutâncias séries e tolerância nos valores dos componentes ativos e passivos. Estas variações paramétricas, mesmo que pequenas, podem favorecer a concentração da potência pro-cessada em um dos módulos, causando assim, a instabilidade de operação do sistema modular.
O desequilíbrio diante de variações paramétricas para a conexão ISOS foi primeiramente apresentado por Giri, Ayyanar e Ledezma (2004). A Figura 2 mostra que a diferença na relação de transformação do transformador e na razão cíclica desequilibrou os valores de tensão e corrente entre os módulos.
Diante do resultado observado na Figura 2, os autores pro-puseram três malhas de controle para garantir o equilíbrio da tensão entre dois conversores do tipo Forward. A Figura 3 ilustra o esquema de controle adotado.
inter-Figura 2 – Análise do equilíbrio das tensões entre os módulos diante de variações paramétricas.
Fonte: (GIRI; AYYANAR; LEDEZMA, 2004)
Figura 3 – Esquema de controle para dois conversores forward na conexão ISOS com controle da tensão total de saída e controle da corrente em cada módulo.
Fonte: (GIRI; AYYANAR; LEDEZMA, 2004)
ruptores considerando as quatro possíveis combinações de conexão foi apresentado em (GIRI et al., 2006). Apesar de avaliar apenas o conversor forward como topologia, o estudo sugeriu que a operação
1.3. Revisão bibliografica 45
na conexão ISOS é instável para esta estratégia independentemente da topologia.
Em (CHEN et al., 2009), os autores sugerem estratégias de controle para garantir a estabilidade nas quatro possíveis combina-ções de conexão. Na conexão ISOS é proposto o uso de duas malhas de controle desacopladas, uma para tensão total de entrada e outra para a corrente ou tensão de saída em cada módulo. Assim como nas referencias precedentes, este estudo também afirma que o equilí-brio das tensões na conexão ISOS não ocorre naturalmente sendo necessário o emprego de controladores para garantir a estabilidade na operação.
Contrapondo aos estudos anteriores, Merwe e Mouton (2010) sugerem que existe um equilíbrio natural entre as tensões dos módulos na conexão ISOS. O equilíbrio natural sugerido está relacionado com as perdas no conversor e com o entrelaçamento das comutações. Os autores utilizaram a conexão ISOS de dois conversores em Full-Bridge mostrados na Figura 4 para análise.
Figura 4 – Dois conversores Full-Bridge na conexão ISOS.
Fonte: (MERWE; MOUTON, 2010)
módulos de conversores Full-Bridge, com característica de entrada em tensão e saída em corrente e controle por deslocamento de fase. Os conversores operam com sinais de comando comum graças ao mecanismo de equilíbrio natural das tensões. Os autores sugerem que o equilíbrio natural é obtido quando a eficiência dos módulos são iguais. A Figura 5 mostra o circuito esquemático utilizado no estudo.
Figura 5 – Conversor modular na conexão ISOS do tipo Full-Bridge com sinal de comando comum.
Fonte: (LU et al., 2011)
O entrelaçamento dos sinais de comando também é adotado por Sha, Deng e Liao (2012) como estratégia para garantir o equi-líbrio das tensões. Os autores utilizaram a conexão ISOS de dois conversores Full-Bridge e modulação por deslocamento de fase, com característica de entrada em corrente e saída em tensão. Embora o sensoriamento das tensões de entrada tenha sido eliminado com esta estratégia, ainda foram necessárias duas malhas de controle, uma externa para a tensão total de saída, e outra interna para corrente na indutância de saída em cada módulo. Além disso, a estratégia
1.3. Revisão bibliografica 47
não foi validada para a conexão de mais de dois módulos.
A topologia Flyback na conexão ISOS aparece em (FER-NANDEZ et al., 2013). Os autores propõem o uso de um conversor mestre controlado por uma malha de tensão e operando no modo contínuo de condução (MCC), e os demais conversores escravos com razão cíclica fixa operando no modo descontínuo de condução (MDC). Os conversores que operam em MDC adaptam o próprio ponto de operação seguindo o conversor mestre e mantendo assim o sistema estável.
A conexão ISOS de conversores Flyback operando com sinal de comando comum para todos os interruptores foi apresentado por Faust (2014). O estudo propõem que a operação dos conversores flyback em MDC é estável devido ao mecanismo de auto-balanço das tensões, intrínseco à topologia. O circuito simplificado do conversor proposto é apresentado na Figura 6.
A análise do mecanismo de auto-balanço das tensões do conversor proposto por Faust (2014) é um dos objetivos do presente trabalho e será apresentado na próxima seção.
A conexão ISOS de conversores Flyback também foi proposta por Jiang et al. (2014) para equalizar a carga e descarga dos super-capacitores que compõem um bateria. O estudo sugere que esta é uma alternativa mais eficiente do que os métodos passivos de equalização da tensão nos super-capacitores, mais econômica e simples que os métodos ativos existentes.
O conversor Forward de duas chaves na conexão ISOS foi proposto em (SHA et al., 2014). Os autores utilizam múltiplas malhas de controle para garantir a estabilidade na operação conforme pode ser observado na Figura 8.
O mesmo conversor também é apresentado por Wang et al. (2014), Chen e Wang (2015), mas em uma configuração totalmente
Figura 6 – Conversor modular na conexão ISOS do tipo Flyback. V i1 Vo1 D 1 S 1 C 1 Tr1 V i V i2 Vo2 D2 S 2 C 2 Tr 2 V in V on D n S n C n Trn V o Fonte: (FAUST, 2014)
Figura 7 – Conexão ISOS de conversores Flyback para equalização de carga e descarga de super-capacitores: a) Módulo de super-capacitores com dois conversores cascateados; b) Circuito esquemático do conversor equalizador das tensões nos super-capacitores.
b) a)
1.3. Revisão bibliografica 49
Figura 8 – Conversor modular na conexão ISOS do tipo forward de duas chaves e diagrama de controle.
Fonte: (SHA et al., 2014)
no qual o esquema representativo pode ser observado na Figura 9. O trabalho de Tese desenvolvido por Bottion (2015) apre-senta o conversor isolado Full-Bridge (FB) com saída em tensão como unidade modular da versão unidirecional da conexão ISOS. O mecanismo de auto-balanço das tensões é demonstrado analitica-mente e comprovado via simulação. O conversor Dual Active Bridge – DAB também é estudado e utilizado na versão bidirecional da conexão ISOS. A Figura 10 apresenta as topologias estudadas as quais tem como principal atributo o sinal de comando comum para os interruptores.
O controle preditivo para equilibrar a tensões nos capacitores foi proposto por Wei et al. (2016). A estratégia é uma alternativa para as malhas de controle sugeridas em outros estudos, pois requer apenas o monitoramento da tensão total de saída e das tensões na entrada de cada módulo ao invés das malhas de controle da corrente nas indutâncias séries e das tensões individuais de saída. O diagrama esquemático da estratégia de controle é apresentado na Figura 11.
Em (MENG et al., 2018), as entradas dos conversores Fly-back a duas chaves são conectadas em série para a redução dos
Figura 9 – Estratégia de controle independente por módulo proposto para sistemas ISOS.
Fonte: (CHEN; WANG, 2015)
esforços de tensão no lado primário. O estudo propõem a aplicação desta estrutura como fonte auxiliar de múltiplas saídas em baixa potência. O conversor utiliza um único núcleo que integra os en-rolamentos primários e secundários, e atribui a esta estratégia, a possibilidade de manter a adequada divisão de tensão entre as entra-das do conversor quando operado com um sinal de comando comum para os interruptores.
A estratégia apresentada em (MENG et al., 2018) foi uma repetição da estratégia já adotada pelos mesmos autores em (MENG et al., 2016) para o conversor Flyback de uma chave e em (MENG et al., 2017), para o conversor Forward. Apesar da conexão série na entrada, a integração dos enrolamentos em um único núcleo
1.3. Revisão bibliografica 51
Figura 10 – Conexão ISOS de conversores operando com sinal comum de comando: a) Full-Bridge; b) Dual-Active-Bridge.
b) a)
Fonte: (BOTTION, 2015)
descaracteriza a estrutura como conexão modular de conversores. Nesta revisão bibliográfica foram encontradas as topologias Forward de duas chaves, FB, DAB e Flyback na conexão modular ISOS. A garantia do equilíbrio das tensões nos conversores que compõem a estrutura modular tem sido o desafio na aplicação dos conversores modulares. Reunindo os estudos apresentados, conclui-se que existem duas alternativas para distribuir equitativamente a potência processada entre os módulos, uma pela aplicação de malhas de controle e a outra com o uso do mecanismo intrínseco de auto-equilíbrio quando existente.
O presente trabalho desenvolve e comprova a tese que o conversor do tipo Flyback a duas chaves, pode ser utilizado na conexão ISOS e que o princípio do auto-equilíbrio está presente
Figura 11 – Diagrama equemático da conexão modular ISOS com controle preditivo.
Fonte: (WEI et al., 2016)
no MCC. Este assunto será explorado em detalhes nos próximos capítulos do trabalho.
1.4 OBJETIVOS DA TESE
Esta tese tem como finalidade propor o emprego da conexão modular série de conversores Flyback a duas chaves, operando no modo contínuo de condução e utilizando um sinal de comando comum para os interruptores, como estratégia para a redução dos esforços de tensão sobre os componentes, especialmente sobre semicondutores. E também propor uma metodologia padrão para análise do meca-nismo de auto-equilíbrio em regime permanente, da conexão série de conversores modulares. Deseja-se com esta metodologia identificar, a partir da característica externa do conversor, o comportamento das tensões diante, de variações paramétricas, entre os módulos que compõem a conexão série.
1.4. Objetivos da Tese 53
Figura 12 – Diagrama esquemático da conexão série na entrada de conversores Flyback a duas chaves.
Fonte: (MENG et al., 2018)
com a seguinte estrutura:
• Revisão bibliográfica: pesquisa de publicações referentes ao tema;
• desenvolvimento da característica de saída do conversor Flyback a duas chaves incluindo a indutância de dispersão: análise das etapas de operação por meio da descrição dos circuitos e formas de onda relevantes;
• desenvolvimento de uma metodologia padrão para análise em regime permanente, do mecanismo do auto-equilíbrio na cone-xão modular ISOS;
• avaliação da metodologia proposta para análise de mecanismo do auto-equilíbrio, através da aplicação e comparação com resultados apresentados em estudos prévios, nos conversores modulares Full-Bridge e Flyback;
• análise qualitativa e quantitativa do comportamento das ten-sões em regime permanente, através da metodologia proposta, do conversor Flyback a duas chaves na conexão modular ISOS; • análise dinâmica do mecanismo de auto-balanço das tensões
do conversor modular na conexão ISOS de conversores Flyback e Flyback a duas chaves operando em CCM;
• modelagem orientada para o controle da tensão total de saída da conexão modular ISOS de conversores flyback de duas chaves; • projeto do circuito de potência do conversor modular Flyback
a duas chaves;
• projeto do sistema de controle para regulação da tensão de saída do conversor modular Flyback a duas chaves;
• implementação do protótipo para avaliação experimental do resultados obtidos;
1.5 ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO
O trabalho está estruturado em oito capítulos que envolvem o desenvolvimento de uma metodologia para avaliação das tensões na conexão série de conversores modulares e o estudo do conversor modular Flyback a duas chaves.
No capítulo 2 é obtido a característica externa do conver-sor Flyback a duas chaves, de onde se desenvolverá a análise do mecanismo do auto-equilíbrio na conexão série.
O capítulo 3 desenvolve uma metodologia para análise es-tática do mecanismo de auto-equilíbrio nos conversores modulares
1.6. Publicações 55
conectados em série. A metodologia permite definir o comportamento das tensões com base nos parâmetros da característica externa. O auto-equilíbrio das tensões no conversor modular Flyback a duas chaves no MCC é avaliado com a metodologia proposta.
A propriedade de retornar naturalmente ao equilíbrio diante de uma perturbação de tensão é estudado no capítulo 4, através da análise dinâmica do mecanismo de auto-equilíbrio das tensões na conexão ISOS. Esta propriedade é verificada para o conversor modular Flyback a duas chaves no MCC.
Com os resultados dos capítulos 2 e 3 indicando que é possível operar o conversor modular Flyback a duas chaves no MCC com um sistema simples de controle, o capítulo 5 desenvolve a função de transferência, empregando o modelo médio em espaço de estados, para o projeto do sistema de controle da tensão total de saída do conversor modular.
Para avaliar experimentalmente o estudo, um conversor composto por três módulos Flyback a duas chaves foi projetado no capítulo 6, e os resultados do protótipo apresentados no capítulo 7.
No capítulo 8 é apresentado a conclusão do estudo. 1.6 PUBLICAÇÕES
Durante o período de doutoramento, as seguintes publicações sobre o tema foram realizadas:
• M. A. Pagliosa, T. B. Lazzarin and I. Barbi, "Output Charac-teristics of Two-Switch Flyback including the leakage
induc-tance,"2015 IEEE 13th Brazilian Power Electronics Conference
and 1st Southern Power Electronics Conference (COBEP/S-PEC), Fortaleza, 2015, pp. 1-5. doi: 10.1109/COBEP.2015.7420077 • M. A. Pagliosa, T. B. Lazzarin and I. Barbi, "Input-Series and
operating in ccm,"2016 IEEE 25th International Symposium on Industrial Electronics (ISIE), Santa Clara, CA, 2016, pp. 493-497. doi: 10.1109/ISIE.2016.7744939
• M. A. Pagliosa, R. G. Faust, T. B. Lazzarin and I. Barbi, "Input-series and output-series connected modular single-switch flyback converter operating in the discontinuous conduction mode,"in IET Power Electronics, vol. 9, no. 9, pp. 1962-1970, 7 27 2016. doi: 10.1049/iet-pel.2015.0935
57
2 CONVERSOR FLYBACK A DUAS CHAVES
O emprego de um único interruptor de potência pelo con-versor Flyback proporciona robustez e simplicidade, e fazem deste conversor um dos conversores cc-cc isolados mais utilizados pela industria. Porém, devido a sobre tensão aplicada no interruptor, sua aplicação fica limitada a baixa potência. A tensão no interruptor corresponde a soma da tensão de entrada, da tensão de saída refle-tida para a entrada e da sobre-tensão no instante de bloqueio do interruptor, causado pela indutância de dispersão.
Com a inclusão do segundo interruptor que dá origem ao conversor Flyback a duas chaves, a energia armazenada na indutância de dispersão é naturalmente devolvida a fonte de entrada, que por sua vez, limita a tensão no interruptor. O grampeamento regenerativo e natural do conversor Flyback a duas chaves, favorece a aplicação em maiores potências e melhora o rendimento quando comparado com o converso Flyback convencional.
2.1 ANÁLISE DO CONVERSOR EM REGIME PERMANENTE Esta seção apresenta os estados topológicos, as principais formas de onda e a dedução da característica externa do conversor Flyback a duas chaves mostrado na Figura 13.
O estudo sobre o mecanismo de auto-equilíbrio em regime permanente, presente neste trabalho, baseia-se no comportamento "tombante"retratado na característica externa do conversor. Afirma-se previamente, que tal comportamento é acentuado pela preAfirma-sença da indutância de dispersão, e assim, justifica-se a inclusão do efeito desta indutância na obtenção da característica externa do conversor Flyback a duas chaves. Dessa forma, o conversor da Figura 13 pode ser redesenhado na Figura 14, onde a indutância magnetizante e de dispersão são vistas pelo lado secundário e representadas por Lm e Lr respectivamente. A carga é representada por uma fonte de tensão
Figura 13 – Conversor Flyback a duas chaves.
Fonte: o Autor (2017).
Vo.
Figura 14 – Conversor Flyback a duas chaves com as indutâncias de dispersão e magnetizante representadas.
Fonte: o Autor (2017).
Com o objetivo de simplificar a análise, o conversor será referenciado para o lado secundário do transformador conforme representado pelo circuito equivalente da Figura 15.
2.1.1 Operação no Modo Contínuo de Condução (MCC) Na análise clássica do conversor, são estudadas duas etapas de operação. Na presente análise, com a inclusão da indutância de dispersão, o conversor será estudado através de quatro etapas
2.1. Análise do Conversor em regime permanente 59
Figura 15 – Circuito equivalente do conversor Flyback a duas chaves utilizado para análise.
Fonte: o Autor (2017).
de operação dentro de um ciclo de chaveamento. Os interruptores S1 e S2, embora exijam circuitos de acionamento individuais, são comandados com um sinal comum gerado com um único modulador. Primeira etapa de operação:
A primeira etapa de operação inicia quando a corrente na indutância de dispersão se anula. Os interruptores S1 e S2 já estão comandados a conduzir desde da etapa anterior e permanecem em condução até o final desta etapa. Ela termina quando os interrupto-res são comandados a abrir. Nesta etapa ocorre o armazenamento de energia na indutância magnetizante e não há transferência de potência para a carga.
Segunda etapa de operação:
A segunda etapa inicia com o bloqueio dos interruptores S1e S2. A corrente na indutância magnetizante é inicialmente direcionada à fonte de entrada pelos diodos Di1 e Di2e, progressivamente é
des-viada para a carga através do diodo D0. A etapa encerra quando D0 assume a condução de toda a corrente da indutância magnetizante.
Terceira etapa de operação:
A terceira etapa ocorre do momento em que toda a corrente na indutância magnetizante é conduzida à carga até o instante que os interruptores S1 e S2 são comandados a conduzir.
Quarta etapa de operação:
Na quarta etapa, com a entrada em condução de S1 e S2, a corrente na indutância de dispersão reduz linearmente até zero e, ao alcançar o zero, finaliza esta etapa.
Os estados topológicos do conversor operando no modo de condução contínua que representam as quatro etapas de operação são apresentados na Figura 16.
Figura 16 – Circuito equivalente do conversor Flyback a duas chaves nas quatro etapas de operação.
2.1. Análise do Conversor em regime permanente 61
A Figura 17 mostra as principais formas de onda nas quatro etapas de operação descritas para o conversor Flyback a duas chaves.
Figura 17 – Principais formas de onda no MCC.
2.1.1.1 Característica Estática - MCC
A característica estática do conversor será analisada obser-vando os estados topológicos mostrados na Figura 16 e as formas de onda apresentadas na Figura 17. Sendo D a razão cíclica e definida em (2.1).
D= ∆t4+ ∆t1
Ts (2.1)
Para que a tensão média na indutância magnetizante seja nula a equação (2.2) deve ser atendida.
D.Ts.a.Vi = ∆t2.a.Vi+
Lm
Lm+ Lr
.Vo.∆t3 (2.2)
O intervalo ∆t3 pode ser expresso em função de ∆t2 con-forme (2.3).
∆t3= (1 − D).Ts−∆t2 (2.3)
Assim, a equação (2.2) pode ser reescrita em (2.4), onde a representa k relação entre a indutância de dispersão e a indutância magnetizante mostrada em (2.5). D.Ts.a.Vi = ∆t2.a.Vi+ Vo 1 + k[(1 − D).Ts−∆t2] (2.4) k= Lr Lm (2.5)
Manipulando a equação (2.4) e utilizando a definição para o ganho estático apresentado em (2.6), obtém-se a expressão (2.7) para o ganho estático mostrado.
G= Vo
Vi
2.1. Análise do Conversor em regime permanente 63 G= a.(1 + k).D −∆t2 Ts 1 − D − ∆t2 Ts (2.7) A equação do ganho estático mostrada em (2.7) é dependente do intervalo ∆t2, que por sua vez, é dependente dos parâmetros do conversor e da corrente de carga. Portanto, a equação (2.7) ainda deve ser desenvolvida para explicitar o ganho estático do conversor, em função da corrente de carga.
Analisando o circuito do conversor, observa-se que o valor da corrente de carga Iocorresponde ao valor médio quase instantâneo da
corrente na indutância de dispersão hiLri. A equação (2.8) representa
a corrente média na indutância de dispersão mostrada na Figura 17.
Io= hiLri= ∆I1 2 . ∆t2 Ts + Im+ ∆I3 2 .∆t3 Ts + Im 2 . ∆t4 Ts (2.8)
O termo ∆I1 presente em (2.8) pode ser expresso em função de ∆t2 como mostram as equações (2.9) e (2.10)
∆I1= a.Vi− Vo Lr .∆t2 (2.9) ∆I1= Vi Lr .(a − G).∆t2 (2.10)
A expressão para o intervalo ∆t4 em função de ∆t2 é obtida considerando a tensão média na indutância de dispersão hvLrinula
conforme apresentado em (2.11).
(a.Vi+ Vo).∆t4+ Lr
Lm+ Lr
