PROJETO E ANÁLISE DE UM CONVERSOR FLYBACK AUTO-OSCILANTE PARA A ALIMENTAÇÃO DE LED S

PROJETO E ANÁLISE DE UM CONVERSOR FLYBACK AUTO-OSCILANTE PARA A ALIMENTAÇÃO DE LED’S

IGOR C.VIEIRA,PEDRO F.DONOSO-GARCIA,LENIN M.F.MORAIS,PORFIRIO C.CORTIZO Grupo de Eletrônica de Potência – Departamento de Engenharia Eletrônica – UFMG

Universidade Federal de Minas Gerais – Brazil

Av. Antônio Carlos, 6627 – Pampulha / CEP 31.270-901 Belo Horizonte, MG, Brazil

E-mails: vieiraigor@cpdee.ufmg.br/pedro@cpdee.ufmg.br/lenin@cpdee.ufmg.br/ porfirio@cpdee.ufmg.br

Abstract- This paper presents a self-oscillating flyback converter 7 W – 10 W for supply LED’s lamp. Application in LED aims energy

savings, high luminous efficacy and high useful life. The converter objective it will be less current ripple it is possible, because the nominal LED current works near of the maximum LED current. High current over the LEDs implies high junction temperature, that’s why it is important pay attention in design of the heat sink. High junction temperatures reduce significantly the device useful life. To supply the load will be used the Self-Oscillating Flyback converter, this converter show the following feature: good stability, good current control over the load with low ripple and reduced cost because used only passive components.

Keywords-LED, Flyback converter, self-oscillating, variable frequency operation, peak current mode control.

Resumo –Este artigo apresenta um conversor Flyback auto-oscilante 7 W – 10 W para alimentação de LED’s. Aplicações com LED’s objetivam economia de energia, alta eficiência luminosa e longa vida útil. É objetivo de este conversor impor o menor ripple de corrente sobre a saída, pois o valor da corrente nominal dos LED’s é próximo ao valor de máxima corrente. Quanto maior a corrente de trabalho dos LED’s maior será a temperatura de junção dos mesmos, desta forma deve-se ter atenção ao cálculo do dissipador de calor, visando reduzir o máximo possível à temperatura de junção dos LED’s, penalizando, o menos possível, a vida útil do dispositivo. Para alimentar esta carga será utilizado um conversor Flyback Auto-Oscilante, que se caracteriza por apresentar boa margem de estabilidade, boa regulagem da corrente sobre a carga com ripple desprezível, além de apresentar custo reduzido, pois é constituído apenas por componentes discretos.

Palavras-chaves –LED, Conversor Flyback Auto-Oscilante, Freqüência de trabalho variável, Controle por detecção de pico de corrente.

1. Introdução

Os LED’s de alto brilho estão sendo utilizados em aplicações tradicionalmente dominadas pelas lâmpadas incandescentes e outras fontes de luz, como: sinais de trânsito, iluminação interna de veículos, iluminação de ambientes arquitetônicos e painéis luminosos com cores plenas.

Segundo a lei de Craford’s o desempenho da emissão de luz aumenta dez vezes a cada década. A OIDA (Optoelectronics Industry Development Association) ainda acrescenta que a eficiência luminosa dos LEDs em 2002 era em torno de 25 lm/W, em 2007 em 50 lm/W, já substituindo as lâmpadas incandescentes em muitas aplicações, em 2012 chegará a 150 lm/W substituindo as lâmpadas fluorescentes e em 2020 poderá chegar a 200 lm/W, segundo Morrison (2002). Os Diodos Emissores de Luz (LEDs) apresentam maior eficiência e maior vida útil comparado às lâmpadas fluorescentes (Cervi, 2005).

A Tabela 1 ilustra a situação atual dos LEDs de potência perante as demais lâmpadas. É possível verificar que em termos de eficiência luminosa os LEDs já se comparam com as lâmpadas de descarga de vapor de sódio, Schubert (2006) e Led Magazine (2009), no entanto a potência máxima de trabalho ainda é menor. Outra vantagem do LED perante as lâmpadas fluorescentes e incandescentes descritas na Tabela 1, é a longa vida útil, onde as mesmas

possuem respectivamente 60.000 h., 10.000 h. e 750 h. respectivamente.

Os conversores para a alimentação de LEDs deve apresentar as seguintes características:

 Trabalhar como fonte de corrente, pois além de trabalhar com corrente próximo ao valor máximo, às propriedades ópticas do LED variam caso haja variação de corrente sobre os mesmo. Outra característica do controle por corrente é que este limita os picos de corrente, atuando como proteção inerente ao dispositivo;

 Dimensão física do reator eletrônico deve ser reduzida, para que este seja incorporado na luminária;

 Baixo custo de implementação;

 O grande desafio em projeto de reatores eletrônicos é a elaboração de um circuito com um bom desempenho elétrico e baixo custo.

Tabela 1. Características gerais de diversas Lâmpadas, Johnson (2004)

Modelo lm/W IRC Vida

(horas)

Incandescentes Standard 17 100 750 Fluorescentes TLT/TLD 69 72 8000

Fluor Compac PLED-H 67 80 10000 Descarga Vapor de Sódio 97 25 24000 LED K2 - TFFC 82 70 50000 LED - Rebel 76 70 60000

2. O Flyback Auto-oscilante

O circuito do Flyback auto-oscilante, apresentado na Figura 1, é um conversor robusto que tem sido amplamente utilizada em aplicações off-line de baixa potência. O custo global deste circuito é geralmente inferior ao flyback PWM convencional, uma vez que seu controle é implementado utilizando poucos componentes passivos, sem perda de desempenho, Irving (2002), Suntio (2006). Este conversor opera no limiar entre os regimes contínuo e descontínuo de condução e utiliza o controle por detecção de pico da corrente do primário. Esta característica impõe ao conversor freqüência de trabalho variável. Em aplicações na qual não é exigida uma regulação precisa da corrente sobre a carga é possível implementar a malha de realimentação utilizando apenas um diodo zener.

A regulação do valor da corrente de saída para conversores chaveados é executada pela relação cíclica aplicada ao MOSFET durante um período de chaveamento, sendo que o tempo de condução e o tempo de corte do MOSFET são definidos pela comparação entre um sinal dente de serra e a tensão de erro. No caso do conversor Flyback auto-oscilante, o sinal dente de serra a se utilizar é proporcional a corrente do primário do transformador enquanto o valor da tensão de erro é ajustado pela tensão da malha de realimentação.

A Figura 2 ilustra as formas de onda para o controle por detecção de pico de corrente para o conversor Flyback auto-oscilante. É observado nesta figura que o conversor auto-oscilante define uma janela de controle, onde no interior desta ocorre a variação de um sinal dente de serra. O sinal dente de serra ilustrado é obtido pela multiplicação da corrente do primário do transformador, ip, com a resistência,

Rs. Já a janela de controle varia o seu tamanho conforme a carga atribuída na saída do conversor. O limite superior desta janela é a tensão, V, sendo que esta se mantém constante e apresenta valor aproximado a 0,7 V. O limite inferior desta janela é ajustado através da corrente de erro (ie), sendo que a máxima e a mínima corrente de erro ocorrem

respectivamente para a mínima e para a máxima carga na saída. Com o conversor operando com carga mínima, uma menor energia é necessária para manter a corrente de saída constante, conseqüentemente menor será o tamanho da janela e o tempo de condução do MOSFET, enquanto para carga máxima observa-se o contrário.

O valor da corrente de erro e conseqüentemente o tamanho da janela de controle é ajustado através dos resistores Rs, RF e R6. O valor da tensão, V, é definido pela tensão base-emissor do transistor, Q3, enquanto o mínimo valor do limite inferior da janela de controle é definido para o circuito com carga máxima. Para o início do cálculo destes resistores a Equação (1) é obtida do circuito da Figura 1.

(1)

As variáveis , e , são respectivamente a tensão do diodo do foto-acoplador, a tensão e corrente de emissor do transistor, Q4. Para a situação de carga mínima a corrente, , assumirá valor máximo e será definida pela Equação (2).

(2) Desta forma o resistor, R6, pode ser calculado através da Equação (3).

(3)

Onde é a tensão sobre o capacitor C8. O

valor do resistor, Rs, é limitado pela máxima dissipação de potência sobre o mesmo, na qual é recomendado que a potência consumida seja inferior a 0,1%, define-se o valor desta resistência pela Equação (4).

( √ )

(4)

Figura 2. Detecção de pico de corrente do primário do transformador

Onde é a potência máxima de entrada e

é a corrente de pico do primário. O valor da resistência, RF, é obtido pela Equação (5), sendo que o valor RF>>Rs.

₍₅₎

Com o circuito operando com carga máxima o valor dos resistores, Rs e RF, são definidos através da corrente de erro mínima e pela máxima corrente de pico do primário, a Equação (6) apresenta esta relação.

₍₆₎

O valor da corrente de pico do primário, , é definido pela Equação (7).

(7)

O valor de ie é definido a partir das equações (8), (9) e (10), onde a tensão é suficiente para

polarizar diretamente o transistor Q4.

(8)

(9) (10)

A constante relaciona a corrente de

emissor do transistor Q4 com a corrente de erro, ie. A Equação (11) é obtida a partir da substituição das Equações (9) e (10) na Equação (8).

(11)

O procedimento para o dimensionamento dos resistores, RF, Rs e R6, pode ser fragmentado nos 5 primeiros passos presentes na Tabela 2. É importante notar que o resistor, R6 do circuito mostrado na Figura 1, influencia na malha de controle. Neste caso, deverá ser escolhido o menor valor possível para o início do procedimento, sendo aconselhado o valor de

20 Ω. Após o sistema atingir a estabilidade, o resistor poderá ser recalculado.

Tabela 2. Dimensionamento da malha de controle

1º Passo Escolhe o valor de IEQ4max sendo esta inferior a 250mA. 2º Passo Determinar iemax a partir da equação (8)

3º Passo Determinar Rs a partir da equação (4) 4º Passo Determinar o resistor RF a partir da equação (5) 5º Passo Determinar o resistor R6 a partir da equação (3) 6º Passo Verificar Iemin a partir da equação (6)

7º Passo Verificar VEQ4Max usando a equação (1) para IEQ4=IEQ4min A Figura 3 apresenta o diagrama de bloco do conversor auto-oscilante. Para uma melhor compreensão sobre o funcionamento do circuito, é adotado como ponto partida a corrente, io. O primeiro passo é grampear esta corrente no valor estipulado em projeto. Para isto é utilizado o transistor, Q4, do circuito da Figura 1. O valor da resistência, R8, deverá ser escolhido de forma que a corrente de saída multiplicada por este resistor resulte no mesmo valor de queda de tensão presente na malha de base do transistor, Q4. Conforme mostra o diagrama de blocos da Figura 3, verifica-se que a corrente, io, é transformada em uma referência de tensão ao ser multiplicada pelo resistor R8, e esta se mantém saturada no mesmo valor de queda de tensão da malha de base do transistor, Q4.

O cálculo da corrente, iBQ4, é descrito pela Equação (9), enquanto o valor da corrente, iEQ4, é obtida pela Equação (10). No entanto, o valor da corrente de emissor também depende dos componentes contidos no emissor do transistor, Q4.

Figura 3. Diagrama de blocos Conversor auto-oscilante Para uma melhor compreensão, a malha de emissor será explicada a seguir. A tensão é o valor máximo da tensão do emissor do transistor, Q4, o qual depende do valor da tensão do diodo zener, Z2. A função deste diodo zener é limitar a máxima potência de saída da fonte. No diagrama de blocos, o diodo zener Z2, é representado por um bloco de saturação. No entanto não é desejado que se atinja o valor máximo, pois estando grampeada a tensão , não haverá o funcionamento da malha de corrente, resultando em um controle por tensão indesejado.

No diagrama de blocos, verifica-se que conectado ao bloco Vz2, se tem um bloco diferença, o qual é o responsável por subtrair a tensão de saída, uo, da tensão, . O resultado da diferença é dividido pelo valor do resistor, R6, definindo-se a corrente de

emissor. Desta forma, para o cálculo da corrente, iEQ4, são consideradas as Equações (2), (9) e (10).

A corrente de erro, ie, é obtida ao multiplicar-se a corrente, iEQ4, pela constante, CTRf-a. Por fim, ao se multiplicar a corrente, ie, pelos valores dos resistores RF e Rs, são estabelecido os limites máximos da corrente do primário do transformador e o comando do MOSFET.

A última consideração a ser feita é o valor do capacitor, C4, o qual deverá ser aproximadamente 10 vezes maior que a capacitância parasita do MOSFET, CGS. A função deste capacitor é auxiliar a partida do conversor auto-oscilante, sendo que ele é o responsável por armazenar a corrente cc, cedida pela fonte de entrada, gerando sobre o capacitor, C4, carga suficiente para permitir o primeiro ciclo de chaveamento. No entanto, esta capacitância também gera um pequeno atraso durante o período de chaveamento, efeito este indesejado por reduzir a eficiência do conversor. O papel da resistência, R2, no circuito é limitar a potência presente no gate do MOSFET, sendo seu valor definido pela Equação (12).

( )

(12)

3. RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Foi implementado o conversor Flyback auto-oscilante, mostrado na Figura 1, o qual permitiu a alimentação de um conjunto de LED´s de potência.

A carga do circuito é composta por sete LEDs Edixeon® de 1W (EDEW-1LA1), Edixon (2009). Para o valor da corrente sobre a saída foi obtido um valor de 344mA.

A Tabela 3 apresenta os valores dos componentes utilizados e as características do conversor implementado.

A Figura 4 mostra a forma de onda da tensão base-emissor do transistor Q3. Observa-se um pico de tensão que interfere nas formas de onda da corrente sobre o transformador. Este pico de tensão ocorre no momento no qual a tensão de base-emissor de Q3 atinge o potencial, V, e neste instante os transistores Q2 e Q3, entram em condução. Também, neste instante o MOSFET deveria entrar em corte instantaneamente, porém isto não ocorre devido à carga presente na capacitância de junção, CGS, que o mantém conduzindo, causando assim o contínuo crescimento da tensão base-emissor de Q3.

A forma de onda da Figura 5 ilustra a tensão sobre o resistor Rs. Esta tensão é uma imagem da corrente do primário do transformador. Note-se a presença de picos negativos de tensão, os quais são provocados pela condução dos transistores, Q2 e Q3. A Figura 6 mostra a forma de onda da corrente no secundário, is1, e na Figura 7, a corrente, is2. Nestas formas de onda, o pico de corrente provocado pelos transistores, Q2 e Q3, se apresentam positivos devido à polaridade reversa dos enrolamentos.

Tabela 3. Componentes e característica do conversor

Tensão VIN 127 VRMS. D1-D4 1n4007 D5-D6 1n4148 D7 MUR460 C1 47µF/350V C2 4,7 µF C3 2,2 nF C4 4,7 nF C5 1 nF C6 100 nF C7-C8-CF 47 µF Z1 15 V Z2 28 V R1, R5 1 MΩ R2 2,2 kΩ R3 150 Ω R4 82kΩ R6 330 Ω R7 1 k R8 2,3 Ω Rs 0,5 Ω RF 100Ω Transformador EE19 Lp= 1,42mH; Ls1=157 µH; Ls2=56 µH L1 10 µH Q1 IRF740 Q2 BC557 Q3-Q4 BC547 Foto-acoplador 4n27 Diodos Led´s x7 EDEW-1LA1

Figura 4. Forma de onda da tensão sobre a base de Q3

Figura 6. Forma de onda da corrente sobre o enrolamento Ls1

Figura 7. Forma de onda da corrente sobre o enrolamento Ls2 É observado, também, na Figura 7, o comportamento da corrente, is2, sendo que esta possui dupla polaridade. Durante a desmagnetização do núcleo do transformador esta corrente possui polaridade positiva, neste instante ela é a responsável pela carga do capacitor, C2 e sustentar a corrente de erro, ie. Quando é negativa a função é provocar o disparo do MOSFET.

Figura 8. Forma de onda da tensão e corrente sobre a carga composta por 7 LED’s

A Figura 8 ilustra a tensão e a corrente sobre os LEDs, a tensão apresenta um ripple muito baixo. A corrente de saída do conversor apresenta valor de 343,6 mA.

A Figura 9 apresenta a forma de onda da corrente de saída, quando o conversor alimenta quatro LED’s. Pode-se observar que para este caso teve uma variação de 10 mA, em relação a uma carga de sete LED’s. Esta diferença de valores representa uma diferença percentual inferior a 3%.

Figura 9. Forma de onda da corrente sobre a carga composta por 4 LED’s

A Figura 10 e a Figura 11 apresentam as formas de ondas da corrente de saída enquanto o valor da amplitude da tensão de alimentação é alterado para 160 V para 200 V de pico. Para este caso, nota-se uma variação da corrente de 2 mA. Para esta variação da tensão de entrada, foi notado que a frequência de chaveamento muda de 71 kHz para 87 kHz.

Figura 10. Forma de onda sobre a carga composta por 7 LED’s e circuito alimentado com 160 V de magnitude

Figura 11. Forma de onda sobre a carga composta por 7 LED’s e circuito alimentado com 200 V de magnitude

Figura 12. Forma de onda da tensão e corrente sobre a entrada do sistema

A Figura 12 apresenta a forma de onda da tensão e de corrente na entrada do conversor. Por meio desta curva é calculada a eficiência do conversor utilizando o software Wavestar®, cujo valor encontrado é de 80%. Este valor de eficiência do conversor pode ser justificado devido à curva de magnetização do transformador (característica do flyback), a elevada frequência de chaveamento e ao alto valor da indutância de dispersão em regime de condução crítica. Isto resulta em maiores perdas sobre o transformador do conversor.

4. CONCLUSÃO

Neste artigo foi realizado o estudo e a implementação de um conversor Flyback auto-oscilante. Foi apresentada uma metodologia de projeto e de cálculos dos componentes, especificando os valores utilizados, visando o funcionamento do conversor auto-oscilante. Dessa forma, obter um reator eletrônico para LED´s de potência de baixo custo.

Os resultados experimentais foram apresentados, mostrando o funcionamento deste conversor. As principais características deste conversor são o baixo custo de fabricação, a boa regulação de linha e de carga e a simplicidade de implementação. A tensão de saída apresenta baixo ripple, atendendo as expectativas de funcionamento do conversor.

Vale ressaltar que a regulação do valor da corrente de saída do conversor é obtida pela relação cíclica do MOSFET durante um período de chaveamento, sendo que esta relação cíclica do MOSFET é definida pela comparação entre um sinal dente de serra e a tensão de erro. No caso do conversor Flyback auto-oscilante, o sinal dente de serra a se utilizar é proporcional a corrente do primário do transformador enquanto o valor da tensão de erro é ajustado pela malha de realimentação.

A principal vantagem dos LEDs perante as demais lâmpadas é a alta eficiência energética e luminosa, a longa vida útil e a capacidade de controlar a intensidade de iluminação e as cores que podem reproduzir. Porém, é sabido que um bom projeto de dissipador é necessário visando não penalizar a vida

útil dos LED´s. A escolha dos componentes, principalmente os capacitores eletrolíticos, é importante a fim de se obter uma maior vida útil do reator.

Agradecimentos

Os autores agradecem a Fundação de Amparo à Pesquisa do Estado de Minas Gerais – FAPEMIG, à Pró-Reitoria de Pós-Graduação PRPq-UFMG (Bolsa recém-professor contratado) e a CAPES (bolsa de estudo PG) pelos recursos financeiros ao projeto.

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