Pré-amplificador para microfone condensador

Texto

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DEPARTAMENTO ACAD ˆ

EMICO DE EL ´

ETRICA

CURSO DE ENGENHARIA EL ´

ETRICA

LUIZ HENRIQUE MENEGHETTI

PR ´

E-AMPLIFICADOR PARA MICROFONE CONDENSADOR

TRABALHO DE CONCLUS ˜

AO DE CURSO

PATO BRANCO 2017

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PR ´

E-AMPLIFICADOR PARA MICROFONE CONDENSADOR

Trabalho de Conclus ˜ao de Curso de

graduac¸ ˜ao, apresentado `a disciplina de

Trabalho de Conclus ˜ao de Curso 2, do Curso

de Engenharia El ´etrica do Departamento

Acad ˆemico de El ´etrica – DAELE – da

Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a – UTFPR, C ˆampus Pato Branco, como requisito parcial para obtenc¸ ˜ao do t´ıtulo de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Me. Everton Luiz de Aguiar

PATO BRANCO 2017

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O trabalho de Conclusão de Curso intitulado PRÉ-AMPLIFICADOR PARA

MICROFONE CONDENSADOR, do aluno Luiz Henrique Meneghetti foi considerado

APROVADO de acordo com a ata da banca examinadora N° 159 de 2017.

Fizeram parte da banca os professores:

Everton Luiz de Aguiar

Carlos Marcelo de Oliveira Stein

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Agradec¸o, primeiramente, a Deus pelo dom da vida. Agradec¸o a minha fam´ılia por estar presente em todos os momentos, principalmente durante as dificuldades encontradas ao longo do caminho.

A universidade, bem como seu corpo docente, que tiveram papel fundamental para atingir esta etapa acad ˆemica e pessoal. Em especial ao professor Me. Everton Luiz de Aguiar pela orientac¸ ˜ao e amizade constru´ıda no decorrer da graduac¸ ˜ao. Agradec¸o tamb ´em aos colegas que, direta ou indiretamente, participaram desta

caminhada na busca pelo t´ıtulo de Engenheiro Eletricista. Em especial a T ´ulio

Domingos Farina e Eduardo Endeli Bodanese pela amizade e apoio fornecidos durante a graduac¸ ˜ao.

Enfim, agradec¸o a todos que contribu´ıram de alguma forma para esta etapa de minha vida.

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MENEGHETTI, Luiz Henrique. PR ´E-AMPLIFICADOR PARA MICROFONE CONDENSADOR. 91 f. Trabalho de conclus ˜ao de curso – Departamento Acad ˆemico de El ´etrica, Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a. Pato Branco, 2017.

O presente trabalho tem como foco principal o projeto e implementac¸ ˜ao de sistemas de ´audio profissional integrados. O objetivo de tal integrac¸ ˜ao ´e promover a reproduc¸ ˜ao e equalizac¸ ˜ao de sons originados de um microfone condensador por meio de

fones de ouvido, visando o monitoramento de ´audio. Inicialmente, exibe-se a

revis ˜ao bibliogr ´afica sobre microfones condensadores e microfones din ˆamicos, filtros anal ´ogicos, circuitos amplificadores de tens ˜ao e pot ˆencia e sistemas de ´audio de modo geral. Al ´em disso, descreve-se o projeto e discute-se os resultados referentes as etapas de amplificac¸ ˜ao classe A e controle de tom do sistema desenvolvido.

Realizam-se modelagens matem ´aticas, an ´alises de resposta em frequ ˆencia e

componentes harm ˆonicas dos circuitos que comp ˜oem o sistema. A modelagem

matem ´atica permite projetar o amplificador para que haja casamento de imped ˆancia

entre o amplificador e a carga. O THD aferido na sa´ıda do amplificador ´e de

aproximadamente 0,3197% na pot ˆencia nominal. Sob o ponto de vista de equalizac¸ ˜ao e resposta em frequ ˆencia, ´e poss´ıvel promover o controle de graves e agudos do sinal de ´audio. Convenientemente, o sistema apresenta resposta em frequ ˆencia plana para toda a faixa aud´ıvel quando o controle de tom opera de modo a n ˜ao proporcionar compensac¸ ˜ao em nenhuma faixa de frequ ˆencia.

Palavras-chave: Amplificador Classe A, Microfone Condensador, ´Audio, Controle de Tom.

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MENEGHETTI, Luiz Henrique. PREAMPLIFIER FOR CONDENSER MICROPHONE

. 91 f. Trabalho de conclus ˜ao de curso – Departamento Acad ˆemico de El ´etrica,

Universidade Tecnol ´ogica Federal do Paran ´a. Pato Branco, 2017.

The present work is mainly focused on the design and implementation of integrated

professional audio systems. The purpose of such integration is promote the

sound equalization and reproduction on a headphone from a condenser microphone, targeting audio monitoring. Initially, it is presented a bibliographic review about both condenser and dynamic microphones, analog filters, voltage and power amplifier circuitry and audio systems in general. After that, it is described the project and it is discussed the results concerning the steps of class A amplification and tone control of the developed system.

Mathematical modeling, analysis of frequency response and harmonical components, which make up the circuit, was done. The mathematical modeling allows projecting the amplifier making the impedance matching between the amplifier and the load. The THD measured in the output is approximately 0,3197% on nominal power. From equalization and frequency response view, it is possible to control bass and treble of the audio signal. Conveniently, the system shows plane frequency response to all audible band when the tone control is operating in a way that does not compensate at any frequency band.

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Figura 1 Microfone Din ˆamico . . . 17 –

Figura 2 Microfone Condensador . . . 18 –

Figura 3 Phantom Power . . . 19 –

Figura 4 Configurac¸ ˜oes dos TBJ . . . 21 –

Figura 5 Curvas Caracter´ısticas EC . . . 23 –

Figura 6 Amplificac¸ ˜ao CA . . . 25 –

Figura 7 Reta de Carga CA . . . 26 –

Figura 8 Topologias de amplificadores de pequenos sinais . . . 28 –

Figura 9 Modelo re . . . 29 –

Figura 10 Quadripolo que representa o amplificador . . . 30 –

Figura 11 Amplificadores em Cascata . . . 31 –

Figura 12 Amplificador Operacional em Baixas Frequ ˆencias . . . 32 –

Figura 13 Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 32 –

Figura 14 Circuito Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 33 –

Figura 15 Est ´agio Classe A . . . 34 –

Figura 16 Est ´agio Classe B . . . 35 –

Figura 17 Est ´agio Classe AB . . . 36 –

Figura 18 Amplificador Classe D . . . 37 –

Figura 19 Resposta em Frequ ˆencia . . . 38 –

Figura 20 Efeito de Miller . . . 39 –

Figura 21 Curva de Resposta em Frequ ˆencia . . . 40 –

Figura 22 Filtros Anal ´ogicos . . . 41 –

Figura 23 Filtros Anal ´ogicos Passivos Modificados . . . 41 –

Figura 24 Filtros Anal ´ogicos Ativos Modificados . . . 42 –

Figura 25 Diagrama do Equipamento Desenvolvido . . . 43 –

Figura 26 Sistemas Balanceados e Desbalanceados . . . 45 –

Figura 27 Misturador de ´Audio . . . 45 –

Figura 28 Resposta em Frequ ˆencia de um Controle de Tom . . . 46 –

Figura 29 Phantom Power . . . 49 –

Figura 30 Tens ˜ao de sa´ıda do regulador . . . 50 –

Figura 31 Tens ˜ao de sa´ıda do regulador . . . 51 –

Figura 32 Tens ˜ao de sa´ıda experimental do regulador . . . 52 –

Figura 33 Ondulac¸ ˜ao de tens ˜ao . . . 52 –

Figura 34 FFT do Phantom Power . . . 53 –

Figura 35 Conex ˜ao do INA114AP . . . 54 –

Figura 36 Controle de Tom . . . 56 –

Figura 37 Controle de Graves . . . 56 –

Figura 38 Frequ ˆencias de Corte dos Graves . . . 58 –

Figura 39 Controle de Agudos . . . 59 –

Figura 40 Frequ ˆencias de Corte dos Agudos . . . 61 –

Figura 41 Resposta em Frequ ˆencia Flat . . . 62 –

Figura 42 Simulac¸ ˜ao das Frequ ˆencias de Corte dos Graves . . . 63 –

Figura 43 Simulac¸ ˜ao da Resposta em Frequ ˆencia dos Graves . . . 63 –

Figura 44 Resposta em Frequ ˆencia Flat . . . 64 –

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Figura 48 Misturador de ´audio Mixer . . . 67 –

Figura 49 Est ´agio de Sa´ıda Classe A . . . 68 –

Figura 50 Est ´agio de Sa´ıda Equivalente CA . . . 69 –

Figura 51 Seguidor de emissor . . . 72 –

Figura 52 Seguidor de emissor equivalente CA . . . 73 –

Figura 53 Polarizac¸ ˜ao de emissor sem desvio . . . 74 –

Figura 54 Polarizac¸ ˜ao de emissor sem desvio equivalente CA . . . 75 –

Figura 55 Amplificador classe A projetado . . . 77 –

Figura 56 Sinais de entrada e sa´ıda simulados . . . 78 –

Figura 57 Corrente quiescente e corrente total de emissor simuladas . . . 78

Figura 58 Pot ˆencia na carga . . . 79 –

Figura 59 Sinais balanceados de entrada . . . 79 –

Figura 60 Tens ˜oes de entrada e sa´ıda do amplificador . . . 80 –

Figura 61 Corrente instant ˆanea total de emissor . . . 81 –

Figura 62 Tens ˜ao de sa´ıda do amplificador sem carga . . . 81 –

Figura 63 FFT do sinal de sa´ıda do amplificador . . . 82 –

Figura 64 Resposta em frequ ˆencia do amplificador . . . 83 –

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Amp-Op Amplificador Operacional

CA Corrente Alternada

CC Corrente Cont´ınua

CI Circuito Integrado

FFT Fast Fourier Transform

S/N Signal/Noise

TBJ Transistor Bipolar de Junc¸ ˜ao

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1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 13 1.1 APRESENTAC¸ ˜AO DO TEMA . . . 13 1.2 MOTIVAC¸ ˜AO DO TRABALHO . . . 14 1.3 OBJETIVOS E METAS . . . 15 1.3.1 Objetivos Gerais . . . 15 1.3.2 Objetivos Espec´ıficos . . . 15 2 FUNDAMENTAC¸ ˜AO TE ´ORICA . . . 16 2.1 MICROFONES . . . 16

2.1.1 Microfone Din ˆamico . . . 16

2.1.2 Microfone Condensador . . . 17

2.2 PHANTOM POWER . . . 18

2.3 TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNC¸ ˜AO . . . 19

2.3.1 O Transistor como Amplificador . . . 21

2.3.1.1 A Reta de Carga CC . . . 23

2.3.1.2 A reta de carga CA . . . 24

2.3.2 Efeito da Temperatura . . . 26

2.3.3 Limites de Operac¸ ˜ao . . . 27

2.3.4 Topologias Convencionais de Amplificadores . . . 27

2.4 AMPLIFICADOR DE PEQUENOS SINAIS . . . 28

2.4.1 Amplificador em cascata . . . 31

2.5 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS . . . 31

2.5.1 Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao . . . 32

2.6 AMPLIFICADORES DE POT ˆENCIA . . . 33

2.6.1 Classe A . . . 34

2.6.2 Classe B . . . 35

2.6.3 Classe AB . . . 36

2.6.4 Classe D . . . 37

2.7 RESPOSTA EM FREQU ˆENCIA . . . 37

2.7.1 Efeito de Miller . . . 39

2.8 FILTROS ANAL ´OGICOS . . . 40

2.9 O SISTEMA DESENVOLVIDO . . . 42

2.10NOC¸ ˜OES DE SISTEMAS DE ´AUDIO . . . 43

2.10.1N´ıveis de Operac¸ ˜ao de Sistema de ´Audio . . . 44

2.10.2Circuitos Balanceados e Desbalanceados . . . 44

2.10.3Misturador de ´Audio . . . 45 2.10.4Controle de Tom . . . 46 3 PROJETO E RESULTADOS . . . 48 3.1 PHANTOM POWER . . . 48 3.1.1 Simulac¸ ˜ao . . . 50 3.1.2 Resultados Experimentais . . . 51 3.2 INSTRUMENTAC¸ ˜AO . . . 54 3.3 CONTROLE DE TOM . . . 55 3.3.1 Simulac¸ ˜oes . . . 61 3.3.2 Resultados Experimentais . . . 65

(12)

3.5.2 Buffer . . . 71

3.5.3 Est ´agio de Ganho de Tens ˜ao . . . 74

3.5.4 Simulac¸ ˜oes . . . 77

3.5.5 Resultados experimentais . . . 79

4 CONCLUS ˜OES . . . 85

REFER ˆENCIAS . . . 87

Ap ˆendice A -- DEFINIC¸ ˜OES IMPORTANTES . . . 89

A.0.1 O Decibel . . . 89

A.0.2 Relac¸ ˜ao Sinal/Ru´ıdo . . . 89

A.0.3 Sensibilidade . . . 90

A.0.4 THD . . . 90

(13)

1 INTRODUC¸ ˜AO

Os amplificadores de ´audio est ˜ao cada vez mais presentes no dia-a-dia da populac¸ ˜ao. Para a reproduc¸ ˜ao de instrumentos musicas em grandes shows de m ´usica, nos alto-falantes do autom ´ovel ou at ´e mesmo em fones de ouvido, s ˜ao necess ´arios amplificadores de ´audio. Esses equipamentos eletr ˆonicos t ˆem a func¸ ˜ao de elevar a pot ˆencia de sinais el ´etricos convertidos de fontes sonoras e assim possibilitar a reproduc¸ ˜ao dos sons em alto-falantes.

Atualmente, a busca por comodidade, praticidade e m ´aximo aproveitamento de tempo dispon´ıvel s ˜ao quesitos cada vez mais atraentes aos olhos de quem est ´a `a procura de um produto. Cada vez mais est ´a presente a busca por sistemas mais compactos, que disponham de func¸ ˜oes convenientes ao usu ´ario e que proporcionem boa qualidade.

Em aplicac¸ ˜oes de ´audio profissional, existe a crescente preocupac¸ ˜ao com a subjetividade na qual o apresentador/m ´usico interpreta os sons. Nesse contexto, o presente trabalho tem o intuito de satisfazer as necessidades de equalizac¸ ˜ao e adequac¸ ˜ao de sinais de ´audio originados de um microfone condensador de modo a possibilitar sua reproduc¸ ˜ao em fones de ouvido profissionais visando o monitoramento de palco 1 individual.

1.1 APRESENTAC¸ ˜AO DO TEMA

As particularidades encontradas em cada classe de operac¸ ˜ao dos amplificadores de pot ˆencia proporcionam melhor aproveitamento em determinadas

situac¸ ˜oes. Teoricamente, os amplificadores de pot ˆencia classe A, se projetados

adequadamente, s ˜ao os que apresentam melhor caracter´ıstica de linearidade de ganho, ou seja, ´e a classe que apresenta menor desvio no sinal de sa´ıda

em relac¸ ˜ao ao sinal de entrada. Em contrapartida, os amplificadores classe A

proporcionam rendimentos relativamente baixos quando comparados `as demais

1Monitoramento de palco ´e um termo t ´ecnico utilizado para o controle dos sons ou instrumentos

(14)

classes de operac¸ ˜ao (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

O fato de proporcionar baixo rendimento faz com que os amplificadores classe A sejam mais difundidos em aplicac¸ ˜oes de baixa pot ˆencia. As situac¸ ˜oes favor ´aveis `a amplificadores classe A s ˜ao as que almejam fidelidade no sinal de sa´ıda, tornando irrelevante a pot ˆencia dissipada no circuito de amplificac¸ ˜ao (BORTONI, 2002). Uma dessas aplicac¸ ˜oes pode ser o monitoramento de palco com a utilizac¸ ˜ao de fones de ouvido para reproduzir sons convertidos pelos microfones, instrumentos musicais ou outros sinais de ´audio.

Caso o microfone utilizado seja um microfone condensador, existe a necessidade de uma fonte CC para realizar a polarizac¸ ˜ao do circuito interno do dispositivo, conhecida como Phantom Power. A finalidade do microfone condensador ´e converter os sons em sinais el ´etricos, bem como os demais tipos de microfones. O circuito interno do microfone ´e composto por um capacitor vari ´avel que converte as ondas sonoras incidentes em sinais el ´etricos. Tal convers ˜ao ´e poss´ıvel a partir das variac¸ ˜oes de capacit ˆancia originadas pelas oscilac¸ ˜oes de press ˜ao de ar geradas pelas fontes sonoras. Desse modo, ´e poss´ıvel processar os sinais el ´etricos por meio de equalizadores, al ´em de amplifica-los para serem entregues aos alto-falantes dos fones de ouvido (DAVIS; PATRONIS; BROWN, 2013). O presente trabalho ir ´a expor com maiores detalhes o funcionamento e projeto das etapas citadas acima.

1.2 MOTIVAC¸ ˜AO DO TRABALHO

Muitas vezes shows ou eventos (como palestras, apresentac¸ ˜oes de teatro, etc.) demandam sistemas de ´audio de pot ˆencia elevada para atender ao p ´ublico e sistemas de monitoramento para atender ao apresentador/m ´usico, atuando de

modo independente. Esse fato torna conveniente utilizar fones de ouvido para

que o apresentador/m ´usico ouc¸a a pr ´opria voz ou instrumento musical de maneira adequada.

Em busca de qualidade elevada, algumas vezes s ˜ao utilizados microfones

condensadores para captar a voz ou instrumento musical. Ent ˜ao, o sistema de

monitoramento utilizando fones de ouvido, demanda de uma fonte Phantom Power e um pr ´e-amplificador, geralmente integrado por um sistema de equalizac¸ ˜ao pr ´oprio. Apesar de tais necessidades, n ˜ao foi encontrado um equipamento industrial que possua uma fonte Phantom Power, um pr ´e-amplificador e um equalizador para utilizac¸ ˜ao individual integrados durante a revis ˜ao bibliogr ´afica. Esse fato eleva o custo para aquisic¸ ˜ao do sistema, pois faz-se necess ´ario adquirir dois equipamentos para executar func¸ ˜oes complementares.

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O presente trabalho apresenta um sistema de ´audio compacto que implementa de forma integrada uma fonte Phantom Power com o pr ´e-amplificador e equalizador. Dessa forma ´e poss´ıvel conceber um sistema port ´atil, com menor n ´umero de condutores externos necess ´arios para interligar e alimentar eletricamente os circuitos, al ´em de demandar menor tempo para ser instalado.

1.3 OBJETIVOS E METAS

1.3.1 OBJETIVOS GERAIS

O objetivo geral deste trabalho ´e projetar e implementar um amplificador de ´audio classe A e um equalizador, integrados a uma fonte CC (Phantom Power), para adequar sinais originados de um microfone condensador e satisfazer as especificac¸ ˜oes de um fone de ouvido.

1.3.2 OBJETIVOS ESPEC´IFICOS

O desenvolvimento do trabalho tem por finalidade atender os seguintes objetivos:

• Analisar e compreender o princ´ıpio de funcionamento do microfone

condensador;

• Fazer a revis ˜ao bibliogr ´afica das topologias de amplificador de pot ˆencia classe A e de filtros anal ´ogicos;

• Projetar e simular um amplificador classe A para fornecer a pot ˆencia necess ´aria e o casamento de imped ˆancia entre o dispositivo e a carga (fones de ouvido) pr ´e-determinada;

• Projetar e simular filtros para equalizar o sinal entregue `a carga;

• Simular e Implementar uma fonte CC (Phantom Power) anexada ao amplificador; • Fazer a implementac¸ ˜ao das etapas projetadas ap ´os as respectivas simulac¸ ˜oes; • Analisar e comparar os resultados obtidos.

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2 FUNDAMENTAC¸ ˜AO TE ´ORICA

2.1 MICROFONES

As fontes sonoras s ˜ao objetos, ac¸ ˜oes ou qualquer outro conjunto de

ru´ıdos capazes de originar oscilac¸ ˜oes de press ˜ao de ar. As variac¸ ˜oes de

press ˜ao movimentam as mol ´eculas que comp ˜oem o ar, formando ondas mec ˆanicas longitudinais com regi ˜oes de compress ˜ao e rarefac¸ ˜ao, produzindo os sons (SILVA; YEHIA, 2009).

Os dispositivos encarregados de converter um sinal de uma forma f´ısica em outra s ˜ao conhecidos como transdutores (BRUSAMARELLO, 2009). Um transdutor em particular ´e o microfone, capaz de converter, proporcionalmente, as ondas mec ˆanicas dos sons em est´ımulos el ´etricos ou sinais de ´audio (BALLOU, 2008).

Existem tipos variados de microfones e podem apresentar princ´ıpios de funcionamento diferentes com caracter´ısticas adequadas para determinadas situac¸ ˜oes. Entre os tipos de microfones mais utilizados no meio musical est ˜ao os microfones din ˆamicos e os microfones condensadores (ou capacitivos), subdivididos de acordo com suas especificidades funcionais, qualidade de captac¸ ˜ao e aspectos construtivos (SPADA, 2017).

2.1.1 MICROFONE DIN ˆAMICO

O microfone din ˆamico costuma apresentar menor sensibilidade quando comparado ao microfone condensador. Em contrapartida, ´e mais robusto, de f ´acil fabricac¸ ˜ao e, geralmente, ostenta menor custo. Outro ponto positivo dos microfones din ˆamicos ´e a boa qualidade de captac¸ ˜ao de som, inferior ao microfone condensador, por ´em satisfat ´oria em v ´arias aplicac¸ ˜oes. Al ´em disso, devido a sua caracter´ıstica de sensibilidade, os microfones din ˆamicos captam com fidelidade apenas sons originados de fontes sonoras pr ´oximas a ele (SPADA, 2017).

O princ´ıpio de funcionamento do microfone din ˆamico ´e baseado na Lei de Faraday de induc¸ ˜ao eletromagn ´etica e ´e constitu´ıdo, basicamente, por um im ˜a

(17)

permanente, um diafragma m ´ovel, uma bobina m ´ovel e um material ferromagn ´etico por onde percorre o fluxo magn ´etico (CROWGURST, 1959), conforme ilustra a Figura 1. N S + -+ -Fonte sonora Pressão negativa Pressão positiva Parte do Pólo Bobina Geradora de Tensão Imã Permanente Material Absorvente Acústico Saída de Tensão da Bobina Caminho de Fluxo Magnético Diafragma Móvel Ação da Pressão do Diafragma

Figura 1: Microfone Din ˆamico. Fonte: Adaptado de (SPADA, 2017).

O im ˜a permanente ´e encarregado de produzir um campo magn ´etico fixo no qual a bobina m ´ovel ´e submetida. A bobina m ´ovel est ´a fisicamente conectada ao diafragma m ´ovel, desse modo, ao incidir no diafragma, as ondas de press ˜ao geradas pela fonte sonora fazem com que o conjunto diafragma-bobina se movimente dentro do campo magn ´etico fornecido pelo im ˜a. O material ferromagn ´etico forma um circuito magn ´etico que comp ˜oe o sistema, assim o movimento da bobina dentro do campo

magn ´etico induz tens ˜ao em seus terminais. A tens ˜ao induzida nos terminais da

bobina reproduz proporcionalmente a onda de som que incide no diafragma m ´ovel do microfone (CROWGURST, 1959).

2.1.2 MICROFONE CONDENSADOR

Quando comparados aos microfones din ˆamicos, os microfones

condensadores ou capacitivos costumam apresentar menor resist ˆencia mec ˆanica, maior custo e melhor qualidade de captac¸ ˜ao de som. Os microfones condensadores, geralmente, s ˜ao mais sens´ıveis que os din ˆamicos, fato que acarreta tanto em pontos positivos quanto negativos, dependendo de sua aplicac¸ ˜ao. A maior sensibilidade faz com que os sinais de ´audio convertidos pelo microfone sejam mais fi ´eis ao som emitido pela fonte sonora. Por ´em, essa caracter´ıstica proporciona a captac¸ ˜ao de sons gerados `a distancias superiores, podendo originar sinais de ´audio indesejados(SPADA, 2017).

(18)

Devido a sua sensibilidade, os microfones condensadores s ˜ao ideias quando utilizados em ambientes acusticamente isolados. Todavia, a utilizac¸ ˜ao dos microfones condensadores tamb ´em pode ser satisfat ´oria em ambientes mais ruidosos, desde que a caracter´ıstica de sensibilidade favorec¸a a fidelidade de som ao inv ´es da captac¸ ˜ao de sons indesejados (SPADA, 2017).

O princ´ıpio de funcionamento do microfone condensador ´e baseado na eletrost ´atica e ´e constitu´ıdo, basicamente, por um diafragma m ´ovel e uma placa paralela fixa que formam um capacitor vari ´avel (CROWGURST, 1959), conforme ilustra a Figura 2. Diafragma Móvel Ação da Pressão do Diafragma Mudança de Capacitância

Placa Paralela Fixa Isolador Tensão de Saída Tensão de Polarização E R Pressão Negativa Pressão Positiva Fonte Sonora + -+ -+

-Figura 2: Microfone Condensador. Fonte: Adaptado de (SPADA, 2017).

Ao incidir no diafragma m ´ovel, posicionado paralelamente a placa fixa, as variac¸ ˜oes de press ˜ao dos sons proporcionam variac¸ ˜oes de capacit ˆancia entre o diafragma e a placa. Para atingir o objetivo de converter as variac¸ ˜oes de press ˜ao dos sons em sinais el ´etricos a partir da variac¸ ˜ao de capacit ˆancia, ´e necess ´ario a exist ˆencia de uma fonte CC e uma resist ˆencia R conectadas ao circuito para polarizar o capacitor e limitar a corrente el ´etrica. A fonte CC de polarizac¸ ˜ao pode ser interna ou externa ao microfone. As fontes internas, geralmente, s ˜ao pilhas ou baterias que podem ser substitu´ıdas. Caso o microfone n ˜ao disponha de sistema interno, a polarizac¸ ˜ao pode ser realizada com a utilizac¸ ˜ao de uma fonte externa, conhecida como Phantom Power (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

2.2 PHANTOM POWER

O Phantom Power ´e uma fonte CC respons ´avel pela polarizac¸ ˜ao de

microfones condensadores ou equipamentos que necessitem desse tipo de

alimentac¸ ˜ao el ´etrica para operar adequadamente. Uma vez que o objetivo do

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de capacit ˆancia, variac¸ ˜oes de tens ˜ao da fonte CC de polarizac¸ ˜ao podem proporcionar sinais de ´audio indesejados. Se a capacit ˆancia entre o diafragma e a placa paralela permanecer fixa, o microfone n ˜ao est ´a captando ondas sonoras e, idealmente, n ˜ao deve existir corrente el ´etrica fluindo no circuito interno do microfone de modo a n ˜ao originar sinais de ´audio (RUMSEY; MCCORMICK, 2009). A Figura 3 ilustra o diagrama de um Phantom Power.  Alimen tação CA Retificado r + Filtr o Capacitor de Acopla me nto Regula dor

Figura 3: Phantom Power. Fonte: Autoria Pr ´opria.

A fonte Phantom Power recebe esse nome pelo fato de ser composta por capacitores de acoplamento s ´erie que atenuam o offset de tens ˜ao em seus terminais de sa´ıda. Assim, o Phantom Power deve apresentar tens ˜ao fixa em seus terminais de entrada ao passo que, em seus terminais de sa´ıda, a tens ˜ao seja pr ´oxima de 0 V na aus ˆencia de variac¸ ˜ao de capacit ˆancia do microfone condensador (CROWGURST, 1959).

2.3 TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNC¸ ˜AO

O transistor bipolar de junc¸ ˜ao ´e um dispositivo semicondutor composto por tr ˆes camadas de materiais semicondutores. Os materiais semicondutores s ˜ao dopados, formando regi ˜oes com cargas negativas (n) e positivas (p). Internamente, o transistor bipolar de junc¸ ˜ao (TBJ) consiste em uma camada de material do tipo n alocada entre dois materiais do tipo p ou uma camada de material do tipo p entre duas do tipo n (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

As camadas descritas acima constituem transistores dos tipos PNP e NPN, respectivamente, que apresentam tr ˆes terminais denominados de base, coletor e emissor. Considerando o um transistor NPN na regi ˜ao ativa, em junc¸ ˜oes do tipo p-n polarizadas diretamente, a concentrac¸ ˜ao de el ´etrons np(0) ´e exponencialmente proporcional a sua concentrac¸ ˜ao em equil´ıbrio t ´ermico na base np0 (FERREIRA, 1998). Sengundo Sedra e Smith (2005), a junc¸ ˜ao faz com que os portadores de carga p e n em excesso em ambos os lados da junc¸ ˜ao se neutralizem atrav ´es do processo de difus ˜ao, criando uma corrente conhecida como corrente de difus ˜ao In,

(20)

In = AEqDnnp(0)W . (1) A corrente de difus ˜ao pode ser aproximada `a corrente de coletor, assim,

|In| = |iC| = ISeVBE/VT . (2)

Em que IS ´e uma constante chamada corrente saturac¸˜ao equacionada por

IS = AEqDnnp0W , (3)

Sabendo-se que:

• eVBE /VT ´e a relac¸ ˜ao entre np(0) e np0;

• AE ´e a ´area da sess˜ao de corte da junc¸˜ao emissor-base; • q ´e o valor da carga do el ´etron;

• Dn ´e a constante de difus ˜ao dos el ´etrons na base; • W ´e a largura efetiva da base;

• VT ´e a tens˜ao t´ermica;

• VBE ´e a tens˜ao base-emissor.

A corrente de base possui duas componentes. Uma delas, iB1, pode ser obtida de maneira an ´aloga `a corrente de coletor, analisando o fluxo de carga da base para o emissor. A segunda componente tem relac¸ ˜ao com o circuito externo e resulta em

iB2 = Qn

Tb, (4)

em que:

• Qn ´e a carga de el ´etrons;

• Tb ´e o tempo de vida dos el´etrons na base (para o TBJ NPN).

Assim, ´e possivel relacionar a corrente de base iB com a corrente de coletor iC por uma quantidade β = iC/iB, chamada de ganho de corrente de emissor comum (SEDRA; SMITH, 2005).

(21)

2.3.1 O TRANSISTOR COMO AMPLIFICADOR

As configurac¸ ˜oes as quais os transistores s ˜ao conectados a um circuito apresentam tr ˆes terminologias: base comum, coletor comum e emissor comum. Recebem essa nomenclatura pelo fato de um de seus terminais ser comum tanto a entrada quanto a sa´ıda da configurac¸ ˜ao (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

A Figura 4 apresenta a representac¸ ˜ao simb ´olica dos transistores NPN e PNP, al ´em das correntes e tens ˜oes em seus terminais.

IB IC IE VC VB VE IB IE IC VE VC VB IC IE IB VE VC VB IB IE IC VB VC VE IB IE IC VC VE VB IE IC IB VE VC VB (a) (c) (d) (b) (f) (e)

Figura 4: Configurac¸ ˜oes dos TBJ: (a) NPN em base comum; (b) NPN em emissor comum; (c) NPN em coletor comum; (d) PNP em base comum; (e) PNP em emissor comum; (f) PNP em coletor comum.

Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Independentemente da configurac¸ ˜ao adotada, aplicando a Lei de Kirchhoff,

IE = IB + IC. (5)

Aplicando a Lei de Kirchoff das tens ˜oes para os transistores NPN e PNP, respectivamente, temos que

(22)

e

VEC = VBC +VEB, (7)

em que:

• VCE ´e a tens˜ao entre coletor e emissor do TBJ NPN (an´alogo para o PNP); • VCB ´e a tens˜ao entre coletor e base do TBJ NPN (an´alogo para o PNP); • VBE ´e a tens˜ao entre base e emissor do TBJ NPN (an´alogo para o PNP); • IB ´e a corrente de base;

• IE ´e a corrente de emissor; • IC ´e a corrente de coletor.

Caso o ponto de operac¸ ˜ao esteja alocado na regi ˜ao ativa, tamb ´em conhecida como regi ˜ao linear do transistor, ´e poss´ıvel relacionar a corrente quiescente de coletor (IC ou ICQ) com a corrente quiescente de emissor (IE ou IEQ) por uma quantidade α, chamada de ganho de corrente em base comum (SEDRA; SMITH, 2005), em que

α = IC

IE. (8)

Substituindo a equac¸ ˜ao 5 em 8, torna-se poss´ıvel definir a proporcionalidade β que relaciona IB com IC:

β = α

(1 − α) =

IC

IB. (9)

Devido `as caracter´ısticas construtivas dos transistores, a corrente de base ´e consideravelmente menor que as correntes de coletor e emissor. Desse modo, a constante de proporcionalidade α assume valores entre 0,90 e 0,998, enquanto β pode assumir valores relativamente elevados, tipicamente entre 50 e 900 (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

As equac¸ ˜oes 8 e 9 s ˜ao v ´alidas se o ponto de operac¸ ˜ao CC (ponto de operac¸ ˜ao fixado pelo circuito de polarizac¸ ˜ao) estiver situado na regi ˜ao ativa do transistor. Nesse caso, analisando as equac¸ ˜oes 4 e 5, nota-se que as correntes s ˜ao relacionadas por constantes de proporcionalidade, ou seja, as correntes e tens ˜oes dos transistores podem ser amplificadas quando o TBJ for polarizado de maneira adequada. (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

(23)

Para que o ponto de operac¸ ˜ao esteja alocado na regi ˜ao ativa e o transistor opere adequadamente como um dispositivo amplificador, o circuito de polarizac¸ ˜ao deve proporcionar a polarizac¸ ˜ao direta da junc¸ ˜ao base-emissor e reversa da junc¸ ˜ao

base-coletor. Al ´em disso, os circuitos de polarizac¸ ˜ao devem fixar as correntes

quiescentes do transistor, pois tais correntes t ˆem influ ˆencia em par ˆametros como a resist ˆencia din ˆamica da junc¸ ˜ao base-emissor e ganhos de tens ˜ao e corrente do amplificador (RAZAVI, 2010).

2.3.1.1 A RETA DE CARGA CC

A reta de carga CC ´e um lugar geom ´etrico que mostra todos os poss´ıveis

pontos de operac¸ ˜ao de um transistor. ´E poss´ıvel obter a reta de carga CC para as

diferentes configurac¸ ˜oes de polarizac¸ ˜ao dos transistores de forma an ´aloga. Uma

vez que o circuito de polarizac¸ ˜ao ´e conectado ao transistor, pode-se calcular ou aferir as tens ˜oes e correntes quiescentes que estabelecem um ponto fixo nas curvas caracter´ısticas do transistor (MALVINO, 1995).

Segundo Millman e Halkias (1981a), a maioria dos circuitos transistorizados

apresentam a configurac¸ ˜ao emissor comum. Ent ˜ao, a Figura 5 ilustra as

caracter´ısticas de entrada, sa´ıda, regi ˜ao de corte, regi ˜ao de saturac¸ ˜ao e regi ˜ao ativa, bem como a reta de carga de um circuito que utiliza o emissor como terminal comum.

VCE IB2 IB3 IB4 IB5 IB1 ICsat VCEcorte ICQ VCEQ Q

Figura 5: Curvas Caracter´ısticas em Emissor Comum: (a) entrada; (b) sa´ıda. Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Analisando as curvas caracter´ısticas de sa´ıda da Figura 5, ´e poss´ıvel notar que existem pontos nos quais a reta de carga intercepta a curva IB = 0. Nesse ponto a corrente de base ´e zero e a corrente de coletor ´e a corrente de saturac¸ ˜ao reversa do diodo (ICO), levando o transistor `a regi˜ao de corte. Na extremidade superior da reta de carga encontra-se o ponto no qual a corrente de coletor ´e m ´axima, assim o transistor est ´a na regi ˜ao de saturac¸ ˜ao e VCE = VCEsat (WENDLING, 2009). Segundo Boylestad e Nashelsky (2004), o ponto de operac¸ ˜ao Q ´e um ponto fixo na reta de carga, sendo

(24)

que as tens ˜oes e correntes quiescentes fornecidas pelo circuito de polarizac¸ ˜ao devem aloca-lo na regi ˜ao ativa para que o amplificador opere de maneira adequada.

2.3.1.2 A RETA DE CARGA CA

A partir da polarizac¸ ˜ao CC do transistor, pode-se aplicar um sinais alternado na entrada do circuito, possibilitando a amplificac¸ ˜ao CA. Para acoplar o sinal CA ao transistor, pode-se conectar capacitores de acoplamento ao circuito. Ao conectar um capacitor em derivac¸ ˜ao `a entrada ou sa´ıda do circuito, as correntes quiescentes geradas pela fonte de alimentac¸ ˜ao fixa interpretam os capacitores como um circuito aberto, pois a reat ˆancia de um capacitor `a frequ ˆencia zero ´e infinita (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Por outro lado, ´e necess ´ario que as reat ˆancias sejam suficientemente pequenas para que o sinal CA passe livremente pelos capacitores e, ainda assim, bloqueie as tens ˜oes e correntes CC. A utilizac¸ ˜ao adequada dos capacitores de acoplamento permite conectar a sa´ıda de um circuito amplificador `a entrada de outro, evitando que as grandezas quiescentes de um deles interfira no seguinte (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

No subt ´opico anterior definiu-se um par ˆametro β ou βcc que relaciona a corrente quiescente de coletor com a corrente quiescente de base considerando o

transistor em emissor comum e operando na regi ˜ao ativa. Segundo Boylestad e

Nashelsky (2004), ao aplicar um sinal alternado ao transistor, tamb ´em ´e poss´ıvel definir uma relac¸ ˜ao de ganho entre o incremento das correntes de coletor e base variando entorno do ponto quiescente Q. O ganho incremental ou ganho para pequenos sinais βca (ou h f e) pode apresentar valores diferentes de βcc e ´e definido como βca = ∆iC ∆iB VCE=constante . (10)

Ap ´os a definic¸ ˜ao de βca e assumindo que, segundo Millman e Halkias (1981a), as equac¸ ˜oes 5, 6 e 7 s ˜ao v ´alidas para as grandezas CA de um transistor na regi ˜ao ativa, al ´em de que o circuito de polarizac¸ ˜ao e a carga (se houver) s ˜ao conhecidas, ´e poss´ıvel trac¸ar a reta de carga CA.

Antes de prosseguir com este subcap´ıtulo, ´e importante observar a notac¸ ˜ao das grandezas que ser ˜ao apresentadas a seguir:

(25)

• ´ındice mai ´usculo e sub´ındice mai ´usculo: valor quiescente;

• ´ındice min ´usculo e sub´ındice min ´usculo: valor instant ˆaneo da componente CA.

A Figura 6 ilustra o efeito de amplificac¸ ˜ao βca e a notac¸ ˜ao citada acima.

ΔiB iB iC ΔiC 0 ic iC IC 0 iB IB ib

Figura 6: Amplificac¸ ˜ao CA.

Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

Considerando as fontes de tens ˜ao CC com 0 V entre seus terminais e os capacitores de acoplamento como curto-circuitos, al ´em de tornar as fontes de corrente CC circuitos abertos, obt ´em-se o circuito CA. A configurac¸ ˜ao do transistor em emissor comum possibilita adquirir uma express ˜ao matem ´atica que relaciona as grandezas de sa´ıda vce com ic, na forma de y = ax +b. As variac¸ ˜oes das componentes CA do circuito est ˜ao submetidas aos respectivos valores quiescentes (ARMANDO; JR, 2013). Assim,

ic = iC − IC = ∆iC, (11)

ib = iB − IB = ∆iB, (12)

vce = vCE −VCE = ∆vCE (13)

e

vbe = vBE −VBE = ∆vBE. (14)

Da combinac¸ ˜ao das equac¸ ˜oes (11) e (13) com a express ˜ao que relaciona vce com ic, obt ´em-se a relac¸ ˜ao entre as grandezas totais de sa´ıda do amplificador, na forma de iC = C · (vCE +VCE) + IC, em que C representa a condutˆancia equivalente vista pelos terminais do coletor e do emissor. Desse modo, ´e poss´ıvel obter reta de carga CA de maneira an ´aloga a reta de carga CC (ARMANDO; JR, 2013).

A reta de carga CA ´e representada na Figura 7, bem como as tens ˜oes e correntes entorno do ponto quiescente.

(26)

vCE iB vBE (a) IB2 IB3 IB4 IB5 IB1 VCEcorte VCEQ Q

Figura 7: Curvas Caracter´ısticas em Emissor Comum: (a) entrada; (b) sa´ıda. Fonte: Adaptado de (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

A Figura 7 mostra que a amplitude das correntes e tens ˜oes amplificadas pelo transistor s ˜ao limitadas pelas respectivas tens ˜oes e correntes de corte e saturac¸ ˜ao

instant ˆaneas totais. Se o sinal na sa´ıda do transistor tender a ultrapassar as

extremidades da reta de carga CA, podem ocorrer distorc¸ ˜oes das correntes e/ou tens ˜oes amplificadas. Al ´em disso, existe a possibilidade de distorc¸ ˜ao assim ´etrica de um dos picos do sinal em virtude de mal posicionamento do ponto quiescente do transistor (MALVINO, 1995).

2.3.2 EFEITO DA TEMPERATURA

Segundo Millman e Halkias (1981a), pode-se considerar o transistor constitu´ıdo por dois diodos posicionados em oposic¸ ˜ao, um entre a junc¸ ˜ao base-coletor e outro entre a junc¸ ˜ao base-emissor. Supondo que o emissor esteja sob condic¸ ˜oes de circuito aberto (IE = 0), enquanto que a junc¸˜ao coletor apresente polarizac¸˜ao reversa, a corrente de coletor IC deve ser igual a corrente de saturac¸˜ao reversa (ICO) do diodo, devido ao movimento dos el ´etrons entre as regi ˜oes p e n. Em condic¸ ˜oes n ˜ao idealizadas, a corrente de coletor IC apresenta dependˆencia da corrente de saturac¸˜ao reversa ICO, al´em da corrente de base IB.

A corrente de saturac¸ ˜ao reversa (al ´em de VBE e β ) aumenta

consideravelmente com o aumento de temperatura. Esse fato pode ocasionar

dificuldades pr ´aticas ou instabilidade do circuito f´ısico utilizando transistor. O aumento de IC proporciona aumento de temperatura na junc¸˜ao do coletor, por consequˆencia, aumento de corrente reversa ICO e assim eleva a corrente de coletor IC. ´E poss´ıvel essa sequ ˆencia de eventos produza uma reac¸ ˜ao em cadeia e danifique o transistor. Outro problema a se considerar ´e a instabilidade do ponto quiescente. Considerando IB constante, o aumento de ICO com a temperatura, eleva a corrente IC e desloca o

(27)

ponto quiescente para cima. Desse modo, ´e poss´ıvel que o transistor passe a operar na regi ˜ao de saturac¸ ˜ao, mesmo se projetado para operar na regi ˜ao ativa (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

2.3.3 LIMITES DE OPERAC¸ ˜AO

Segundo Boylestad e Nashelsky (2004), para cada transistor existem limites de operac¸ ˜ao que proporcionam m´ınima distorc¸ ˜ao do sinal de sa´ıda e n ˜ao cause danos ao dispositivo. Estes limites de operac¸ ˜ao s ˜ao definidos na folha de dados (datasheet) disponibilizada pelo fabricante. Entre os principais par ˆametros fornecidos est ˜ao a corrente m ´axima de coletor (ICmax), a tens˜ao m´axima de coletor-emissor (VCEmax) e a m ´axima pot ˆencia dissipada (PCmax). Outros dois parˆametros importantes s˜ao a tens ˜ao m´ınima entre coletor e emissor (VCEsat) e corrente m´ınima (ICEO) para que o transistor funcione fora da regi ˜ao de saturac¸ ˜ao e corte. O funcionamento adequado do transistor deve respeitar as seguintes limitac¸ ˜oes:

ICEO ≤ IC ≤ ICmax, (15)

VCEsat ≤ VCE ≤ VCEmax, (16)

VCEIC ≤ PCmax. (17)

O transistor tamb ´em apresenta limites de amplificac¸ ˜ao em func¸ ˜ao da frequ ˆencia do sinal de entrada (resposta em frequ ˆencia), ganho de corrente cont´ınua (βcc), ganho de corrente para pequenos sinais (βca), resist ˆencia entre coletor e emissor (ro) e limite de temperatura do dispositivo.

2.3.4 TOPOLOGIAS CONVENCIONAIS DE AMPLIFICADORES

Os amplificadores de pequenos sinais t ˆem como func¸ ˜oes principais proporcionar a manipulac¸ ˜ao de ganhos de tens ˜ao e corrente, al ´em de adequar imped ˆancias entre dois ou mais sistemas. Cada topologia de amplificador apresenta par ˆametros vari ´aveis de acordo com o dispositivo ativo utilizado e sua polarizac¸ ˜ao (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004), conforme ilustra a Figura 8.

(28)

Vcc Vcc Vcc Vcc Vcc Polarização fixa

Polarização por divisor de tensão

Polarização com emissor sem desvio

Seguidor de emissor Base-comum Realimentação do coletor Zi média (1 K) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (100) Zi média (1 K) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (50) Zi alta (100 K) Zo média (2 K) Av baixo (-5) Ai alto (50) Zi alta (100 K) Zo baixa (20 ) Av baixo (1) Ai alto (-50) Zi média (1 K) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (50) Zi baixa (20 ) Zo média (2 K) Av alto (-200) Ai alto (50)

Figura 8: Topologias de amplificadores de pequenos sinais. Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

´

E pertinente afirmar que os amplificadores ilustrados Figura 8 transmitem 360o do sinal senoidal de entrada em sua sa´ıda, operando em classe A

(se devidamente projetados). A definic¸ ˜ao de operac¸ ˜ao e funcionamento dos

amplificadores classe A s ˜ao descritas no Cap´ıtulo 2.6

2.4 AMPLIFICADOR DE PEQUENOS SINAIS

A an ´alise de pequenos sinais consiste em reproduzir de forma aproximada as condic¸ ˜oes reais de operac¸ ˜ao do transistor por meio de modelos el ´etricos equivalentes. Um modelo que vem sendo frequentemente utilizado para estudos dos transistores aplicados `a amplificac¸ ˜ao de pequenos sinais ´e o modelo re (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

(29)

Sabe-se que as caracter´ısticas das junc¸ ˜oes base-emissor e base-coletor permitem representar a forma estrutural do transistor a partir de dois diodos e que a corrente ic ´e proporcional `a corrente ib por meio de β (MILLMAN; HALKIAS, 1981a). Al ´em disso, segundo Razavi (2010), para pequenas variac¸ ˜oes de corrente e tens ˜ao, o diodo sob polarizac¸ ˜ao direta comporta-se como um resistor linear. Desse modo, o transistor pode ser representado em sua forma equivalente, conforme a Figura 9.

B C E ib ie B C E ib ie re ib ib (a) (b)

Figura 9: Modelo CA do transistor. Fonte: Adaptado de (SEDRA; SMITH, 2005).

A resist ˆencia do diodo,

re =VT

IE , (18)

´e conhecida como resist ˆencia din ˆamica ou incremental. A variac¸ ˜ao de re com a variac¸ ˜ao de corrente pode ser desprezada no modelo para pequenos sinais, assim a resist ˆencia din ˆamica do diodo considerada constante (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

Na equac¸ ˜ao (18), as grandezas s ˜ao definidas por:

• VT ´e a tens˜ao t´ermica. Em temperatura ambiente VT aprox. 26 mV (MILLMAN; HALKIAS, 1981a);

• IE ´e a corrente quiescente que flui pelo diodo equivalente.

O modelo do transistor ´e uma ferramenta importante para obtenc¸ ˜ao de

par ˆametros a serem considerados mediante fins de an ´alise e projeto. A an ´alise

do sistema equivalente CA, junto ao modelo do transistor e o respectivo circuito de polarizac¸ ˜ao, possibilita obter os principais par ˆametros do amplificador - imped ˆancia de entrada Zi, Impedˆancia de sa´ıda Zo, ganho de tens˜ao Av e ganho de corrente Ai - que podem ser arranjados em sistemas de duas portas, ou quadripolos (SEDRA; SMITH, 2005).

(30)

A imped ˆancia de entrada ´e definida e pode ser calculada pela lei de Ohm aplicada aos terminais de entrada e, uma vez determinada, pode ser utilizada para

diferentes n´ıveis de tens ˜ao de entrada. A imped ˆancia de sa´ıda pode ser obtida

analogamente, por ´em sob o ponto de vista dos terminais de sa´ıda e com o sinal de tens ˜ao de entrada fixado em zero. Os ganhos de tens ˜ao e corrente apontam os n´ıveis de sinal que s ˜ao transferidos da entrada para a sa´ıda e dependem da carga (se houver) conectada aos terminais de sa´ıda (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

A Figura 10 ilustra um sistema de duas portas de um circuito amplificador de pequenos sinais em baixas frequ ˆencias.

Zi

Zo

AvNLvi RL

vi vo

Figura 10: Quadripolo que representa o amplificador. Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

Sendo ii e vi as componentes CA da corrente e da tens˜ao nos terminais de entrada, a imped ˆancia de entrada ´e definida por

Zi =vi

ii. (19)

Analogamente, a imped ˆancia de sa´ıda pode ser obtida por

Zo = vo io vi=0 . (20)

Os ganhos de tens ˜ao e corrente s ˜ao obtidos, respectivamente, por

AvNL =vo

vi (21)

e

AiNL = io

ii. (22)

O sub´ındice NL, do ingl ˆes no-load, indica que os terminais de sa´ıda do

amplificador encontram-se em aberto, ou seja, n ˜ao h ´a carga conectada. Com a

(31)

2.4.1 AMPLIFICADOR EM CASCATA

Segundo Millman e Halkias (1981a), quando deseja-se ganhos maiores do que um ´unico amplificador ´e capaz de fornecer ou em situac¸ ˜oes em que deseja-se adequar imped ˆancias, ´e poss´ıvel a que sa´ıda de um amplificador seja conectada a entrada de outro, constituindo um sistema em cascata, conforme a Figura 11.

Zi1 Zo1 AvNL1vi1 vi1 Zo2 AvNL2vi2 RL vo Zi2 vi2

Figura 11: Amplificadores em Cascata.

Fonte: Adaptado de (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

A carga vista por um dos est ´agios ´e a imped ˆancia de entrada do est ´agio seguinte, bem como o sinal de sa´ıda de um est ´agio, ´e visto como sinal de entrada do seguinte. Assim, o ganho de tens ˜ao Av total do sistema em cascata ´e definido por

Av = n

i=1 Avn. (23) ´

E importante notar que se o acoplamento entre os est ´agios for realizado por meio de capacitores dimensionados adequadamente, a polarizac¸ ˜ao CC de um est ´agio independe dos demais est ´agios acoplados `a ele. Caso o acoplamento seja direto, ou seja, realizado por um simples curto-circuito, a analise CC dos est ´agios deve ser realizada simultaneamente (MALVINO, 1995).

2.5 AMPLIFICADORES OPERACIONAIS

O amplificador operacional (Amp-Op) ´e um circuito integrado (CI) que configura um amplificador diferencial de tr ˆes terminais composto por diversos est ´agios

de amplificac¸ ˜ao (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004). Segundo Millman e Halkias

(1981b), as aplicac¸ ˜oes desses dispositivos s ˜ao in ´umeras, tais como: amplificadores, deslocadores de fase, somadores conversores de tens ˜ao em corrente e filtros ativos.

Amplificadores operacionais podem ser representados na forma de

quadripolos, semelhantes `a Figura 10, por ´em o ganho de tens ˜ao manifesta-se na forma de ganho de tens ˜ao diferencial (Ad) (FRANCO, 2005). A Figura 12 ilustra o diagrama b ´asico de um amplificador operacional em baixas frequ ˆencias.

(32)

Zo Advi Zi vi vi2 vi1 vo

Figura 12: Amplificador Operacional em Baixas Frequ ˆencias.

Fonte: Adaptado de (FRANCO, 2005).

Idealmente, o ganho Ad = ∞, a impedˆancia de entrada Zi = ∞ e a impedˆancia de sa´ıda Zo = 0. Desse modo, a amplitude da tens ˜ao de sa´ıda vo independe da carga, bem como a amplitude do sinal de entrada vi independe da impedˆancia de sa´ıda da fonte ou do est ´agio amplificador conectado aos terminais de entrada do Amp-Op (MILLMAN; HALKIAS, 1981b).

2.5.1 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAC¸ ˜AO

Um amplificador de instrumentac¸ ˜ao ´e um amplificador com dois terminais de entrada, que pode ser utilizado em medic¸ ˜oes ou amplificac¸ ˜ao de sinais com n´ıveis de tens ˜ao muito baixos. Aplicac¸ ˜oes desse tipo tornam-se poss´ıveis devido ao fato de que os amplificadores de instrumentac¸ ˜ao apresentam elevada rejeic¸ ˜ao de modo comum e ganhos limitados de acordo com a faixa de frequ ˆencia do sinal de entrada (CARTER; MANCINI, 2009).

Segundo Bortoni (2002), o ru´ıdo de tens ˜ao pode manifestar-se em modo comum, ou seja, apresentar a mesma amplitude e fase em dois ou mais condutores

de um mesmo circuito. Assim, a caracter´ıstica de rejeic¸ ˜ao ´e capaz de atenuar

consideravelmente as interfer ˆencias eletromagn ´eticas sobrepostas ao sinal, conforme ilustra a Figura 13.

Amplificador

Figura 13: Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao.

(33)

Segundo Franco (2005), um amplificador de instrumentac¸ ˜ao precisa satisfazer as seguintes especificac¸ ˜oes: imped ˆancia de entrada elevada, imped ˆancia de sa´ıda baixa, ganho preciso e est ´avel e rejeic¸ ˜ao de modo comum elevado. Uma topologia que satisfaz as especificac¸ ˜oes acima ´e o amplificador de instrumentac¸ ˜ao com tr ˆes Amp-Ops, ilustrado na Figura 14.

vi2 vi1 RG R3 R3 R1 R1 R2 R2 vo

Figura 14: Circuito Amplificador de Instrumentac¸ ˜ao.

Fonte: Adaptado de (FRANCO, 2005).

Equacionando-se o circuito, tem-se que

vo = R2 R1   1 +2R3 RG  v1 − v2 . (24)

Para o funcionamento adequado do amplificador de instrumentac¸ ˜ao, os Amp-Ops devem apresentar par ˆametros praticamente id ˆenticos e os resistores que comp ˜oem o circuito e ajustam o ganho devem apresentar baixa variac¸ ˜ao de resist ˆencia (FRANCO, 2005).

2.6 AMPLIFICADORES DE POT ˆENCIA

Os amplificadores de pot ˆencia capazes de fornecer tens ˜ao e corrente suficientemente elevadas para acionar determinadas cargas el ´etricas, tais como

alto-falantes (HOOD, 1999). Existem diversas topologias de amplificadores de

pot ˆencia, cada qual podendo apresentar caracter´ısticas e princ´ıpios de funcionamento

diferentes. Entre os amplificadores frequentemente utilizados em aplicac¸ ˜oes de

´audio est ˜ao os amplificadores classe A, B, AB e D, subdivididos de acordo com o princ´ıpio de funcionamento, efici ˆencia e fidelidade do sinal amplificado (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

(34)

2.6.1 CLASSE A

Teoricamente, o amplificador classe A apresenta a melhor caracter´ıstica de linearidade entre os amplificadores de pot ˆencia e tem ˆangulo de conduc¸ ˜ao do elemento amplificador de 360◦, pois este opera com ponto quiescente na regi ˜ao ativa. Em contrapartida, o amplificador classe A apresenta a pior efici ˆencia entre as classes citadas acima. Na aus ˆencia de sinal de entrada, a corrente a corrente drenada da fonte de alimentac¸ ˜ao ´e a corrente quiescente que flui atrav ´es do transistor, culminando em baixa efici ˆencia do amplificador (CORDELL, 2011).

A Figura 15 ilustra tr ˆes topologias de est ´agios amplificador classe A.

+Vcc -Vcc RL RB +Vcc -Vcc RL RB +Vcc -Vcc VBIAS (a) (b) (c)

Figura 15: Est ´agio Classe A: (a) com par de transistores de sa´ıda; (b) alimentac¸ ˜ao s ´erie; (c) acoplado a transformador.

Fonte: Adaptado de (CORDELL, 2011).

A efici ˆencia ´e definida como a pot ˆencia CA transferida pela fonte CC. Considerando que na aus ˆencia de sinal de entrada a corrente drenada da fonte CC ´e a corrente quiescente, para as m ´aximas oscilac¸ ˜oes de tens ˜ao e corrente a efici ˆencia m ´axima do amplificador resulta em 25% para o amplificador com alimentac¸ ˜ao s ´erie (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004) e, segundo Cordell (2011), 50% no caso do amplificador acoplado a transformador ou com um par de transistores de sa´ıda sob condic¸ ˜oes ideias.

Devido ao baixo rendimento, muitas vezes a utilizac¸ ˜ao das topologias de amplificadores classe A como amplificador para dispositivos que demandem pot ˆencias relativamente elevadas torna-se invi ´avel. Geralmente, amplificadores em classe A, entre outras aplicac¸ ˜oes, s ˜ao utilizados como pr ´e-amplificadores de ´audio, em que a pot ˆencia requisitada pela carga do est ´agio classe A ´e relativamente pequena, entretanto proporciona boa caracter´ıstica de fidelidade de sinal (DUNCAN, 1996).

(35)

2.6.2 CLASSE B

Diferentemente do amplificador classe A, as topologias de amplificadores classe B n ˜ao apresentam corrente quiescente nos transistores de sa´ıda, aumentando a efici ˆencia para at ´e 78,5%. Por ´em o transistor de sa´ıda conduz apenas em um semiciclo do sinal de entrada, ou seja, o ciclo de operac¸ ˜ao ´e de no m ´aximo 180o. Para que o sinal de sa´ıda reproduza 360◦ do sinal de entrada, ´e necess ´ario um par de transistores, cada um respons ´avel por conduzir meio semiciclo (180◦) do sinal de sinal de entrada. Ou seja, um dos transistores conduz durante o semiciclo positivo do sinal de entrada, enquanto o outro conduz durante o semiciclo negativo. A func¸ ˜ao exercida pelo par de transistores, nesse caso, caracteriza um circuito Push-Pull (CORDELL, 2011).

A Figura 16 ilustra um est ´agio amplificador operando em classe B.

+Vcc

-Vcc

Figura 16: Est ´agio Classe B.

Fonte: Adaptado de (CORDELL, 2011).

Durante a transic¸ ˜ao entre os ciclos de operac¸ ˜ao de cada transistor dos amplificadores classe B, o sinal de entrada n ˜ao tem amplitude suficiente para polarizar o circuito, resultando em uma interrupc¸ ˜ao no sinal de sa´ıda. A medida que o sinal de entrada reduz, a distorc¸ ˜ao do sinal torna-se mais percept´ıvel. Esta interrupc¸ ˜ao ´e chamada de distorc¸ ˜ao de crossover, ou cruzamento por zero, e causa distorc¸ ˜ao no sinal de sa´ıda do amplificador (SELF, 2002) .

(36)

2.6.3 CLASSE AB

A principal desvantagem do amplificador em classe B ´e a distorc¸ ˜ao por efeito crossover, que pode ser minimizado a partir da polarizac¸ ˜ao dos transistores em uma regi ˜ao um pouco acima do corte. Existem m ´etodos variados de proporcionar tal polarizac¸ ˜ao corrente de polarizac¸ ˜ao, de modo a configurar a operac¸ ˜ao do amplificador na classe AB. Esses amplificadores apresentam algumas vantagens tanto do amplificador classe A quanto do classe B, pois possibilitam aproximar a efici ˆencia ao amplificador classe B (78,5%) e a caracter´ıstica de fidelidade de sinal do classe A (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2004).

Segundo Bortoni (2002), assim como no amplificador classe B, no est ´agio classe AB s ˜ao necess ´arios dois transistores para que o ciclo completo do sinal de entrada seja amplificado na sa´ıda, por meio da configurac¸ ˜ao Push-Pull. Por ´em h ´a uma tens ˜ao CC de polarizac¸ ˜ao dos elementos amplificadores do circuito, conforme mostra a Figura 17.

+Vcc

-Vcc VBIAS

VBIAS

Figura 17: Est ´agio Classe AB.

Fonte: Adaptado de (CORDELL, 2011).

Na aus ˆencia de sinal de entrada do est ´agio classe AB, deve existir uma corrente quiescente suficientemente pequena para proporcionar efici ˆencia superior em relac¸ ˜ao ao amplificador classe A. Por outro lado, tal corrente deve ser suficientemente elevada para polarizar os transistores acima da regi ˜ao de corte, de modo a minimizar a distorc¸ ˜ao por cruzamento (BORTONI, 2002).

(37)

2.6.4 CLASSE D

A principal vantagem do amplificar classe D ´e a capacidade de proporcionar a maior efici ˆencia quando comparado com as classes A, B e AB, em torno de 90%. A efici ˆencia elevada torna esta classe bastante atraente para aplicac¸ ˜oes que demandem n´ıveis elevados de pot ˆencias de sa´ıda. O princ´ıpio de funcionamento baseia-se no transistor operando como chave, ou seja, o ponto quiescente ´e alocado em regi ˜oes nas quais o transistor atue de modo descont´ınuo, comutando a chave por meio de sinais digitais ou pulsados (BORTONI, 2002).

A Figura 18 ilustra o diagrama de blocos de um amplificador classe D.

Sinal Triangular Sinal de Entrada Comparador Chaveamento e Comando Filtro Passa-Baixas Carga

Figura 18: Amplificador Classe D. Fonte: Adaptado de (BORTONI, 2002).

O sinal de entrada deve ser comparado a uma refer ˆencia, geralmente um sinal triangular com frequ ˆencia muitas vezes maior que a m ´axima frequ ˆencia aud´ıvel. O resultado da comparac¸ ˜ao d ´a origem a um sinal pulsado, com largura de pulso proporcional ao sinal de entrada, respons ´avel pelo chaveamento. Assim, s ´o existe corrente fluindo pelo circuito quando a chave se encontrar fechada. A resist ˆencia que se op ˜oe a passagem dessa corrente ´e pequena, ocasionando baixa queda de tens ˜ao e, por consequ ˆencia, h ´a baixa pot ˆencia el ´etrica consumida pelo transistor. Por fim, ´e necess ´ario reconstruir o sinal original por meio de um filtro passa-baixas antes de ser entregue `a carga (CORDELL, 2011).

2.7 RESPOSTA EM FREQU ˆENCIA

A resposta em frequ ˆencia consiste em observar a sa´ıda de um circuito ao aplicar um sinal de entrada de amplitude fixa e frequ ˆencia vari ´avel (RAZAVI, 2010). Segundo Cordell (2011), um amplificador de ´audio deve fornecer resposta em frequ ˆencia plana para todas as condic¸ ˜oes de operac¸ ˜ao dentro do espectro de frequ ˆencia aud´ıvel (20 Hz a 20 KHz), ou t ˜ao pr ´oximo quanto poss´ıvel.

(38)

energia do circuito n ˜ao apresentam apenas caracter´ısticas de circuito aberto ou

curto-circuito, mas tamb ´em caracter´ısticas de resposta din ˆamica. Em condic¸ ˜oes reais

de operac¸ ˜ao, os demais componentes de um circuito podem apresentar respostas din ˆamicas frente `a variac¸ ˜ao de frequ ˆencia, devido a suas caracter´ısticas intr´ınsecas (MARQUES; CHOUERI; CRUZ, 1998).

A Figura 19 ilustra a resposta em frequ ˆencia de um amplificador em func¸ ˜ao do aumento de frequ ˆencia do sinal de entrada.

Av Av Av (a) Av f fc (b)

Figura 19: Resposta em Frequ ˆencia: (a) amplificador; (b) resposta do amplificador. Fonte: Adaptado de (RAZAVI, 2010).

Conforme a frequ ˆencia do sinal aumenta, o amplificador diminui a capacidade de fornecer ganho em sua sa´ıda. Um dos fatores que pode ocasionar esse fen ˆomeno

´e o Efeito de Miller (RAZAVI, 2010).

Segundo Ogata (2000), uma forma de representar a resposta em frequ ˆencia de sistemas f´ısicos pode ser realizada por meio do diagrama de bode, obtido analiticamente a partir da Func¸ ˜ao de Transfer ˆencia ou atrav ´es de simulac¸ ˜oes computacionais. Uma func¸ ˜ao de transfer ˆencia t´ıpica ´e dada pela relac¸ ˜ao na forma de

G(s) =amsm + am−1s

m−1 + ... + a 0

sn+ bn−1 + ... + b0 . (25)

Os coeficientes a e b das func¸ ˜oes de transfer ˆencia carregam as informac¸ ˜oes impl´ıcitas relevantes para a determinac¸ ˜ao de par ˆametros de resposta do sistema, tais como frequ ˆencias de corte, amortecimento, ganhos e estabilidade do sistema (OGATA, 2000). Tratando-se de sistemas de ´audio, a func¸ ˜ao de transfer ˆencia tem papel relevante para o dimensionamento adequado de equalizadores. A aplicac¸ ˜ao das func¸ ˜oes de transfer ˆencia em sistemas de equalizac¸ ˜ao ´e melhor descrita na sec¸ ˜ao 3.3.

(39)

2.7.1 EFEITO DE MILLER

Em circuitos amplificadores, alguns efeitos, muitas vezes inconvenientes, podem surgir devido `as caracter´ısticas construtivas do dispositivo amplificador ou

da configurac¸ ˜ao adotada. No caso dos amplificadores, existe uma imped ˆancia

parasita entre a entrada e sa´ıda do circuito, que pode influenciar significativamente na imped ˆancia equivalente de entrada e sa´ıda do sistema. Este efeito ´e conhecido como Efeito de Miller. O Efeito de Miller causa um incremento na capacit ˆancia de entrada equivalente do amplificador inversor, devido `a amplificac¸ ˜ao da capacit ˆancia parasita entre a entrada e a sa´ıda (RAZAVI, 2010).

Como o Efeito de Miller costuma aparecer predominantemente entre os terminais de entrada e sa´ıda do amplificador, os c ´alculos inerentes a resposta em altas frequ ˆencias tornam-se mais trabalhosos e complexos. Por ´em, existe um teorema, conhecido como Teorema de Miller, capaz de converter a capacit ˆancia parasita em dois capacitores equivalentes separados, facilitando consideravelmente a an ´alise do sistema (MILLMAN; HALKIAS, 1981a).

A Figura 20 apresenta o Teorema de Miller aplicado a um amplificador inversor.

-A -A

CF

(1 + A)CF (1 + A-1)CF

(a) (b)

Figura 20: Efeito de Miller : (a) capacit ˆancia de Miller ; (b) capacit ˆancias ap ´os a aplicac¸ ˜ao do Teorema de Miller. Fonte: Adaptado de (RAZAVI, 2010).

A frequ ˆencia de corte superior do amplificador ser ´a a menor frequ ˆencia de corte imposta pela capacit ˆancia parasita `a ele associada, e pode ser definida de maneira an ´aloga a frequ ˆencia de corte de um filtro RC:

fci = 1

2πReqiCi. (26)

Em que

(40)

• Reqi ´e a resistˆencia equivalente vista pela capacitˆancia Ci.

A Figura 21 ilustra os efeitos de corte das frequ ˆencias inferiores e superiores.

A (dB)

f (Hz)

f1 f2

3dB

Figura 21: Curva de Resposta em Frequ ˆencia. Fonte: Adaptado de (HOOD, 1999).

Visto que em frequ ˆencias menores o Efeito de Miller n ˜ao apresenta alterac¸ ˜ao significativa na resposta do sistema, pode-se afirmar que a frequ ˆencia de corte inferior f1 ocorre, principalmente, devido aos capacitores de acoplamento (se assim for realizado o acoplamento) e capacitores de Bypass. Por outro lado, a frequ ˆencia de corte superior f2 pode ocorrer devido `as capacitˆancias parasitas descritas pelo Efeito de Miller (RAZAVI, 2010).

2.8 FILTROS ANAL ´OGICOS

Os filtros s ˜ao dispositivos eletr ˆonicos que atenuam sinais de determinadas frequ ˆencias, ao passo que permitem a passagem ou amplificac¸ ˜ao de outras (BALLOU, 2008). A revis ˜ao bibliogr ´afica das topologias de filtros engloba os filtros passa-baixa e passa alta em virtude de que estes podem ser utilizados como ponto de partida para a an ´alise de algumas topologias de equalizadores.

Os filtros apresentados na Figura 22 s ˜ao de 1a ordem, ou seja, proporcionam decaimento de 20 dB/d ´ecada na amplitude de sinais com frequ ˆencias abaixo (passa-alta) ou acima (passa-baixa) da frequ ˆencia de corte. Existem topologias de circuitos com ordem maior que 1, al ´em de topologias inversoras e da possibilidade de conecta-los em s ´erie de modo a proporcionar maior taxa de decaimento. Na banda passante, os filtros passivos proporcionam sinal de sa´ıda com ganho m ´aximo A de 0 dB, enquanto que os filtros ativos possibilitam a amplificac¸ ˜ao do sinal. (KUGELSTADT, 2008).

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Vin R1 C Vo Filtro passa-baixa Vin R1 C Vo R2 R3

Filtro passa-alta ativo Vo Vin R1 C R2 R3

Filtro passa-baixa ativo

Frequência Magni tude (dB ) A A-3 fc 20 dB/dec Banda passante Resposta em Frequência Frequência Magni tude (dB ) A A-3 fc Banda passante 20 dB/dec Resposta em Frequência Vin R1 Vo Filtro passa-alta C

Figura 22: Filtros Anal ´ogicos.

Fonte: Adaptado de (KUGELSTADT, 2008).

Uma vez que o sinal de entrada apresenta frequ ˆencia fora da banda passante, o sinal de sa´ıda do filtro tende a decair at ´e que a tens ˜ao se iguale a zero (idealmente). Se um resistor R0 for conectado `as redes passivas da Figura 22, ´e poss´ıvel limitar e fixar a frequ ˆencia na qual inicia-se o decaimento, al ´em da frequ ˆencia em que decaimento cessa (HOOD, 1999), conforme ilustra a Figura 23.

Vin R1 C Vo R' Vin R1 C Vo R'

Filtros passa-baixa modificado

Frequência A2 A1-3 fc1 A1 A2+3 fc2 20 dB/dec Magni tude (dB ) A1 A1-3 20 dB/dec A2 A2+3 Resposta em Frequência

Filtros passa-alta modificado

Magni

tude (dB

)

Figura 23: Filtros Anal ´ogicos Passivos Modificados. Fonte: Adaptado de (HOOD, 1999).

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Tais redes podem ser conectadas a blocos de ganho inversor, em vista que os filtros passivos tendem a inverter a fase do sinal de sa´ıda ap ´os a frequ ˆencia de corte (HOOD, 1999). A Figura 24 ilustra os filtros ap ´os a inserc¸ ˜ao de R0 e o est ´agio de ganho, bem como as respectivas respostas em frequ ˆencia.

Vo C R' R1 R1 Vin Vo R1 R1 Vin R' Frequência -A3 A4-3 fc3 A4 -A3+3 fc4 20 dB/dec Magni tude (dB ) A3 A3-3 20 dB/dec A4 A4+3 Magni tude (dB ) C Filtros + Ganho

Figura 24: Filtros Anal ´ogicos Ativos Modificados. Fonte: Adaptado de (HOOD, 1999).

Segundo Hood (1999), as modificac¸ ˜oes aplicadas aos filtros da Figura 22 e ilustradas nas Figuras 23 e 24, s ˜ao a base para o controle de tom Baxandall. As frequ ˆencias de corte e os ganhos atrelados ao circuito podem ser obtidos a partir da func¸ ˜ao de transfer ˆencia do sistema, e ser ˜ao definidas, calculadas e apresentadas na sec¸ ˜ao 3.3.

2.9 O SISTEMA DESENVOLVIDO

O sinal de entrada In1, fornecido pelo microfone condensador, apresenta n´ıvel de baixo sinal transmitido por meio de um sistema balanceado. O sinal gerado pelo microfone est ´a presente na sa´ıda do Phantom Power com sua componente CA consideravelmente atenuada (ou extinta). Esse sinal ´e representado no diagrama de blocos da Figura 25 por Out1 e, al´em de ser envido ao sistema desenvolvido, tamb´em ´e transmitido `a mesa de som ou mixer principal. Assim, se o mixer principal n ˜ao dispor de Phantom Power, a fonte desenvolvida encarrega-se de suprir tal necessidade, de modo a possibilitar a reproduc¸ ˜ao dos sons convertidos pelo microfone tamb ´em no sistema voltado ao p ´ublico. Por outro lado, o sinal de entrada In2, fornecido pela mesa de som, apresenta n´ıvel de linha e pode ser tanto balanceado quanto desbalanceado. Na Figura 25 ´e apresentado o diagrama de blocos do equipamento de ´audio proposto e desenvolvido pelo presente trabalho, tendo em vista os circuitos que

(43)

comp ˜oe as etapas descritas nas sec¸ ˜oes do cap´ıtulo 2. Mixer Principal Microfone Condensador JTS 516CX Phantom Power Circuito de Instrumentação Controle de Tonalidade Mistrurador de Áudio Ganho de Tensão Ganho de Potência Fone de Ouvido AKG K414P Circuito de Instrumentação Controle de Tonalidade Fones de Ouvido AKG K414P In1 In2 Restante dos Sinais de Áudio Out1 Out1

Figura 25: Diagrama do Equipamento Desenvolvido. Fonte: Autoria Pr ´opria.

A principal caracter´ıstica do equipamento implementado ´e operar

independentemente do sistema de ´audio principal instalado. O mixer principal

ou mesa de som ´e encarregado de proporcionar o controle prim ´ario dos sons que ser ˜ao reproduzidos nos fones de ouvido, pois possuem sa´ıdas independentes tanto para o sistema de som principal quanto para o sistema de monitoramento (neste caso, os fones de ouvido).

Algumas mesas de som n ˜ao s ˜ao capazes de fornecer pot ˆencia suficiente para acionar os fones de ouvido, al ´em de, muitas vezes, n ˜ao dispor de um Phantom Power. O prot ´otipo desenvolvido encarrega-se de proporcionar a alimentac¸ ˜ao necess ´aria para polarizar o microfone condensador JTS 516CX escolhido e fornecer pot ˆencia el ´etrica suficiente para acionar os fones de ouvido. Convenientemente, o prot ´otipo desenvolvido encarrega-se tamb ´em de promover o controle secund ´ario de volume, graves e agudos do microfone condensador e do sinal enviado pela mesa de som. O controle referente a cada canal de entrada do prot ´otipo deve ser realizado de forma independente entre si, al ´em de operar de maneira independente ao sistema de ´audio principal voltado ao p ´ublico.

2.10 NOC¸ ˜OES DE SISTEMAS DE ´AUDIO

Nas sec¸ ˜oes anteriores desse trabalho descreveu-se diversos circuitos e dispositivos que podem constituir sistemas de ´audio variados, bem como o diagrama de blocos do prot ´otipo proposto. Para uma melhor compreens ˜ao ´e conveniente expor algumas noc¸ ˜oes b ´asicas sobre sistemas de ´audio.

(44)

2.10.1 N´IVEIS DE OPERAC¸ ˜AO DE SISTEMA DE ´AUDIO

Os sinais transmitidos por sistemas de ´audio apresentam amplitudes diferentes, convenientemente definidas em tr ˆes n´ıveis: n´ıvel de baixo sinal, n´ıvel de linha e n´ıvel e alto sinal.

O n´ıvel de baixo sinal ou n´ıvel de microfone s ˜ao os sinais que operam entre -80 dBV (100 µVrms) at ´e cerca de -20 dBV (100 mVrms). Os microfones geralmente operam neste n´ıvel de sinal. O n´ıvel de linha s ˜ao sinais que operam entre -20 dBV at ´e +4 dBV (1,58 Vrms). Equipamentos que operam nessa faixa s ˜ao teclados, guitarra, sinais compartilhados entre os circuitos que comp ˜oe os sistemas de ´audio, etc. O n´ıvel de alto sinal ou n´ıvel de alto-falantes s ˜ao os sinais que podem operar na faixa de +20 dBV (10 V) ou mais. Se necess ´ario, sa´ıdas de amplificadores podem operar nesse n´ıvel de sinal (DAVIS; PATRONIS; BROWN, 2013). As definic¸ ˜oes das grandezas representadas em dB e dBV podem ser encontradas no Ap ˆendice A.

2.10.2 CIRCUITOS BALANCEADOS E DESBALANCEADOS

Em sistemas de ´audio, os circuitos balanceados consistem em dois

condutores com sinais sim ´etricos em relac¸ ˜ao a refer ˆencia comum aos dois. Os

sinais apresentam mesma amplitude, mas polaridades opostas, ou seja, defasados em 180◦. O objetivo principal dos circuitos balanceados ´e habilitar a rejeic¸ ˜ao do ru´ıdo de modo comum. Microfones condensadores geralmente s ˜ao compostos por circuitos balanceados, pois os sinais fornecidos pelos microfones apresentam tens ˜ao em n´ıveis de baixo sinal, e assim os ru´ıdos de modo comum podem interferir de maneira significativa (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

Por outro lado, o circuito desbalanceado ´e aquele que fornece, transmite ou recebe o sinal apenas por um condutor em relac¸ ˜ao `a refer ˆencia. Os sistemas desbalanceados apresentam menor custo, tanto para a construc¸ ˜ao dos cabos que transmitem o sinal, quanto para a construc¸ ˜ao dos circuitos que fornecem ou recebem este tipo de sinal. O principal ponto negativo ´e que aparelhos que tenham entrada desbalanceada n ˜ao proporcionam rejeic¸ ˜ao a ru´ıdo de modo comum. Desse modo a transmiss ˜ao de sinais por interm ´edio de cabos desbalanceados ´e melhor aproveitada para sinais em n´ıvel de linha ou n´ıvel de alto sinal (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

A Figura 26 demostra a transmiss ˜ao por meio de cabos balanceados e desbalanceados.

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Entrada Balanceada Entrada Desbalanceada (a) (b) 1 23

Conector 3 vias Cabo

Cabo Conector 2 vias

Figura 26: Sistemas: (a) desbalanceados; (b) balanceados.

Fonte: Autoria Pr ´opria.

No cabo balanceado, o ru´ıdo induzido apresenta a mesma polaridade para os dois condutores, possibilitando a atenuac¸ ˜ao do sinal indesejado por interm ´edio de um circuito diferencial. Quanto menor o n´ıvel do sinal, mais influente ser ´a o ru´ıdo, fato que torna fact´ıvel a utilizac¸ ˜ao de sistemas ou cabos balanceados ou desbalanceados de acordo com o n´ıvel de sinal ou ru´ıdo presente no sistema (BORTONI, 2002).

2.10.3 MISTURADOR DE ´AUDIO

Os sinais fornecidos tanto por microfones quanto por instrumentos musicais ou outros dispositivos em n´ıveis de baixo sinal ou de linha, podem ser misturados para possibilitar a transmiss ˜ao ou reproduc¸ ˜ao de v ´arios sons simultaneamente em alto-falantes. Nesse contexto, o misturador tem a func¸ ˜ao prim ´aria de combinar dois ou mais sinais de entrada em um ´unico sinal de sa´ıda (RUMSEY; MCCORMICK, 2009).

A Figura 27 demostra a func¸ ˜ao b ´asica de um misturador de som.

Misturador de Áudio Sinal 1 Sinal 2 Sinal de Saída

Figura 27: Misturador de ´Audio. Fonte: Autoria Pr ´opria.

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Referências