Pré-amplificador para microfone condensador

(1)

DEPARTAMENTO ACAD ˆ

EMICO DE EL ´

ETRICA

CURSO DE ENGENHARIA EL ´

ETRICA

LUIZ HENRIQUE MENEGHETTI

PR ´

E-AMPLIFICADOR PARA MICROFONE CONDENSADOR

TRABALHO DE CONCLUS ˜

AO DE CURSO

PATO BRANCO 2017

(2)

PR ´

E-AMPLIFICADOR PARA MICROFONE CONDENSADOR

Trabalho de Conclus ˜ao de Curso de

graduaç ão, apresentado à disciplina de

Trabalho de Conclus ˜ao de Curso 2, do Curso

de Engenharia El ´etrica do Departamento

Acad ˆemico de El ´etrica – DAELE – da

Universidade Tecnol ógica Federal do Paran á – UTFPR, C âmpus Pato Branco, como requisito parcial para obtenç ão do t´ıtulo de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Me. Everton Luiz de Aguiar

PATO BRANCO 2017

(3)

O trabalho de Conclusão de Curso intitulado PRÉ-AMPLIFICADOR PARA

MICROFONE CONDENSADOR, do aluno Luiz Henrique Meneghetti foi considerado

APROVADO de acordo com a ata da banca examinadora N° 159 de 2017.

Fizeram parte da banca os professores:

Everton Luiz de Aguiar

Carlos Marcelo de Oliveira Stein

(4)

(5)

Agradec¸o, primeiramente, a Deus pelo dom da vida. Agradec¸o a minha fam´ılia por estar presente em todos os momentos, principalmente durante as dificuldades encontradas ao longo do caminho.

A universidade, bem como seu corpo docente, que tiveram papel fundamental para atingir esta etapa acad êmica e pessoal. Em especial ao professor Me. Everton Luiz de Aguiar pela orientaç ão e amizade constru´ıda no decorrer da graduaç ão. Agradeço tamb ém aos colegas que, direta ou indiretamente, participaram desta

caminhada na busca pelo t´ıtulo de Engenheiro Eletricista. Em especial a T ´ulio

Domingos Farina e Eduardo Endeli Bodanese pela amizade e apoio fornecidos durante a graduac¸ ˜ao.

Enfim, agradec¸o a todos que contribu´ıram de alguma forma para esta etapa de minha vida.

(6)

MENEGHETTI, Luiz Henrique. PR É-AMPLIFICADOR PARA MICROFONE CONDENSADOR. 91 f. Trabalho de conclus ão de curso – Departamento Acad êmico de El étrica, Universidade Tecnol ógica Federal do Paran á. Pato Branco, 2017.

O presente trabalho tem como foco principal o projeto e implementaç ão de sistemas de áudio profissional integrados. O objetivo de tal integraç ão é promover a reproduç ão e equalizaç ão de sons originados de um microfone condensador por meio de

fones de ouvido, visando o monitoramento de ´audio. Inicialmente, exibe-se a

revis ão bibliogr áfica sobre microfones condensadores e microfones din âmicos, filtros anal ógicos, circuitos amplificadores de tens ão e pot ência e sistemas de áudio de modo geral. Al ém disso, descreve-se o projeto e discute-se os resultados referentes as etapas de amplificaç ão classe A e controle de tom do sistema desenvolvido.

Realizam-se modelagens matem áticas, an álises de resposta em frequ ência e

componentes harm ˆonicas dos circuitos que comp ˜oem o sistema. A modelagem

matem ´atica permite projetar o amplificador para que haja casamento de imped ˆancia

entre o amplificador e a carga. O THD aferido na sa´ıda do amplificador ´e de

aproximadamente 0,3197% na pot ência nominal. Sob o ponto de vista de equalizaç ão e resposta em frequ ência, é poss´ıvel promover o controle de graves e agudos do sinal de áudio. Convenientemente, o sistema apresenta resposta em frequ ência plana para toda a faixa aud´ıvel quando o controle de tom opera de modo a n ão proporcionar compensaç ão em nenhuma faixa de frequ ência.

Palavras-chave: Amplificador Classe A, Microfone Condensador, ´Audio, Controle de Tom.

(7)

MENEGHETTI, Luiz Henrique. PREAMPLIFIER FOR CONDENSER MICROPHONE

. 91 f. Trabalho de conclus ão de curso – Departamento Acad êmico de El étrica,

Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a. Pato Branco, 2017.

The present work is mainly focused on the design and implementation of integrated

professional audio systems. The purpose of such integration is promote the

sound equalization and reproduction on a headphone from a condenser microphone, targeting audio monitoring. Initially, it is presented a bibliographic review about both condenser and dynamic microphones, analog filters, voltage and power amplifier circuitry and audio systems in general. After that, it is described the project and it is discussed the results concerning the steps of class A amplification and tone control of the developed system.

Mathematical modeling, analysis of frequency response and harmonical components, which make up the circuit, was done. The mathematical modeling allows projecting the amplifier making the impedance matching between the amplifier and the load. The THD measured in the output is approximately 0,3197% on nominal power. From equalization and frequency response view, it is possible to control bass and treble of the audio signal. Conveniently, the system shows plane frequency response to all audible band when the tone control is operating in a way that does not compensate at any frequency band.

(8)

–

Figura 1 Microfone Din ˆamico . . . 17 –

Figura 2 Microfone Condensador . . . 18 –

Figura 3 Phantom Power . . . 19 –

Figura 4 Configurac¸ ˜oes dos TBJ . . . 21 –

Figura 5 Curvas Caracter´ısticas EC . . . 23 –

Figura 6 Amplificac¸ ˜ao CA . . . 25 –

Figura 7 Reta de Carga CA . . . 26 –

Figura 8 Topologias de amplificadores de pequenos sinais . . . 28 –

Figura 9 Modelo re . . . 29 –

Figura 10 Quadripolo que representa o amplificador . . . 30 –

Figura 11 Amplificadores em Cascata . . . 31 –

Figura 12 Amplificador Operacional em Baixas Frequ ˆencias . . . 32 –

Figura 13 Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 32 –

Figura 14 Circuito Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 33 –

Figura 15 Est ´agio Classe A . . . 34 –

Figura 16 Est ´agio Classe B . . . 35 –

Figura 17 Est ´agio Classe AB . . . 36 –

Figura 18 Amplificador Classe D . . . 37 –

Figura 19 Resposta em Frequ ˆencia . . . 38 –

Figura 20 Efeito de Miller . . . 39 –

Figura 21 Curva de Resposta em Frequ ˆencia . . . 40 –

Figura 22 Filtros Anal ´ogicos . . . 41 –

Figura 23 Filtros Anal ´ogicos Passivos Modificados . . . 41 –

Figura 24 Filtros Anal ´ogicos Ativos Modificados . . . 42 –

Figura 25 Diagrama do Equipamento Desenvolvido . . . 43 –

Figura 26 Sistemas Balanceados e Desbalanceados . . . 45 –

Figura 27 Misturador de ´Audio . . . 45 –

Figura 28 Resposta em Frequ ˆencia de um Controle de Tom . . . 46 –

Figura 29 Phantom Power . . . 49 –

Figura 30 Tens ˜ao de sa´ıda do regulador . . . 50 –

Figura 31 Tens ˜ao de sa´ıda do regulador . . . 51 –

Figura 32 Tens ˜ao de sa´ıda experimental do regulador . . . 52 –

Figura 33 Ondulaç ão de tens ão . . . 52 –

Figura 34 FFT do Phantom Power . . . 53 –

Figura 35 Conex ˜ao do INA114AP . . . 54 –

Figura 36 Controle de Tom . . . 56 –

Figura 37 Controle de Graves . . . 56 –

Figura 38 Frequ ˆencias de Corte dos Graves . . . 58 –

Figura 39 Controle de Agudos . . . 59 –

Figura 40 Frequ ˆencias de Corte dos Agudos . . . 61 –

Figura 41 Resposta em Frequ ˆencia Flat . . . 62 –

Figura 42 Simulaç ão das Frequ ências de Corte dos Graves . . . 63 –

Figura 43 Simulaç ão da Resposta em Frequ ência dos Graves . . . 63 –

Figura 44 Resposta em Frequ ˆencia Flat . . . 64 –

(9)

–

Figura 48 Misturador de ´audio Mixer . . . 67 –

Figura 49 Est ´agio de Sa´ıda Classe A . . . 68 –

Figura 50 Est ´agio de Sa´ıda Equivalente CA . . . 69 –

Figura 51 Seguidor de emissor . . . 72 –

Figura 52 Seguidor de emissor equivalente CA . . . 73 –

Figura 53 Polarizac¸ ˜ao de emissor sem desvio . . . 74 –

Figura 54 Polarizac¸ ˜ao de emissor sem desvio equivalente CA . . . 75 –

Figura 55 Amplificador classe A projetado . . . 77 –

Figura 56 Sinais de entrada e sa´ıda simulados . . . 78 –

Figura 57 Corrente quiescente e corrente total de emissor simuladas . . . 78

–

Figura 58 Pot ˆencia na carga . . . 79 –

Figura 59 Sinais balanceados de entrada . . . 79 –

Figura 60 Tens ˜oes de entrada e sa´ıda do amplificador . . . 80 –

Figura 61 Corrente instant ˆanea total de emissor . . . 81 –

Figura 62 Tens ˜ao de sa´ıda do amplificador sem carga . . . 81 –

Figura 63 FFT do sinal de sa´ıda do amplificador . . . 82 –

Figura 64 Resposta em frequ ˆencia do amplificador . . . 83 –

(10)

Amp-Op Amplificador Operacional

CA Corrente Alternada

CC Corrente Cont´ınua

CI Circuito Integrado

FFT Fast Fourier Transform

S/N Signal/Noise

TBJ Transistor Bipolar de Junc¸ ˜ao

(11)

1 INTRODUÇ ÃO . . . 13 1.1 APRESENTAÇ ÃO DO TEMA . . . 13 1.2 MOTIVAÇ ÃO DO TRABALHO . . . 14 1.3 OBJETIVOS E METAS . . . 15 1.3.1 Objetivos Gerais . . . 15 1.3.2 Objetivos Espec´ıficos . . . 15 2 FUNDAMENTAÇ ÃO TE ÓRICA . . . 16 2.1 MICROFONES . . . 16

2.1.1 Microfone Din ˆamico . . . 16

2.1.2 Microfone Condensador . . . 17

2.2 PHANTOM POWER . . . 18

2.3 TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNC¸ ˜AO . . . 19

2.3.1 O Transistor como Amplificador . . . 21

2.3.1.1 A Reta de Carga CC . . . 23

2.3.1.2 A reta de carga CA . . . 24

2.3.2 Efeito da Temperatura . . . 26

2.3.3 Limites de Operac¸ ˜ao . . . 27

2.3.4 Topologias Convencionais de Amplificadores . . . 27

2.4 AMPLIFICADOR DE PEQUENOS SINAIS . . . 28

2.4.1 Amplificador em cascata . . . 31

2.5 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS . . . 31

2.5.1 Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 32

2.6 AMPLIFICADORES DE POT ˆENCIA . . . 33

2.6.1 Classe A . . . 34

2.6.2 Classe B . . . 35

2.6.3 Classe AB . . . 36

2.6.4 Classe D . . . 37

2.7 RESPOSTA EM FREQU ˆENCIA . . . 37

2.7.1 Efeito de Miller . . . 39

2.8 FILTROS ANAL ´OGICOS . . . 40

2.9 O SISTEMA DESENVOLVIDO . . . 42

2.10NOÇ ÕES DE SISTEMAS DE ÁUDIO . . . 43

2.10.1N´ıveis de Operaç ão de Sistema de Áudio . . . 44

2.10.2Circuitos Balanceados e Desbalanceados . . . 44

2.10.3Misturador de Áudio . . . 45 2.10.4Controle de Tom . . . 46 3 PROJETO E RESULTADOS . . . 48 3.1 PHANTOM POWER . . . 48 3.1.1 Simulaç ão . . . 50 3.1.2 Resultados Experimentais . . . 51 3.2 INSTRUMENTAÇ ÃO . . . 54 3.3 CONTROLE DE TOM . . . 55 3.3.1 Simulaç ões . . . 61 3.3.2 Resultados Experimentais . . . 65

(12)

3.5.2 Buffer . . . 71

3.5.3 Est ´agio de Ganho de Tens ˜ao . . . 74

3.5.4 Simulac¸ ˜oes . . . 77

3.5.5 Resultados experimentais . . . 79

4 CONCLUS ˜OES . . . 85

REFER ˆENCIAS . . . 87

Ap êndice A -- DEFINIÇ ÕES IMPORTANTES . . . 89

A.0.1 O Decibel . . . 89

A.0.2 Relac¸ ˜ao Sinal/Ru´ıdo . . . 89

A.0.3 Sensibilidade . . . 90

A.0.4 THD . . . 90

(13)

1 INTRODUC¸ ˜AO

Os amplificadores de áudio est ão cada vez mais presentes no dia-a-dia da populaç ão. Para a reproduç ão de instrumentos musicas em grandes shows de m úsica, nos alto-falantes do autom óvel ou at é mesmo em fones de ouvido, s ão necess ários amplificadores de áudio. Esses equipamentos eletr ônicos t êm a funç ão de elevar a pot ência de sinais el étricos convertidos de fontes sonoras e assim possibilitar a reproduç ão dos sons em alto-falantes.

Atualmente, a busca por comodidade, praticidade e m áximo aproveitamento de tempo dispon´ıvel s ão quesitos cada vez mais atraentes aos olhos de quem est á à procura de um produto. Cada vez mais est á presente a busca por sistemas mais compactos, que disponham de funç ões convenientes ao usu ário e que proporcionem boa qualidade.

Em aplicaç ões de áudio profissional, existe a crescente preocupaç ão com a subjetividade na qual o apresentador/m úsico interpreta os sons. Nesse contexto, o presente trabalho tem o intuito de satisfazer as necessidades de equalizaç ão e adequaç ão de sinais de áudio originados de um microfone condensador de modo a possibilitar sua reproduç ão em fones de ouvido profissionais visando o monitoramento de palco 1 individual.

1.1 APRESENTAC¸ ˜AO DO TEMA

As particularidades encontradas em cada classe de operaç ão dos amplificadores de pot ência proporcionam melhor aproveitamento em determinadas

situaç ões. Teoricamente, os amplificadores de pot ência classe A, se projetados

adequadamente, s ˜ao os que apresentam melhor caracter´ıstica de linearidade de ganho, ou seja, ´e a classe que apresenta menor desvio no sinal de sa´ıda

em relac¸ ˜ao ao sinal de entrada. Em contrapartida, os amplificadores classe A

proporcionam rendimentos relativamente baixos quando comparados `as demais

1_{Monitoramento de palco ´e um termo t ´ecnico utilizado para o controle dos sons ou instrumentos}

(14)

classes de operac¸ ˜ao (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

O fato de proporcionar baixo rendimento faz com que os amplificadores classe A sejam mais difundidos em aplicaç ões de baixa pot ência. As situaç ões favor áveis à amplificadores classe A s ão as que almejam fidelidade no sinal de sa´ıda, tornando irrelevante a pot ência dissipada no circuito de amplificaç ão (BORTONI, 2002). Uma dessas aplicaç ões pode ser o monitoramento de palco com a utilizaç ão de fones de ouvido para reproduzir sons convertidos pelos microfones, instrumentos musicais ou outros sinais de áudio.

Caso o microfone utilizado seja um microfone condensador, existe a necessidade de uma fonte CC para realizar a polarizaç ão do circuito interno do dispositivo, conhecida como Phantom Power. A finalidade do microfone condensador é converter os sons em sinais el étricos, bem como os demais tipos de microfones. O circuito interno do microfone é composto por um capacitor vari ável que converte as ondas sonoras incidentes em sinais el étricos. Tal convers ão é poss´ıvel a partir das variaç ões de capacit ância originadas pelas oscilaç ões de press ão de ar geradas pelas fontes sonoras. Desse modo, é poss´ıvel processar os sinais el étricos por meio de equalizadores, al ém de amplifica-los para serem entregues aos alto-falantes dos fones de ouvido (DAVIS; PATRONIS; BROWN, 2013). O presente trabalho ir á expor com maiores detalhes o funcionamento e projeto das etapas citadas acima.

1.2 MOTIVAC¸ ˜AO DO TRABALHO

Muitas vezes shows ou eventos (como palestras, apresentaç ões de teatro, etc.) demandam sistemas de áudio de pot ência elevada para atender ao p úblico e sistemas de monitoramento para atender ao apresentador/m úsico, atuando de

modo independente. Esse fato torna conveniente utilizar fones de ouvido para

que o apresentador/m úsico ouça a pr ópria voz ou instrumento musical de maneira adequada.

Em busca de qualidade elevada, algumas vezes s ˜ao utilizados microfones

condensadores para captar a voz ou instrumento musical. Ent ˜ao, o sistema de

monitoramento utilizando fones de ouvido, demanda de uma fonte Phantom Power e um pr é-amplificador, geralmente integrado por um sistema de equalizaç ão pr óprio. Apesar de tais necessidades, n ão foi encontrado um equipamento industrial que possua uma fonte Phantom Power, um pr é-amplificador e um equalizador para utilizaç ão individual integrados durante a revis ão bibliogr áfica. Esse fato eleva o custo para aquisiç ão do sistema, pois faz-se necess ário adquirir dois equipamentos para executar funç ões complementares.

(15)

O presente trabalho apresenta um sistema de áudio compacto que implementa de forma integrada uma fonte Phantom Power com o pr é-amplificador e equalizador. Dessa forma é poss´ıvel conceber um sistema port átil, com menor n úmero de condutores externos necess ários para interligar e alimentar eletricamente os circuitos, al ém de demandar menor tempo para ser instalado.

1.3 OBJETIVOS E METAS

1.3.1 OBJETIVOS GERAIS

O objetivo geral deste trabalho é projetar e implementar um amplificador de áudio classe A e um equalizador, integrados a uma fonte CC (Phantom Power), para adequar sinais originados de um microfone condensador e satisfazer as especificaç ões de um fone de ouvido.

1.3.2 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS

O desenvolvimento do trabalho tem por finalidade atender os seguintes objetivos:

• Analisar e compreender o princ´ıpio de funcionamento do microfone

condensador;

• Fazer a revis ão bibliogr áfica das topologias de amplificador de pot ência classe A e de filtros anal ógicos;

• Projetar e simular um amplificador classe A para fornecer a pot ência necess ária e o casamento de imped ância entre o dispositivo e a carga (fones de ouvido) pr é-determinada;

• Projetar e simular filtros para equalizar o sinal entregue `a carga;

• Simular e Implementar uma fonte CC (Phantom Power) anexada ao amplificador; • Fazer a implementaç ão das etapas projetadas ap ós as respectivas simulaç ões; • Analisar e comparar os resultados obtidos.

(16)

2 FUNDAMENTAÇ ÃO TE ÓRICA

2.1 MICROFONES

As fontes sonoras s ão objetos, aç ões ou qualquer outro conjunto de

ru´ıdos capazes de originar oscilaç ões de press ão de ar. As variaç ões de

press ão movimentam as mol éculas que comp õem o ar, formando ondas mec ânicas longitudinais com regi ões de compress ão e rarefaç ão, produzindo os sons (SILVA; YEHIA, 2009).

Os dispositivos encarregados de converter um sinal de uma forma f´ısica em outra s ão conhecidos como transdutores (BRUSAMARELLO, 2009). Um transdutor em particular é o microfone, capaz de converter, proporcionalmente, as ondas mec ânicas dos sons em est´ımulos el étricos ou sinais de áudio (BALLOU, 2008).

Existem tipos variados de microfones e podem apresentar princ´ıpios de funcionamento diferentes com caracter´ısticas adequadas para determinadas situaç ões. Entre os tipos de microfones mais utilizados no meio musical est ão os microfones din âmicos e os microfones condensadores (ou capacitivos), subdivididos de acordo com suas especificidades funcionais, qualidade de captaç ão e aspectos construtivos (SPADA, 2017).

2.1.1 MICROFONE DIN ˆAMICO

O microfone din âmico costuma apresentar menor sensibilidade quando comparado ao microfone condensador. Em contrapartida, é mais robusto, de f ácil fabricaç ão e, geralmente, ostenta menor custo. Outro ponto positivo dos microfones din âmicos é a boa qualidade de captaç ão de som, inferior ao microfone condensador, por ém satisfat ória em v árias aplicaç ões. Al ém disso, devido a sua caracter´ıstica de sensibilidade, os microfones din âmicos captam com fidelidade apenas sons originados de fontes sonoras pr óximas a ele (SPADA, 2017).

O princ´ıpio de funcionamento do microfone din âmico é baseado na Lei de Faraday de induç ão eletromagn ética e é constitu´ıdo, basicamente, por um im ã

(17)

permanente, um diafragma m óvel, uma bobina m óvel e um material ferromagn ético por onde percorre o fluxo magn ético (CROWGURST, 1959), conforme ilustra a Figura 1. N S + -+ -Fonte sonora Pressão negativa Pressão positiva Parte do Pólo Bobina Geradora de Tensão Imã Permanente Material Absorvente Acústico Saída de Tensão da Bobina Caminho de Fluxo Magnético Diafragma Móvel Ação da Pressão do Diafragma

Figura 1: Microfone Din ˆamico. Fonte: Adaptado de (SPADA, 2017).

O im ã permanente é encarregado de produzir um campo magn ético fixo no qual a bobina m óvel é submetida. A bobina m óvel est á fisicamente conectada ao diafragma m óvel, desse modo, ao incidir no diafragma, as ondas de press ão geradas pela fonte sonora fazem com que o conjunto diafragma-bobina se movimente dentro do campo magn ético fornecido pelo im ã. O material ferromagn ético forma um circuito magn ético que comp õe o sistema, assim o movimento da bobina dentro do campo

magn ético induz tens ão em seus terminais. A tens ão induzida nos terminais da

bobina reproduz proporcionalmente a onda de som que incide no diafragma m ´ovel do microfone (CROWGURST, 1959).

2.1.2 MICROFONE CONDENSADOR

Quando comparados aos microfones din ˆamicos, os microfones

condensadores ou capacitivos costumam apresentar menor resist ência mec ânica, maior custo e melhor qualidade de captaç ão de som. Os microfones condensadores, geralmente, s ão mais sens´ıveis que os din âmicos, fato que acarreta tanto em pontos positivos quanto negativos, dependendo de sua aplicaç ão. A maior sensibilidade faz com que os sinais de áudio convertidos pelo microfone sejam mais fi éis ao som emitido pela fonte sonora. Por ém, essa caracter´ıstica proporciona a captaç ão de sons gerados à distancias superiores, podendo originar sinais de áudio indesejados(SPADA, 2017).

(18)

Devido a sua sensibilidade, os microfones condensadores s ão ideias quando utilizados em ambientes acusticamente isolados. Todavia, a utilizaç ão dos microfones condensadores tamb ém pode ser satisfat ória em ambientes mais ruidosos, desde que a caracter´ıstica de sensibilidade favoreça a fidelidade de som ao inv és da captaç ão de sons indesejados (SPADA, 2017).

O princ´ıpio de funcionamento do microfone condensador é baseado na eletrost ática e é constitu´ıdo, basicamente, por um diafragma m óvel e uma placa paralela fixa que formam um capacitor vari ável (CROWGURST, 1959), conforme ilustra a Figura 2. Diafragma Móvel Ação da Pressão do Diafragma Mudança de Capacitância

Placa Paralela Fixa Isolador Tensão de Saída Tensão de Polarização E R Pressão Negativa Pressão Positiva Fonte Sonora + -+ -+

-Figura 2: Microfone Condensador. Fonte: Adaptado de (SPADA, 2017).

Ao incidir no diafragma m óvel, posicionado paralelamente a placa fixa, as variaç ões de press ão dos sons proporcionam variaç ões de capacit ância entre o diafragma e a placa. Para atingir o objetivo de converter as variaç ões de press ão dos sons em sinais el étricos a partir da variaç ão de capacit ância, é necess ário a exist ência de uma fonte CC e uma resist ência R conectadas ao circuito para polarizar o capacitor e limitar a corrente el étrica. A fonte CC de polarizaç ão pode ser interna ou externa ao microfone. As fontes internas, geralmente, s ão pilhas ou baterias que podem ser substitu´ıdas. Caso o microfone n ão disponha de sistema interno, a polarizaç ão pode ser realizada com a utilizaç ão de uma fonte externa, conhecida como Phantom Power (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

2.2 PHANTOM POWER

O Phantom Power é uma fonte CC respons ável pela polarizaç ão de

microfones condensadores ou equipamentos que necessitem desse tipo de

alimentaç ão el étrica para operar adequadamente. Uma vez que o objetivo do

(19)

de capacit ância, variaç ões de tens ão da fonte CC de polarizaç ão podem proporcionar sinais de áudio indesejados. Se a capacit ância entre o diafragma e a placa paralela permanecer fixa, o microfone n ão est á captando ondas sonoras e, idealmente, n ão deve existir corrente el étrica fluindo no circuito interno do microfone de modo a n ão originar sinais de áudio (RUMSEY; MCCORMICK, 2009). A Figura 3 ilustra o diagrama de um Phantom Power. Alimen tação CA Retificado r + Filtr o Capacitor de Acopla me nto Regula dor

Figura 3: Phantom Power. Fonte: Autoria Pr ´opria.

A fonte Phantom Power recebe esse nome pelo fato de ser composta por capacitores de acoplamento s érie que atenuam o offset de tens ão em seus terminais de sa´ıda. Assim, o Phantom Power deve apresentar tens ão fixa em seus terminais de entrada ao passo que, em seus terminais de sa´ıda, a tens ão seja pr óxima de 0 V na aus ência de variaç ão de capacit ância do microfone condensador (CROWGURST, 1959).

2.3 TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNC¸ ˜AO

O transistor bipolar de junç ão é um dispositivo semicondutor composto por tr ês camadas de materiais semicondutores. Os materiais semicondutores s ão dopados, formando regi ões com cargas negativas (n) e positivas (p). Internamente, o transistor bipolar de junç ão (TBJ) consiste em uma camada de material do tipo n alocada entre dois materiais do tipo p ou uma camada de material do tipo p entre duas do tipo n (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

As camadas descritas acima constituem transistores dos tipos PNP e NPN, respectivamente, que apresentam tr ês terminais denominados de base, coletor e emissor. Considerando o um transistor NPN na regi ão ativa, em junç ões do tipo p-n polarizadas diretamente, a concentraç ão de el étrons np(0) é exponencialmente proporcional a sua concentraç ão em equil´ıbrio t érmico na base np0 (FERREIRA, 1998). Sengundo Sedra e Smith (2005), a junç ão faz com que os portadores de carga p e n em excesso em ambos os lados da junç ão se neutralizem atrav és do processo de difus ão, criando uma corrente conhecida como corrente de difus ão In,

(20)

In = AEqDnnp(0)_W . (1) A corrente de difus ˜ao pode ser aproximada `a corrente de coletor, assim,

|In| = |iC| = ISeVBE/VT . (2)

Em que IS é uma constante chamada corrente saturação equacionada por

IS = AEqDnnp0_W , (3)

Sabendo-se que:

• eVBE /VT é a relaç ão entre np(0) e np0;

• AE é a área da sessão de corte da junção emissor-base; • q é o valor da carga do el étron;

• Dn é a constante de difus ão dos el étrons na base; • W é a largura efetiva da base;

• VT é a tensão térmica;

• VBE ´e a tens˜ao base-emissor.

A corrente de base possui duas componentes. Uma delas, iB1, pode ser obtida de maneira an áloga à corrente de coletor, analisando o fluxo de carga da base para o emissor. A segunda componente tem relaç ão com o circuito externo e resulta em

iB2 = Qn

Tb, (4)

em que:

• Qn ´e a carga de el ´etrons;

• Tb ´e o tempo de vida dos el´etrons na base (para o TBJ NPN).

Assim, ´e possivel relacionar a corrente de base iB com a corrente de coletor iC por uma quantidade β = iC/iB, chamada de ganho de corrente de emissor comum (SEDRA; SMITH, 2005).

(21)

2.3.1 O TRANSISTOR COMO AMPLIFICADOR

As configuraç ões as quais os transistores s ão conectados a um circuito apresentam tr ês terminologias: base comum, coletor comum e emissor comum. Recebem essa nomenclatura pelo fato de um de seus terminais ser comum tanto a entrada quanto a sa´ıda da configuraç ão (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

A Figura 4 apresenta a representaç ão simb ólica dos transistores NPN e PNP, al ém das correntes e tens ões em seus terminais.

IB IC IE VC VB VE IB IE IC VE VC VB IC IE IB VE VC VB IB IE IC VB VC VE IB IE IC VC VE VB IE IC IB VE VC VB (a) (c) (d) (b) (f) (e)

Figura 4: Configurac¸ ˜oes dos TBJ: (a) NPN em base comum; (b) NPN em emissor comum; (c) NPN em coletor comum; (d) PNP em base comum; (e) PNP em emissor comum; (f) PNP em coletor comum.

Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Independentemente da configurac¸ ˜ao adotada, aplicando a Lei de Kirchhoff,

IE = IB + IC. (5)

Aplicando a Lei de Kirchoff das tens ˜oes para os transistores NPN e PNP, respectivamente, temos que

(22)

e

VEC = VBC +VEB, (7)

em que:

• VCE é a tensão entre coletor e emissor do TBJ NPN (análogo para o PNP); • VCB é a tensão entre coletor e base do TBJ NPN (análogo para o PNP); • VBE é a tensão entre base e emissor do TBJ NPN (análogo para o PNP); • IB é a corrente de base;

• IE ´e a corrente de emissor; • IC ´e a corrente de coletor.

Caso o ponto de operaç ão esteja alocado na regi ão ativa, tamb ém conhecida como regi ão linear do transistor, é poss´ıvel relacionar a corrente quiescente de coletor (IC ou ICQ) com a corrente quiescente de emissor (IE ou IEQ) por uma quantidade α, chamada de ganho de corrente em base comum (SEDRA; SMITH, 2005), em que

α = IC

IE. (8)

Substituindo a equac¸ ˜ao 5 em 8, torna-se poss´ıvel definir a proporcionalidade β que relaciona IB com IC:

β = α

(1 − α) =

IC

IB. (9)

Devido `as caracter´ısticas construtivas dos transistores, a corrente de base ´e consideravelmente menor que as correntes de coletor e emissor. Desse modo, a constante de proporcionalidade α assume valores entre 0,90 e 0,998, enquanto β pode assumir valores relativamente elevados, tipicamente entre 50 e 900 (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

As equaç ões 8 e 9 s ão v álidas se o ponto de operaç ão CC (ponto de operaç ão fixado pelo circuito de polarizaç ão) estiver situado na regi ão ativa do transistor. Nesse caso, analisando as equaç ões 4 e 5, nota-se que as correntes s ão relacionadas por constantes de proporcionalidade, ou seja, as correntes e tens ões dos transistores podem ser amplificadas quando o TBJ for polarizado de maneira adequada. (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

(23)

Para que o ponto de operaç ão esteja alocado na regi ão ativa e o transistor opere adequadamente como um dispositivo amplificador, o circuito de polarizaç ão deve proporcionar a polarizaç ão direta da junç ão base-emissor e reversa da junç ão

base-coletor. Al ém disso, os circuitos de polarizaç ão devem fixar as correntes

quiescentes do transistor, pois tais correntes t êm influ ência em par âmetros como a resist ência din âmica da junç ão base-emissor e ganhos de tens ão e corrente do amplificador (RAZAVI, 2010).

2.3.1.1 A RETA DE CARGA CC

A reta de carga CC ´e um lugar geom ´etrico que mostra todos os poss´ıveis

pontos de operaç ão de um transistor. É poss´ıvel obter a reta de carga CC para as

diferentes configuraç ões de polarizaç ão dos transistores de forma an áloga. Uma

vez que o circuito de polarizaç ão é conectado ao transistor, pode-se calcular ou aferir as tens ões e correntes quiescentes que estabelecem um ponto fixo nas curvas caracter´ısticas do transistor (MALVINO, 1995).

Segundo Millman e Halkias (1981a), a maioria dos circuitos transistorizados

apresentam a configuraç ão emissor comum. Ent ão, a Figura 5 ilustra as

caracter´ısticas de entrada, sa´ıda, regi ão de corte, regi ão de saturaç ão e regi ão ativa, bem como a reta de carga de um circuito que utiliza o emissor como terminal comum.

VCE IB2 IB3 IB4 IB5 IB1 ICsat VCEcorte ICQ VCEQ Q

Figura 5: Curvas Caracter´ısticas em Emissor Comum: (a) entrada; (b) sa´ıda. Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Analisando as curvas caracter´ısticas de sa´ıda da Figura 5, é poss´ıvel notar que existem pontos nos quais a reta de carga intercepta a curva IB = 0. Nesse ponto a corrente de base é zero e a corrente de coletor é a corrente de saturaç ão reversa do diodo (ICO), levando o transistor à região de corte. Na extremidade superior da reta de carga encontra-se o ponto no qual a corrente de coletor é m áxima, assim o transistor est á na regi ão de saturaç ão e VCE = VCEsat (WENDLING, 2009). Segundo Boylestad e Nashelsky (2004), o ponto de operaç ão Q é um ponto fixo na reta de carga, sendo

(24)

que as tens ões e correntes quiescentes fornecidas pelo circuito de polarizaç ão devem aloca-lo na regi ão ativa para que o amplificador opere de maneira adequada.

2.3.1.2 A RETA DE CARGA CA

A partir da polarizaç ão CC do transistor, pode-se aplicar um sinais alternado na entrada do circuito, possibilitando a amplificaç ão CA. Para acoplar o sinal CA ao transistor, pode-se conectar capacitores de acoplamento ao circuito. Ao conectar um capacitor em derivaç ão à entrada ou sa´ıda do circuito, as correntes quiescentes geradas pela fonte de alimentaç ão fixa interpretam os capacitores como um circuito aberto, pois a reat ância de um capacitor à frequ ência zero é infinita (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Por outro lado, é necess ário que as reat âncias sejam suficientemente pequenas para que o sinal CA passe livremente pelos capacitores e, ainda assim, bloqueie as tens ões e correntes CC. A utilizaç ão adequada dos capacitores de acoplamento permite conectar a sa´ıda de um circuito amplificador à entrada de outro, evitando que as grandezas quiescentes de um deles interfira no seguinte (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

No subt ´opico anterior definiu-se um par ˆametro β ou βcc que relaciona a corrente quiescente de coletor com a corrente quiescente de base considerando o

transistor em emissor comum e operando na regi ˜ao ativa. Segundo Boylestad e

Nashelsky (2004), ao aplicar um sinal alternado ao transistor, tamb ém é poss´ıvel definir uma relaç ão de ganho entre o incremento das correntes de coletor e base variando entorno do ponto quiescente Q. O ganho incremental ou ganho para pequenos sinais βca (ou h f e) pode apresentar valores diferentes de βcc e é definido como βca = ∆iC ∆iB VCE=constante . (10)

Ap ós a definiç ão de βca e assumindo que, segundo Millman e Halkias (1981a), as equaç ões 5, 6 e 7 s ão v álidas para as grandezas CA de um transistor na regi ão ativa, al ém de que o circuito de polarizaç ão e a carga (se houver) s ão conhecidas, é poss´ıvel traçar a reta de carga CA.

Antes de prosseguir com este subcap´ıtulo, é importante observar a notaç ão das grandezas que ser ão apresentadas a seguir:

(25)

• ´ındice mai ´usculo e sub´ındice mai ´usculo: valor quiescente;

• ´ındice min úsculo e sub´ındice min úsculo: valor instant âneo da componente CA.

A Figura 6 ilustra o efeito de amplificaç ão βca e a notaç ão citada acima.

ΔiB iB iC ΔiC 0 ic iC IC 0 iB IB ib

Figura 6: Amplificac¸ ˜ao CA.

Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Considerando as fontes de tens ão CC com 0 V entre seus terminais e os capacitores de acoplamento como curto-circuitos, al ém de tornar as fontes de corrente CC circuitos abertos, obt ém-se o circuito CA. A configuraç ão do transistor em emissor comum possibilita adquirir uma express ão matem ática que relaciona as grandezas de sa´ıda vce com ic, na forma de y = ax +b. As variaç ões das componentes CA do circuito est ão submetidas aos respectivos valores quiescentes (ARMANDO; JR, 2013). Assim,

ic = iC − IC = ∆iC, (11)

ib = iB − IB = ∆iB, (12)

vce = vCE −VCE = ∆vCE (13)

e

vbe = vBE −VBE = ∆vBE. (14)

Da combinaç ão das equaç ões (11) e (13) com a express ão que relaciona vce com ic, obt ém-se a relaç ão entre as grandezas totais de sa´ıda do amplificador, na forma de iC = C · (vCE +VCE) + IC, em que C representa a condutância equivalente vista pelos terminais do coletor e do emissor. Desse modo, é poss´ıvel obter reta de carga CA de maneira an áloga a reta de carga CC (ARMANDO; JR, 2013).

A reta de carga CA ´e representada na Figura 7, bem como as tens ˜oes e correntes entorno do ponto quiescente.

(26)

vCE iB vBE (a) IB2 IB3 IB4 IB5 IB1 VCEcorte VCEQ Q

Figura 7: Curvas Caracter´ısticas em Emissor Comum: (a) entrada; (b) sa´ıda. Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

A Figura 7 mostra que a amplitude das correntes e tens ões amplificadas pelo transistor s ão limitadas pelas respectivas tens ões e correntes de corte e saturaç ão

instant ˆaneas totais. Se o sinal na sa´ıda do transistor tender a ultrapassar as

extremidades da reta de carga CA, podem ocorrer distorç ões das correntes e/ou tens ões amplificadas. Al ém disso, existe a possibilidade de distorç ão assim étrica de um dos picos do sinal em virtude de mal posicionamento do ponto quiescente do transistor (MALVINO, 1995).

2.3.2 EFEITO DA TEMPERATURA

Segundo Millman e Halkias (1981a), pode-se considerar o transistor constitu´ıdo por dois diodos posicionados em oposiç ão, um entre a junç ão base-coletor e outro entre a junç ão base-emissor. Supondo que o emissor esteja sob condiç ões de circuito aberto (IE = 0), enquanto que a junção coletor apresente polarização reversa, a corrente de coletor IC deve ser igual a corrente de saturação reversa (ICO) do diodo, devido ao movimento dos el étrons entre as regi ões p e n. Em condiç ões n ão idealizadas, a corrente de coletor IC apresenta dependência da corrente de saturação reversa ICO, além da corrente de base IB.

A corrente de saturaç ão reversa (al ém de _{VBE e β ) aumenta}

consideravelmente com o aumento de temperatura. Esse fato pode ocasionar

dificuldades pr áticas ou instabilidade do circuito f´ısico utilizando transistor. O aumento de IC proporciona aumento de temperatura na junção do coletor, por consequência, aumento de corrente reversa ICO e assim eleva a corrente de coletor IC. É poss´ıvel essa sequ ência de eventos produza uma reaç ão em cadeia e danifique o transistor. Outro problema a se considerar é a instabilidade do ponto quiescente. Considerando IB constante, o aumento de ICO com a temperatura, eleva a corrente IC e desloca o

(27)

ponto quiescente para cima. Desse modo, é poss´ıvel que o transistor passe a operar na regi ão de saturaç ão, mesmo se projetado para operar na regi ão ativa (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

2.3.3 LIMITES DE OPERAC¸ ˜AO

Segundo Boylestad e Nashelsky (2004), para cada transistor existem limites de operaç ão que proporcionam m´ınima distorç ão do sinal de sa´ıda e n ão cause danos ao dispositivo. Estes limites de operaç ão s ão definidos na folha de dados (datasheet) disponibilizada pelo fabricante. Entre os principais par âmetros fornecidos est ão a corrente m áxima de coletor (ICmax), a tensão máxima de coletor-emissor (VCEmax) e a m áxima pot ência dissipada (PCmax). Outros dois parâmetros importantes são a tens ão m´ınima entre coletor e emissor (VCEsat) e corrente m´ınima (ICEO) para que o transistor funcione fora da regi ão de saturaç ão e corte. O funcionamento adequado do transistor deve respeitar as seguintes limitaç ões:

ICEO ≤ IC ≤ ICmax, (15)

VCEsat ≤ VCE ≤ VCEmax, (16)

VCEIC ≤ PCmax. (17)

O transistor tamb ém apresenta limites de amplificaç ão em funç ão da frequ ência do sinal de entrada (resposta em frequ ência), ganho de corrente cont´ınua (βcc), ganho de corrente para pequenos sinais (βca), resist ência entre coletor e emissor (ro) e limite de temperatura do dispositivo.

2.3.4 TOPOLOGIAS CONVENCIONAIS DE AMPLIFICADORES

Os amplificadores de pequenos sinais t êm como funç ões principais proporcionar a manipulaç ão de ganhos de tens ão e corrente, al ém de adequar imped âncias entre dois ou mais sistemas. Cada topologia de amplificador apresenta par âmetros vari áveis de acordo com o dispositivo ativo utilizado e sua polarizaç ão (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004), conforme ilustra a Figura 8.

(28)

Vcc Vcc Vcc Vcc Vcc Polarização fixa

Polarização por divisor de tensão

Polarização com emissor sem desvio

Seguidor de emissor Base-comum Realimentação do coletor Zi média (1 K) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (100) Zi média (1 K) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (50) Zi alta (100 K) Zo média (2 K) Av baixo (-5) Ai alto (50) Zi alta (100 K) Zo baixa (20 ) Av baixo (1) Ai alto (-50) Zi média (1 K) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (50) Zi baixa (20 ) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (50)

Figura 8: Topologias de amplificadores de pequenos sinais. Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

´

E pertinente afirmar que os amplificadores ilustrados Figura 8 transmitem 360o do sinal senoidal de entrada em sua sa´ıda, operando em classe A

(se devidamente projetados). A definiç ão de operaç ão e funcionamento dos

amplificadores classe A s ˜ao descritas no Cap´ıtulo 2.6

2.4 AMPLIFICADOR DE PEQUENOS SINAIS

A an álise de pequenos sinais consiste em reproduzir de forma aproximada as condiç ões reais de operaç ão do transistor por meio de modelos el étricos equivalentes. Um modelo que vem sendo frequentemente utilizado para estudos dos transistores aplicados à amplificaç ão de pequenos sinais é o modelo re (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

(29)

Sabe-se que as caracter´ısticas das junç ões base-emissor e base-coletor permitem representar a forma estrutural do transistor a partir de dois diodos e que a corrente ic é proporcional à corrente ib por meio de β (MILLMAN; HALKIAS, 1981a). Al ém disso, segundo Razavi (2010), para pequenas variaç ões de corrente e tens ão, o diodo sob polarizaç ão direta comporta-se como um resistor linear. Desse modo, o transistor pode ser representado em sua forma equivalente, conforme a Figura 9.

B C E ib ie B C E ib ie re ib ib (a) (b)

Figura 9: Modelo CA do transistor. Fonte: Adaptado de (SEDRA; SMITH, 2005).

A resist ˆencia do diodo,

re =VT

IE , (18)

é conhecida como resist ência din âmica ou incremental. A variaç ão de re com a variaç ão de corrente pode ser desprezada no modelo para pequenos sinais, assim a resist ência din âmica do diodo considerada constante (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

Na equaç ão (18), as grandezas s ão definidas por:

• VT é a tensão térmica. Em temperatura ambiente VT aprox. 26 mV (MILLMAN; HALKIAS, 1981a);

• IE ´e a corrente quiescente que flui pelo diodo equivalente.

O modelo do transistor é uma ferramenta importante para obtenç ão de

par âmetros a serem considerados mediante fins de an álise e projeto. A an álise

do sistema equivalente CA, junto ao modelo do transistor e o respectivo circuito de polarizaç ão, possibilita obter os principais par âmetros do amplificador - imped ância de entrada Zi, Impedância de sa´ıda Zo, ganho de tensão Av e ganho de corrente Ai - que podem ser arranjados em sistemas de duas portas, ou quadripolos (SEDRA; SMITH, 2005).

(30)

A imped ˆancia de entrada ´e definida e pode ser calculada pela lei de Ohm aplicada aos terminais de entrada e, uma vez determinada, pode ser utilizada para

diferentes n´ıveis de tens ˜ao de entrada. A imped ˆancia de sa´ıda pode ser obtida

analogamente, por ém sob o ponto de vista dos terminais de sa´ıda e com o sinal de tens ão de entrada fixado em zero. Os ganhos de tens ão e corrente apontam os n´ıveis de sinal que s ão transferidos da entrada para a sa´ıda e dependem da carga (se houver) conectada aos terminais de sa´ıda (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

A Figura 10 ilustra um sistema de duas portas de um circuito amplificador de pequenos sinais em baixas frequ ˆencias.

Zi

Zo

AvNLvi RL

vi vo

Figura 10: Quadripolo que representa o amplificador. Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

Sendo ii e vi as componentes CA da corrente e da tensão nos terminais de entrada, a imped ância de entrada é definida por

Zi =vi

ii. (19)

Analogamente, a imped ˆancia de sa´ıda pode ser obtida por

Zo = vo io vi=0 . (20)

Os ganhos de tens ˜ao e corrente s ˜ao obtidos, respectivamente, por

AvNL =vo

vi (21)

e

AiNL = io

ii. (22)

O sub´ındice NL, do ingl ˆes no-load, indica que os terminais de sa´ıda do

amplificador encontram-se em aberto, ou seja, n ˜ao h ´a carga conectada. Com a

(31)

2.4.1 AMPLIFICADOR EM CASCATA

Segundo Millman e Halkias (1981a), quando deseja-se ganhos maiores do que um único amplificador é capaz de fornecer ou em situaç ões em que deseja-se adequar imped âncias, é poss´ıvel a que sa´ıda de um amplificador seja conectada a entrada de outro, constituindo um sistema em cascata, conforme a Figura 11.

Zi1 Zo1 AvNL1vi1 vi1 Zo2 AvNL2vi2 RL vo Zi2 vi2

Figura 11: Amplificadores em Cascata.

Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

A carga vista por um dos est ágios é a imped ância de entrada do est ágio seguinte, bem como o sinal de sa´ıda de um est ágio, é visto como sinal de entrada do seguinte. Assim, o ganho de tens ão Av total do sistema em cascata é definido por

Av = n

∏

i=1 Avn. (23) ´

E importante notar que se o acoplamento entre os est ágios for realizado por meio de capacitores dimensionados adequadamente, a polarizaç ão CC de um est ágio independe dos demais est ágios acoplados à ele. Caso o acoplamento seja direto, ou seja, realizado por um simples curto-circuito, a analise CC dos est ágios deve ser realizada simultaneamente (MALVINO, 1995).

2.5 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS

O amplificador operacional (Amp-Op) é um circuito integrado (CI) que configura um amplificador diferencial de tr ês terminais composto por diversos est ágios

de amplificac¸ ˜ao (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004). Segundo Millman e Halkias

(1981b), as aplicaç ões desses dispositivos s ão in úmeras, tais como: amplificadores, deslocadores de fase, somadores conversores de tens ão em corrente e filtros ativos.

Amplificadores operacionais podem ser representados na forma de

quadripolos, semelhantes à Figura 10, por ém o ganho de tens ão manifesta-se na forma de ganho de tens ão diferencial (Ad) (FRANCO, 2005). A Figura 12 ilustra o diagrama b ásico de um amplificador operacional em baixas frequ ências.

(32)

Zo Advi Zi vi vi2 vi1 vo

Figura 12: Amplificador Operacional em Baixas Frequ ˆencias.

Fonte: Adaptado de (FRANCO, 2005).

Idealmente, o ganho Ad = ∞, a impedância de entrada Zi = ∞ e a impedância de sa´ıda Zo = 0. Desse modo, a amplitude da tens ão de sa´ıda vo independe da carga, bem como a amplitude do sinal de entrada vi independe da impedância de sa´ıda da fonte ou do est ágio amplificador conectado aos terminais de entrada do Amp-Op (MILLMAN; HALKIAS, 1981b).

2.5.1 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAC¸ ˜AO

Um amplificador de instrumentaç ão é um amplificador com dois terminais de entrada, que pode ser utilizado em mediç ões ou amplificaç ão de sinais com n´ıveis de tens ão muito baixos. Aplicaç ões desse tipo tornam-se poss´ıveis devido ao fato de que os amplificadores de instrumentaç ão apresentam elevada rejeiç ão de modo comum e ganhos limitados de acordo com a faixa de frequ ência do sinal de entrada (CARTER; MANCINI, 2009).

Segundo Bortoni (2002), o ru´ıdo de tens ˜ao pode manifestar-se em modo comum, ou seja, apresentar a mesma amplitude e fase em dois ou mais condutores

de um mesmo circuito. Assim, a caracter´ıstica de rejeiç ão é capaz de atenuar

consideravelmente as interfer ˆencias eletromagn ´eticas sobrepostas ao sinal, conforme ilustra a Figura 13.

Amplificador

Figura 13: Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao.

(33)

Segundo Franco (2005), um amplificador de instrumentaç ão precisa satisfazer as seguintes especificaç ões: imped ância de entrada elevada, imped ância de sa´ıda baixa, ganho preciso e est ável e rejeiç ão de modo comum elevado. Uma topologia que satisfaz as especificaç ões acima é o amplificador de instrumentaç ão com tr ês Amp-Ops, ilustrado na Figura 14.

vi2 vi1 RG R3 R3 R1 R1 R2 R2 vo

Figura 14: Circuito Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao.

Fonte: Adaptado de (FRANCO, 2005).

Equacionando-se o circuito, tem-se que

vo = R2 R1 1 +2R3 RG v1 − v2 . (24)

Para o funcionamento adequado do amplificador de instrumentaç ão, os Amp-Ops devem apresentar par âmetros praticamente id ênticos e os resistores que comp õem o circuito e ajustam o ganho devem apresentar baixa variaç ão de resist ência (FRANCO, 2005).

2.6 AMPLIFICADORES DE POT ˆENCIA

Os amplificadores de pot ência capazes de fornecer tens ão e corrente suficientemente elevadas para acionar determinadas cargas el étricas, tais como

alto-falantes (HOOD, 1999). Existem diversas topologias de amplificadores de

pot ˆencia, cada qual podendo apresentar caracter´ısticas e princ´ıpios de funcionamento

diferentes. Entre os amplificadores frequentemente utilizados em aplicac¸ ˜oes de

áudio est ão os amplificadores classe A, B, AB e D, subdivididos de acordo com o princ´ıpio de funcionamento, efici ência e fidelidade do sinal amplificado (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

(34)

2.6.1 CLASSE A

Teoricamente, o amplificador classe A apresenta a melhor caracter´ıstica de linearidade entre os amplificadores de pot ência e tem ângulo de conduç ão do elemento amplificador de 360◦, pois este opera com ponto quiescente na regi ão ativa. Em contrapartida, o amplificador classe A apresenta a pior efici ência entre as classes citadas acima. Na aus ência de sinal de entrada, a corrente a corrente drenada da fonte de alimentaç ão é a corrente quiescente que flui atrav és do transistor, culminando em baixa efici ência do amplificador (CORDELL, 2011).

A Figura 15 ilustra tr ˆes topologias de est ´agios amplificador classe A.

+Vcc -Vcc RL RB +Vcc -Vcc RL RB +Vcc -Vcc VBIAS (a) (b) (c)

Figura 15: Est ágio Classe A: (a) com par de transistores de sa´ıda; (b) alimentaç ão s érie; (c) acoplado a transformador.

Fonte: Adaptado de (CORDELL, 2011).

A efici ência é definida como a pot ência CA transferida pela fonte CC. Considerando que na aus ência de sinal de entrada a corrente drenada da fonte CC é a corrente quiescente, para as m áximas oscilaç ões de tens ão e corrente a efici ência m áxima do amplificador resulta em 25% para o amplificador com alimentaç ão s érie (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004) e, segundo Cordell (2011), 50% no caso do amplificador acoplado a transformador ou com um par de transistores de sa´ıda sob condiç ões ideias.

Devido ao baixo rendimento, muitas vezes a utilizaç ão das topologias de amplificadores classe A como amplificador para dispositivos que demandem pot ências relativamente elevadas torna-se invi ável. Geralmente, amplificadores em classe A, entre outras aplicaç ões, s ão utilizados como pr é-amplificadores de áudio, em que a pot ência requisitada pela carga do est ágio classe A é relativamente pequena, entretanto proporciona boa caracter´ıstica de fidelidade de sinal (DUNCAN, 1996).

(35)

2.6.2 CLASSE B

Diferentemente do amplificador classe A, as topologias de amplificadores classe B n ão apresentam corrente quiescente nos transistores de sa´ıda, aumentando a efici ência para at é 78,5%. Por ém o transistor de sa´ıda conduz apenas em um semiciclo do sinal de entrada, ou seja, o ciclo de operaç ão é de no m áximo 180o. Para que o sinal de sa´ıda reproduza 360◦ do sinal de entrada, é necess ário um par de transistores, cada um respons ável por conduzir meio semiciclo (180◦) do sinal de sinal de entrada. Ou seja, um dos transistores conduz durante o semiciclo positivo do sinal de entrada, enquanto o outro conduz durante o semiciclo negativo. A funç ão exercida pelo par de transistores, nesse caso, caracteriza um circuito Push-Pull (CORDELL, 2011).

A Figura 16 ilustra um est ´agio amplificador operando em classe B.

+Vcc

-Vcc

Figura 16: Est ´agio Classe B.

Durante a transiç ão entre os ciclos de operaç ão de cada transistor dos amplificadores classe B, o sinal de entrada n ão tem amplitude suficiente para polarizar o circuito, resultando em uma interrupç ão no sinal de sa´ıda. A medida que o sinal de entrada reduz, a distorç ão do sinal torna-se mais percept´ıvel. Esta interrupç ão é chamada de distorç ão de crossover, ou cruzamento por zero, e causa distorç ão no sinal de sa´ıda do amplificador (SELF, 2002) .

(36)

2.6.3 CLASSE AB

A principal desvantagem do amplificador em classe B é a distorç ão por efeito crossover, que pode ser minimizado a partir da polarizaç ão dos transistores em uma regi ão um pouco acima do corte. Existem m étodos variados de proporcionar tal polarizaç ão corrente de polarizaç ão, de modo a configurar a operaç ão do amplificador na classe AB. Esses amplificadores apresentam algumas vantagens tanto do amplificador classe A quanto do classe B, pois possibilitam aproximar a efici ência ao amplificador classe B (78,5%) e a caracter´ıstica de fidelidade de sinal do classe A (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

Segundo Bortoni (2002), assim como no amplificador classe B, no est ágio classe AB s ão necess ários dois transistores para que o ciclo completo do sinal de entrada seja amplificado na sa´ıda, por meio da configuraç ão Push-Pull. Por ém h á uma tens ão CC de polarizaç ão dos elementos amplificadores do circuito, conforme mostra a Figura 17.

+Vcc

-Vcc VBIAS

VBIAS

Figura 17: Est ´agio Classe AB.

Na aus ência de sinal de entrada do est ágio classe AB, deve existir uma corrente quiescente suficientemente pequena para proporcionar efici ência superior em relaç ão ao amplificador classe A. Por outro lado, tal corrente deve ser suficientemente elevada para polarizar os transistores acima da regi ão de corte, de modo a minimizar a distorç ão por cruzamento (BORTONI, 2002).

(37)

2.6.4 CLASSE D

A principal vantagem do amplificar classe D é a capacidade de proporcionar a maior efici ência quando comparado com as classes A, B e AB, em torno de 90%. A efici ência elevada torna esta classe bastante atraente para aplicaç ões que demandem n´ıveis elevados de pot ências de sa´ıda. O princ´ıpio de funcionamento baseia-se no transistor operando como chave, ou seja, o ponto quiescente é alocado em regi ões nas quais o transistor atue de modo descont´ınuo, comutando a chave por meio de sinais digitais ou pulsados (BORTONI, 2002).

A Figura 18 ilustra o diagrama de blocos de um amplificador classe D.

Sinal Triangular Sinal de Entrada Comparador Chaveamento e Comando Filtro Passa-Baixas Carga

Figura 18: Amplificador Classe D. Fonte: Adaptado de (BORTONI, 2002).

O sinal de entrada deve ser comparado a uma refer ência, geralmente um sinal triangular com frequ ência muitas vezes maior que a m áxima frequ ência aud´ıvel. O resultado da comparaç ão d á origem a um sinal pulsado, com largura de pulso proporcional ao sinal de entrada, respons ável pelo chaveamento. Assim, s ó existe corrente fluindo pelo circuito quando a chave se encontrar fechada. A resist ência que se op õe a passagem dessa corrente é pequena, ocasionando baixa queda de tens ão e, por consequ ência, h á baixa pot ência el étrica consumida pelo transistor. Por fim, é necess ário reconstruir o sinal original por meio de um filtro passa-baixas antes de ser entregue à carga (CORDELL, 2011).

2.7 RESPOSTA EM FREQU ˆENCIA

A resposta em frequ ência consiste em observar a sa´ıda de um circuito ao aplicar um sinal de entrada de amplitude fixa e frequ ência vari ável (RAZAVI, 2010). Segundo Cordell (2011), um amplificador de áudio deve fornecer resposta em frequ ência plana para todas as condiç ões de operaç ão dentro do espectro de frequ ência aud´ıvel (20 Hz a 20 KHz), ou t ão pr óximo quanto poss´ıvel.

(38)

energia do circuito n ˜ao apresentam apenas caracter´ısticas de circuito aberto ou

curto-circuito, mas tamb ém caracter´ısticas de resposta din âmica. Em condiç ões reais

de operaç ão, os demais componentes de um circuito podem apresentar respostas din âmicas frente à variaç ão de frequ ência, devido a suas caracter´ısticas intr´ınsecas (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

A Figura 19 ilustra a resposta em frequ ência de um amplificador em funç ão do aumento de frequ ência do sinal de entrada.

Av Av Av (a) Av f fc (b)

Figura 19: Resposta em Frequ ˆencia: (a) amplificador; (b) resposta do amplificador. Fonte: Adaptado de (RAZAVI, 2010).

Conforme a frequ ˆencia do sinal aumenta, o amplificador diminui a capacidade de fornecer ganho em sua sa´ıda. Um dos fatores que pode ocasionar esse fen ˆomeno

´e o Efeito de Miller (RAZAVI, 2010).

Segundo Ogata (2000), uma forma de representar a resposta em frequ ência de sistemas f´ısicos pode ser realizada por meio do diagrama de bode, obtido analiticamente a partir da Funç ão de Transfer ência ou atrav és de simulaç ões computacionais. Uma funç ão de transfer ência t´ıpica é dada pela relaç ão na forma de

G(s) =amsm + am−1s

m_{−1 + ... + a} 0

sn_{+ bn−1 + ... + b0} . (25)

Os coeficientes a e b das funç ões de transfer ência carregam as informaç ões impl´ıcitas relevantes para a determinaç ão de par âmetros de resposta do sistema, tais como frequ ências de corte, amortecimento, ganhos e estabilidade do sistema (OGATA, 2000). Tratando-se de sistemas de áudio, a funç ão de transfer ência tem papel relevante para o dimensionamento adequado de equalizadores. A aplicaç ão das funç ões de transfer ência em sistemas de equalizaç ão é melhor descrita na seç ão 3.3.

(39)

2.7.1 EFEITO DE MILLER

Em circuitos amplificadores, alguns efeitos, muitas vezes inconvenientes, podem surgir devido `as caracter´ısticas construtivas do dispositivo amplificador ou

da configuraç ão adotada. No caso dos amplificadores, existe uma imped ância

parasita entre a entrada e sa´ıda do circuito, que pode influenciar significativamente na imped ância equivalente de entrada e sa´ıda do sistema. Este efeito é conhecido como Efeito de Miller. O Efeito de Miller causa um incremento na capacit ância de entrada equivalente do amplificador inversor, devido à amplificaç ão da capacit ância parasita entre a entrada e a sa´ıda (RAZAVI, 2010).

Como o Efeito de Miller costuma aparecer predominantemente entre os terminais de entrada e sa´ıda do amplificador, os c álculos inerentes a resposta em altas frequ ências tornam-se mais trabalhosos e complexos. Por ém, existe um teorema, conhecido como Teorema de Miller, capaz de converter a capacit ância parasita em dois capacitores equivalentes separados, facilitando consideravelmente a an álise do sistema (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

A Figura 20 apresenta o Teorema de Miller aplicado a um amplificador inversor.

-A -A

CF

(1 + A)CF (1 + A-1)CF

(a) (b)

Figura 20: Efeito de Miller : (a) capacit ância de Miller ; (b) capacit âncias ap ós a aplicaç ão do Teorema de Miller. Fonte: Adaptado de (RAZAVI, 2010).

A frequ ência de corte superior do amplificador ser á a menor frequ ência de corte imposta pela capacit ância parasita à ele associada, e pode ser definida de maneira an áloga a frequ ência de corte de um filtro RC:

fci = 1

2πReqiCi. (26)

Em que

(40)

• Reqi é a resistência equivalente vista pela capacitância Ci.

A Figura 21 ilustra os efeitos de corte das frequ ˆencias inferiores e superiores.

A (dB)

f (Hz)

f1 f2

3dB

Figura 21: Curva de Resposta em Frequ ˆencia. Fonte: Adaptado de (HOOD, 1999).

Visto que em frequ ências menores o Efeito de Miller n ão apresenta alteraç ão significativa na resposta do sistema, pode-se afirmar que a frequ ência de corte inferior f1 ocorre, principalmente, devido aos capacitores de acoplamento (se assim for realizado o acoplamento) e capacitores de Bypass. Por outro lado, a frequ ência de corte superior f2 pode ocorrer devido às capacitâncias parasitas descritas pelo Efeito de Miller (RAZAVI, 2010).

2.8 FILTROS ANAL ´OGICOS

Os filtros s ão dispositivos eletr ônicos que atenuam sinais de determinadas frequ ências, ao passo que permitem a passagem ou amplificaç ão de outras (BALLOU, 2008). A revis ão bibliogr áfica das topologias de filtros engloba os filtros passa-baixa e passa alta em virtude de que estes podem ser utilizados como ponto de partida para a an álise de algumas topologias de equalizadores.

Os filtros apresentados na Figura 22 s ão de 1a ordem, ou seja, proporcionam decaimento de 20 dB/d écada na amplitude de sinais com frequ ências abaixo (passa-alta) ou acima (passa-baixa) da frequ ência de corte. Existem topologias de circuitos com ordem maior que 1, al ém de topologias inversoras e da possibilidade de conecta-los em s érie de modo a proporcionar maior taxa de decaimento. Na banda passante, os filtros passivos proporcionam sinal de sa´ıda com ganho m áximo A de 0 dB, enquanto que os filtros ativos possibilitam a amplificaç ão do sinal. (KUGELSTADT, 2008).

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Vin R1 _C Vo Filtro passa-baixa Vin R1 C Vo R2 R3

Filtro passa-alta ativo Vo Vin R1 C R2 R3

Filtro passa-baixa ativo

Frequência Magni tude (dB ) A A-3 fc 20 dB/dec Banda passante Resposta em Frequência Frequência Magni tude (dB ) A A-3 fc Banda passante 20 dB/dec Resposta em Frequência Vin R1 Vo Filtro passa-alta C

Figura 22: Filtros Anal ´ogicos.

Fonte: Adaptado de (KUGELSTADT, 2008).

Uma vez que o sinal de entrada apresenta frequ ência fora da banda passante, o sinal de sa´ıda do filtro tende a decair at é que a tens ão se iguale a zero (idealmente). Se um resistor R0 for conectado às redes passivas da Figura 22, é poss´ıvel limitar e fixar a frequ ência na qual inicia-se o decaimento, al ém da frequ ência em que decaimento cessa (HOOD, 1999), conforme ilustra a Figura 23.

Vin R1 _C Vo R' V_in R₁ C V_o R'

Filtros passa-baixa modificado

Frequência A₂ A1-3 fc1 A1 A2+3 fc2 20 dB/dec Magni tude (dB ) A1 A₁-3 20 dB/dec A2 A2+3 Resposta em Frequência

Filtros passa-alta modificado

Magni

tude (dB

)

Figura 23: Filtros Anal ´ogicos Passivos Modificados. Fonte: Adaptado de (HOOD, 1999).

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Tais redes podem ser conectadas a blocos de ganho inversor, em vista que os filtros passivos tendem a inverter a fase do sinal de sa´ıda ap ós a frequ ência de corte (HOOD, 1999). A Figura 24 ilustra os filtros ap ós a inserç ão de R0 e o est ágio de ganho, bem como as respectivas respostas em frequ ência.

V_o C R' R₁ R1 Vin Vo R1 R1 Vin R' Frequência -A3 A4-3 fc3 A4 -A₃+3 fc4 20 dB/dec Magni tude (dB ) A3 A₃-3 20 dB/dec A4 A4+3 Magni tude (dB ) C Filtros + Ganho

Figura 24: Filtros Anal ´ogicos Ativos Modificados. Fonte: Adaptado de (HOOD, 1999).

Segundo Hood (1999), as modificaç ões aplicadas aos filtros da Figura 22 e ilustradas nas Figuras 23 e 24, s ão a base para o controle de tom Baxandall. As frequ ências de corte e os ganhos atrelados ao circuito podem ser obtidos a partir da funç ão de transfer ência do sistema, e ser ão definidas, calculadas e apresentadas na seç ão 3.3.

2.9 O SISTEMA DESENVOLVIDO

O sinal de entrada In1, fornecido pelo microfone condensador, apresenta n´ıvel de baixo sinal transmitido por meio de um sistema balanceado. O sinal gerado pelo microfone est á presente na sa´ıda do Phantom Power com sua componente CA consideravelmente atenuada (ou extinta). Esse sinal é representado no diagrama de blocos da Figura 25 por Out1 e, além de ser envido ao sistema desenvolvido, também é transmitido à mesa de som ou mixer principal. Assim, se o mixer principal n ão dispor de Phantom Power, a fonte desenvolvida encarrega-se de suprir tal necessidade, de modo a possibilitar a reproduç ão dos sons convertidos pelo microfone tamb ém no sistema voltado ao p úblico. Por outro lado, o sinal de entrada In2, fornecido pela mesa de som, apresenta n´ıvel de linha e pode ser tanto balanceado quanto desbalanceado. Na Figura 25 é apresentado o diagrama de blocos do equipamento de áudio proposto e desenvolvido pelo presente trabalho, tendo em vista os circuitos que

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comp õe as etapas descritas nas seç ões do cap´ıtulo 2. Mixer Principal Microfone Condensador JTS 516CX Phantom Power Circuito de Instrumentação Controle de Tonalidade Mistrurador de Áudio Ganho de Tensão Ganho de Potência Fone de Ouvido AKG K414P Circuito de Instrumentação Controle de Tonalidade Fones de Ouvido AKG K414P In1 In2 Restante dos Sinais de Áudio Out1 Out1

Figura 25: Diagrama do Equipamento Desenvolvido. Fonte: Autoria Pr ´opria.

A principal caracter´ıstica do equipamento implementado ´e operar

independentemente do sistema de ´audio principal instalado. O mixer principal

ou mesa de som é encarregado de proporcionar o controle prim ário dos sons que ser ão reproduzidos nos fones de ouvido, pois possuem sa´ıdas independentes tanto para o sistema de som principal quanto para o sistema de monitoramento (neste caso, os fones de ouvido).

Algumas mesas de som n ão s ão capazes de fornecer pot ência suficiente para acionar os fones de ouvido, al ém de, muitas vezes, n ão dispor de um Phantom Power. O prot ótipo desenvolvido encarrega-se de proporcionar a alimentaç ão necess ária para polarizar o microfone condensador JTS 516CX escolhido e fornecer pot ência el étrica suficiente para acionar os fones de ouvido. Convenientemente, o prot ótipo desenvolvido encarrega-se tamb ém de promover o controle secund ário de volume, graves e agudos do microfone condensador e do sinal enviado pela mesa de som. O controle referente a cada canal de entrada do prot ótipo deve ser realizado de forma independente entre si, al ém de operar de maneira independente ao sistema de áudio principal voltado ao p úblico.

2.10 NOÇ ÕES DE SISTEMAS DE ÁUDIO

Nas seç ões anteriores desse trabalho descreveu-se diversos circuitos e dispositivos que podem constituir sistemas de áudio variados, bem como o diagrama de blocos do prot ótipo proposto. Para uma melhor compreens ão é conveniente expor algumas noç ões b ásicas sobre sistemas de áudio.

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2.10.1 NÍVEIS DE OPERAÇ ÃO DE SISTEMA DE ÁUDIO

Os sinais transmitidos por sistemas de ´audio apresentam amplitudes diferentes, convenientemente definidas em tr ˆes n´ıveis: n´ıvel de baixo sinal, n´ıvel de linha e n´ıvel e alto sinal.

O n´ıvel de baixo sinal ou n´ıvel de microfone s ão os sinais que operam entre -80 dBV (100 µVrms) at é cerca de -20 dBV (100 mVrms). Os microfones geralmente operam neste n´ıvel de sinal. O n´ıvel de linha s ão sinais que operam entre -20 dBV at é +4 dBV (1,58 Vrms). Equipamentos que operam nessa faixa s ão teclados, guitarra, sinais compartilhados entre os circuitos que comp õe os sistemas de áudio, etc. O n´ıvel de alto sinal ou n´ıvel de alto-falantes s ão os sinais que podem operar na faixa de +20 dBV (10 V) ou mais. Se necess ário, sa´ıdas de amplificadores podem operar nesse n´ıvel de sinal (DAVIS; PATRONIS; BROWN, 2013). As definiç ões das grandezas representadas em dB e dBV podem ser encontradas no Ap êndice A.

2.10.2 CIRCUITOS BALANCEADOS E DESBALANCEADOS

Em sistemas de ´audio, os circuitos balanceados consistem em dois

condutores com sinais sim étricos em relaç ão a refer ência comum aos dois. Os

sinais apresentam mesma amplitude, mas polaridades opostas, ou seja, defasados em 180◦. O objetivo principal dos circuitos balanceados é habilitar a rejeiç ão do ru´ıdo de modo comum. Microfones condensadores geralmente s ão compostos por circuitos balanceados, pois os sinais fornecidos pelos microfones apresentam tens ão em n´ıveis de baixo sinal, e assim os ru´ıdos de modo comum podem interferir de maneira significativa (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

Por outro lado, o circuito desbalanceado é aquele que fornece, transmite ou recebe o sinal apenas por um condutor em relaç ão à refer ência. Os sistemas desbalanceados apresentam menor custo, tanto para a construç ão dos cabos que transmitem o sinal, quanto para a construç ão dos circuitos que fornecem ou recebem este tipo de sinal. O principal ponto negativo é que aparelhos que tenham entrada desbalanceada n ão proporcionam rejeiç ão a ru´ıdo de modo comum. Desse modo a transmiss ão de sinais por interm édio de cabos desbalanceados é melhor aproveitada para sinais em n´ıvel de linha ou n´ıvel de alto sinal (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

A Figura 26 demostra a transmiss ˜ao por meio de cabos balanceados e desbalanceados.

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Entrada Balanceada Entrada Desbalanceada (a) (b) 1 23

Conector 3 vias Cabo

Cabo Conector 2 vias

Figura 26: Sistemas: (a) desbalanceados; (b) balanceados.

Fonte: Autoria Pr ´opria.

No cabo balanceado, o ru´ıdo induzido apresenta a mesma polaridade para os dois condutores, possibilitando a atenuaç ão do sinal indesejado por interm édio de um circuito diferencial. Quanto menor o n´ıvel do sinal, mais influente ser á o ru´ıdo, fato que torna fact´ıvel a utilizaç ão de sistemas ou cabos balanceados ou desbalanceados de acordo com o n´ıvel de sinal ou ru´ıdo presente no sistema (BORTONI, 2002).

2.10.3 MISTURADOR DE ´AUDIO

Os sinais fornecidos tanto por microfones quanto por instrumentos musicais ou outros dispositivos em n´ıveis de baixo sinal ou de linha, podem ser misturados para possibilitar a transmiss ão ou reproduç ão de v ários sons simultaneamente em alto-falantes. Nesse contexto, o misturador tem a funç ão prim ária de combinar dois ou mais sinais de entrada em um único sinal de sa´ıda (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

A Figura 27 demostra a funç ão b ásica de um misturador de som.

Misturador de Áudio Sinal 1 Sinal 2 Sinal de Saída

Figura 27: Misturador de ´Audio. Fonte: Autoria Pr ´opria.