PGMicro MIC46. = Amplificadores Básicos =

(1)

PGMicro – MIC46

Projeto de Circuitos Integrados Analógicos MOS

= Amplificadores Básicos =

Prof. Dr. Hamilton Klimach

[email protected]

UFRGS – Escola de Engenharia Departamento de Eng. Elétrica

Sumário

 Introdução

 Configurações amplificadoras elementares



Fonte Comum



Dreno Comum



Porta Comum

 Amplificadores compostos



Cascode (FC+PC)



Folded-Cascode (FC+PC)



Espelho de corrente



Diferencial (2xFC)



Par complementar (2xDC)



Push-pull (2xFC)

(2)

H. Klimach Circuitos Analógicos MOS 3

 Amplificação é essencial



Sistemas Analógicos



Aumento da Relação Sinal Ruído – SNR



Adequação de níveis de sinais entre estágios subseqüentes



Capacidade de Excitação da Carga (Pout)



Adaptação de impedâncias de entrada e saída



Filtros (amplificação seletiva em frequência)



outros



Sistemas Digitais



Fornecer corrente à carga



Restabelecer níveis lógicos



Recuperar a integridade de sinais



Aumentar a imunidade a ruído

Projeto de Amplificadores

 O projeto de amplificadores é multidimensional

 Apresenta especificações conflitantes:

1.

Ganho

2.

Impedâncias de entrada e saída

3.

Faixa de alimentação

4.

Excursão de saída

5.

Linearidade

6.

Potência consumida e dissipada

7.

Velocidade (ou largura de banda)

8.

Ruído

 Características devem apresentar variabilidade tolerável pela aplicação!

Octágono do Projeto Analógico

(B. Razavi)

(3)

Projeto de Amplificadores

 Um subcircuito consiste em um conjunto de transistores que geralmente realiza apenas uma função.

 Um subcircuito é utilizado em conjunto com outros subcircuitos.

Hierarquia de Projeto de um Módulo Analógico:

Amplificador Linear Ideal

 Amplificador de tensão excitado com um sinal v

_i

(t) e conectado a uma carga Z

_L

in V

out A v

v  

 Característica de transferência de um amplificador linear com ganho de tensão A

_v

fonte de sinal

v

_O

carga

v

_i

AMPL

V_CC

Z

_L

(4)

 Há uma parcela na saída que independe da entrada

 O ganho A

_v

depende do sinal (amplitude e frequência), da alimentação, da temperatura, da carga, etc

 A dependência de A

_v

. com a frequência do sinal possui partes linear e não-linear

 

 











,...

, ,

,...

, , , ,

CC L

O O

CC L

i V V

O i V o

V T Z V V

V T f Z v A A

V v A v

fonte de sinal

v

_O

carga

v

_i

AMPL

VCC

Z

_L

Amplificador Real

 Amplificador Linear

 A saída é proporcional à entrada

 Amplificador Não-Linear

 O ganho varia com sinal de entrada

 A saída NÃO é proporcional à entrada

0 1 ( ) 

 

 x t

y _{o u t} ^x

y

_out

0 1

2 2 0 1

) ( )

( )

(

) ( ) (











t x t

x t

x y

t x y y

n n out

out out

 ^x

y

_out

(5)

Modelo do Amplificador Linear

• Modelo elétrico linear de um amplificador de tensão, com fonte de sinal aplicada à entrada e uma carga

• A implementação de um amplificador necessita de uma fonte controlada

fonte de sinal Amplificador carga

Amplificador de Tensão Amplificador de Corrente

Amplificador de Transcondutância Amplificador de Transresistência

Modelos de Amplificadores Lineares

Os 4 tipos de fonte controlada dão origem a 4 representações

para o modelamento de amplificadores lineares

(6)

 O MOSFET possibilita a implementação de uma fonte de corrente controlada por tensão, permitindo a construção de uma das representações amplificadoras

MOSFET IMPEDÂNCIA

v

_in

: v

_g

ou v

_s

(ou v

_b

) i

_d

v

_out

:

v

_d

ou v

_s

Amplificador MOS

Carga Passiva:

Linear

Carga Ativa:

Diodo MOS

Carga Ativa:

r

_ds

MOS

(7)

Sumário

 Introdução

 Configurações amplificadoras elementares



Fonte Comum



Dreno Comum



Porta Comum

 Amplificadores compostos



Cascode (FC+PC)



Folded-Cascode (FC+PC)



Espelho de corrente



Diferencial (2xFC)



Par complementar (2xDC)



Push-pull (2xFC)

Configurações Amplificadoras

 Configurações elementares MOS:



Fonte comum (G: in ; D: out; S: Gnd)



Dreno comum (G: in; S: out; D: Gnd)



Porta comum (S: in; D: out; G: Gnd)

Malha que controla i

_D

:

“entrada”

Malha onde circula i

_D

:

“saída”

in

out

in/out

(8)

H. Klimach Circuitos Analógicos MOS 15 in out

v

V

A V



  : Tensão de

Ganho

TH in out TH

G S

D S

V V V V V

V     

: quando ocorre

saturação da

Saída

TH in

o u t

V V

V  

Triodo Corte (Sub-Threshold)

Sat

 

²

2 1 2 2

1

: como expressa se

pode saída

de A tensão

: por dada é saturação em

corrente A

TH in ox n D DD D D DD out

out TH in ox n D

D

V L V C W R V I R V V

V V L V C W I

I















Fonte Comum – carga passiva

Modelo de pequenos sinais em saturação



_in _TH



ox n m

in m O D out

V L V

C W g

v g r R v











) //

(

O ganho do circuito varia substancialmente para grandes excursões da

entrada!

Sat Tri

(9)

Fonte Comum – carga passiva

Sat Tri TH

in o u t V V V  

Triodo

Corte (Sub-Threshold) Sat

Menor R

_D

Maior R

_D



in TH



ox n

m

V V

L C W

g







 Maximização de ganho (em saturação):



Aumentando W/L



MOSFET maior – Área e Capacitâncias maiores



Aumentando V

_RD



Reduz a excursão de sinal



Diminuindo I

_D



Maior R

_D

p/ manter V

_RD

– Reduz resposta em freqüência

Fonte Comum – carga passiva

D D RD

D RD ox

n v

D RD D ox n D

m v

I R V

I V L C W I A

I V L C W R

g A















 Onde

2 2  

Existem relações de compromisso entre ganho, BW e excursão

de sinal

(10)

Tecnologia AMIS 0.5

• V

_TN

= 0,63V

• V

_TP

= -0,99V

• k

_N

= 37,4 μA/V

²

• k

_P

= 13,9 μA/V

²

• λ

_N

= 0,0091 1/V (L = 1,5μm)

• λ

_P

= 0,022 1/V (L = 1,5μm)

• L = 1,5μm e W = 15μm

R_D VDD

V_in

Vout

M1

0 < Vin< VDD

R_D R_D VDD

VDD

V_in V_in

Vout

M1

0 < Vin< VDD

V_in[V]

ID [mA] RD = 1k R_D= 2k R_D= 10k

Corrente I

_D

x V

_in

V_out[V]

V_in[V]

R_D= 1k RD = 2k R_D= 10k

V

_out

x V

_in

V_in[V]

A_v[V/V] RD = 1k

R_D= 2k R_D= 10k

Ganho de Tensão A

_v

x V

_in

Fonte Comum – ganho intrínseco

 O ganho intrínseco é o maior ganho que se pode obter com um único MOSFET

 g _m r _o para MOSFET de canal curto está em torno de 10 a 30

 g _m r _o para MOSFET de canal longo chega a 100

Ganho intrínseco

o m

v g r

A  

(11)

Fonte Comum – ganho intrínseco

Ganho intrínseco

D tech

OX v

D tech OX

D v

o m v

I C A WL

I C L

L I W A

r g A





  2

2 











•Aumenta-se o ganho, aumentando-se L (reduz λ)

•Aumenta-se o ganho, aumentando-se W (aumenta g _m )

•Aumenta-se o ganho, diminuindo I _D

Diodo MOS

•O efeito de corpo ocorre quando o ‘diodo’ é conectado através da ‘fonte’ (vsb≠0).

•Caso a conexão seja através do ‘dreno’ (v

_sb

=0),

não há.

(12)



 



 



1 1 Fazendo

1

2 1

2 2

1

m m v

m mb

mb m

m v

g A g

g η g

g g g

A

Substituindo R_D na expressão do ganho de tensão, pela impedância equivalente de M2

Fonte Comum – diodo NMOS

Estando M1 e M2 em saturação, o

ganho depende somente das dimensões de M1 e M2 (desprezando o efeito de corpo).

    ^

 



 



 



1 1 Mas

1 1 2

2 expresso ser

pode ganho O

2 Como

2 1 2 1

2 2

2 1 1

1

W L W L A

I I

L I C W

L I C W A

L I C W g

v

D D

D ox n

D ox n v

D ox n m

LINEAR!

(13)

Fonte Comum – diodo NMOS

    ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^



 1

1 1

1

1 1

2 2

2 1

TH GS

v

V V

V V W L

W L A

•é uma configuração ‘linear’ (quando em SI e saturação)

•oferece baixo ganho

•o ganho depende das dimensões dos transistores

•o ganho é função da relação entre tensões de overdrive

Fonte Comum – diodo NMOS

V_out M1 V_in V_in

0 < Vin< VDD

V_DD V_DD

M2

Tecnologia AMIS 0.5

• V

_TN

= 0,63V

• V

_TP

= -0,99V

• k

_N

= 37,4 μA/V

²

• k

_P

= 13,9 μA/V

²

• λ

_N

= 0,0091 1/V (L = 1,5μm)

• λ

_P

= 0,022 1/V (L = 1,5μm)

• L1 = L2 = 1,5μm; W2 = 7,5μm

V

_out

x V

_in

W₁= 7,5μm W₁= 30μm W₁ = 90μm V_out[V]

V_in[V]

Corrente I

_D

x V

_in

W1 = 7,5μm W₁= 30μm W₁ = 90μm

V [V]

I_D[mA]

W₁= 7,5μm W₁= 30μm W1 = 90μm A_v[V/V]

Ganho de Tensão A

_v

x V

_in

V [V]

WI:

Av≈1

(14)





 

 



 



 



 

 

 

 

 



 



1 1 1

1 exp 1 exp

2 1

0 0

m m v

t D t t

TH GS GS

D m

t TH GS D

g A g

n I n n

V v L

I W v

g i

n V v L

I W i

•Ganho independe das dimensões dos transistores

•Ganho pouco abaixo de 1, devido a efeito de corpo de M2

Em Inversão Fraca

Fonte Comum – diodo PMOS

   

^GSn^GSp ^THn^THp

p n v

m m

v

V V

V V W L

W L g A

A g



 











2 1 2

1



Pelos resultados anteriores:

Nenhum dos transistores sofre

efeito de corpo!

Vout[V]

Id[mA]

Av[V/V]

W₁= 7,5μm W₁= 15μm W₁ = 30μm

(15)

Fonte Comum – diodo PMOS

   

²¹

2 1





  





W L W L A

p n v

Máximo e mínimo valor de Vout

Fonte Comum – carga ativa r _ds

M

₁

M

₂

V

_DD

v

_DS

i

_DS

V

_out

•M1 opera como elemento de amplificação, controlando a corrente ‘id’ em função de

‘Vin’

•M2 opera como uma carga ativa, fornecendo a corrente de polarização de M1 e

transformando as variações de ‘id’ em variações de ‘Vout’, através do seu ‘ro’

(16)

H. Klimach Circuitos Analógicos MOS 31 D P

p tech n

n tech

n n OX n

ds ds

m o

o m v

L I L

L C W g

g r g

r g A

 

 



 

 









_ _

2 1

1 2

1 1

2 )

//

(  



M

₁

M

₂

V

_DD

v

_DS

i

_DS

ΔV

_GS

= ΔV

_in

ΔV

_OUT

in out

v

V

A V



 



Fonte Comum – carga ativa r _ds

(17)

Fonte Comum – degeneração de fonte

m D m

S m D

v m

S in

m D

out R G

g R R g

v A g R v v

v g R

v  

 



 

 









1 1

1

1 Efeito da degeneração de fonte sobre Av

Fonte Comum – degeneração de fonte

m D m

S m D

v

R G

g R R g

A  

 

 1

Sem degeneração

Com degeneração

Troca-se GANHO por

LINEARIDADE

(18)

Efeito da degeneração de fonte sobre Rout

 

 

 

 

 _m _m _b _S  _O  _m _S  _O

S out

out out

O S out b m m out

S out out

O bs b m gs m out S

out out

r R g r

R g g i R

R v

r R i g g i

R i v

r v g v g i

R i v

















1

S o u t s b s g s

in

v v v i R

v  0      

Ganho de Laço Rout Rout

Efeito Miller

 

 

   

 

 A  C C

s C Cs Z A

Cs A Cs

v A

v i

Z v

Cs v A v

i

V eq

eq V

i

V i

V i i

i i

i V i

i





 



 







1 1 1

1 1 1 1

: Laplace por

Análise

Ocorre quando um amplificador inversor é realimentado através de uma capacitância

-Av C

v

_i

i

_i

-Av v

_i

Obs.: supondo amplificador ideal

(19)

Fonte Comum – Efeito Miller

Modelo aproximado do fonte-comum com efeito Miller

A capacitância aparente que resulta do efeito Miller é muito maior (Av) que seu valor real, reduzindo a faixa de resposta em frequências do amplificador.

Esta análise NÃO inclui o ZERO devido a C

_GD

Amplificador Fonte Comum

 ganho de tensão elevado (depende da carga)

 é inversor

 ganho de corrente elevado

 alta Ri e alta Ro

 O transistor principal não tem efeito de corpo

 Ocorre efeito Miller (limitação de frequência

devido a C _gd )

(20)

V

_in

> V

_TH

⇒ M1 ‘liga’ saturado

V

_out

é dado por:

TH in o u t

V V V  

Menor Rs Rs infinito: Av=1

Amplificador Dreno Comum

Diferenciando ambos os lados de V

_out

em relação a V

_in

:

Como:

Substituindo g

_m

e g

_mb

:

m mb

g

η  g

(21)

Amplificador Dreno Comum

Usando o modelo p/ pequenos sinais:

  _ _

mb m

S m S

v out

bs

bs mb gs m S out

out gs in

g g R R g

A v

v

v g v g R v

v v v



 

 



 













1 Amplificador Dreno Comum

TH in o u t

V V V  

Menor Rs Rs infinito: Av=1

Cuidado c/ cargas CAPACITIVAS!

Descarga com corrente constante.

Efeito da Polarização de fonte:

Av ≈ 1

(22)

•Redução de ganho devido ao efeito de corpo, caso o substrato esteja em potencial fixo.

•Ocorre porque vgs tem sinal contrário a vbs

•É eliminado caso de una os terminais S e B (possível para o PMOS e nas tecnologias com duplo-poço para o NMOS)

Sem efeito de corpo Com efeito de corpo

m mb

g η  g

Amplificador Dreno Comum

 .include AMIS5t55w.txt

 vd1 VDD1 0 dc 5

 vin vgs 0 dc 0

 *ibb dreno vss dc 200e-6

 Rs1 f1 0 5k

 M1 vdd1 vgs f1 0 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

 .control

 dc vin 0 5V 0.01V

 let vs1 = v(f1)[ 0, 500]

 let ids1 = (-i(vd1)[ 0, 500])*1000

 plot vs1

 plot deriv(vs1)

 plot ids1

 .endc

 .end

Vin

Vout I

_R

Av

(23)

Amplificador Dreno Comum

Efeito de corpo (Vsb ≠ 0)

Vout A

_V

I

_R

Vin

Titulo: Seguidor de fonte (nMOS) .include AMIS5t55w.txt vd1 vdd1 0 dc 5 vin vgs 0 dc 0 Rs1 f1 0 5k

*Com efeito de corpo

M1 vdd1 vgs f1 0 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p vd2 vdd2 0 dc 5

Rs2 f2 0 5k

*Sem efeito de corpo.

M2 vdd2 vgs f2 f2 CMOSN l=15u w=1500u pd=4.2u ad=0.6p ps=4.2u as=0.6p

.control

dc vin 0 5V 0.01V let vs1 = v(f1)[ 0, 500]

let vs2 = v(f2)[ 0, 500]

let ids1 = (-i(vd1)[ 0, 500])*1000 let ids2 = (-i(vd2)[ 0, 500])*1000 plot vs1 vs2

plot deriv(vs1) deriv(vs2) plot ids1 ids2 .endc .end

Amplificador Dreno Comum

Eliminação do efeito de corpo pelo cancelamento de V

_BS

, através da polarização de poço (PMOS):

Preço: aumento de C

_out

(24)

 Ro através do modelo p/ peq. sinais:

G

D

S

Ro

mb m

o g g

R   1

Amplificador Dreno Comum

 Exemplo:



fonte-comum tem alta Ri e alto Av, mas Ro é muito elevada para se ligar a uma carga



dreno-comum tem alta Ri e baixa Ro e serve de ‘buffer’ de saída, com ganho próximo a 1

Obs: há um deslocamento

DC entre o nó X e a

saída, causado pelo V

_GS

de M

₂

(25)

Amplificador Dreno Comum

 Seu ganho de tensão é menor (próximo) que 1

 Seu ganho de corrente é elevado

 Oferece alta Ri e baixa Ro

 É uma opção para acoplar o estágio de ganho com a carga (geralmente de valor baixo)

 O efeito de corpo do transistor reduz a transcondutância total

 A conexão S-B elimina o efeito de corpo, mas aumenta a capacitância de saída

Amplificador Porta Comum

Polarização através da entrada Polarização em separado

desacoplamento DC

(26)

Limite da região de Saturação:

Corte Sat

Triodo

Amplificador Porta Comum

Diferenciando em relação a Vin, para calcular o ganho:

Como:

O efeito de corpo incrementa a transcondutância

equivalente!

(27)

Amplificador Porta Comum

Calculando Rin através do modelo p/ peq. sinais:

Se R

_D

<< r

_O

Amplificador Porta Comum

Exemplo: Transmissão de sinal por uma linha casada de 50Ω:

Carga deve ser casada com a linha, para evitar reflexões

Carga pode ter valor maior (maior ganho), pois quem realiza o

casamento é a Rin de M2

(28)

 Seu ganho de tensão é elevado (equivalente ao fonte-comum)

 Seu ganho de corrente é 1

 Oferece baixa Ri e alta Ro

 É uma opção para amplificadores de

‘corrente’ (necessitam baixa Ri)

 O efeito de corpo do transistor aumenta a transcondutância total

Sumário

 Introdução

 Configurações amplificadoras elementares



Fonte Comum



Dreno Comum



Porta Comum

 Amplificadores compostos



Cascode (FC+PC)



Folded-Cascode (FC+PC)



Espelho de corrente



Diferencial (2xFC)



Par complementar (2xDC)



Push-pull (2xFC)

(29)

Cascode

 Estágio FC (M ₁ ) converte tensão v _in em corrente i _d :

 Estágio PC (M ₂ ) transfere i _d para o nó de saída:

 A impedância do nó de saída converte i _d em v _out :

M1 converte Vin em corrente Id, que é

encaminhada a Rd por M2

in m

d g v

i ₁  ₁

1 2 d

d i

i 

out m V

out in m out

d out

R g A

R v g R

i v

1 1 2













Cascode

 Os principais objetivos são:



minimizar o efeito Miller sobre C

_gd1



aumentar Rout

Modelo de pequenos sinais

(30)

Característica Vin vs Vx e Vout Tensões mínimas

Corte

Triodo Sat

Ganho de tensão Vx/Vin é muito pequeno (depende da razão (W2/L2)/(W1/L1)), o que faz com que o efeito Miller sobre Cgd1 seja desprezível.

Cascode

   

1 1

1 2 1 1

1 2

2 1 1

1

2 ) 1 (

1 temos

se

gd in

gd

gd v in

m m v

m m in

v

C C C resulta

C A C

Como

g g A

L W L

W

g g v

v A





















Redução de Efeito Miller

(31)

Cascode

Rout no cascode Modelo de pequenos sinais

 

 

 

 



₂ ₂ ₁



₂ ₁ ₂ ₂

1 0

2 1 2

2 1

2 2 2 2

2 1

1 _m _m _b _O _O _O _m _O

O out v

out out

O O out b m m

out O

out out

O bs b m m

out O

out out

r g r r r g g

i r R v

r r i g g

i r i v

r v g v g i

r i v

in

















1 2

2

0

2 _{b s} _s _{o u t}_O

in

v v v i r

v       

Ganho de Laço

Cascode

Triplo Cascode

 _O ₁ _m ₂ _O ₂  _m ₃ _O ₃

out out

out r g r g r

i R  v 

1º cascode

(32)



₁ ₂ ₂



1 1

2 2 1

temos Como

o m o m out

m v

o m o out

r g r g R

g A

r g r R











Ganho de tensão ideal

Cascode

Ganho de tensão real

 

3 1 1

3 3 2 2 1

temos Como

o m out

m v

o o o m o out

r g R

g A

r r r g r R











O aumento de Rout devido ao cascode é perdido, em razão da

‘baixa’ impedância do dreno de M3

(33)

Cascode

Carga em cascode: aumento de Rout, resultando aumento de Av

   



1 2 2 4 3 3



1 1

3 3 4 2 2 1

temos Como

o m o o m o m v

out m v

o m o o m o out

r g r r g r g A

R g A

r g r r g r R











Cascode

Exercício: determine Rout e Av

 



1 2 2 3



3 3

3 2 2 1

temos

o o m o m v

out m v

o o m o out

r r g r g A

R g A

r r g r R











(34)

Exercício: determine Vout máx e min

2 1

2 2

1 min _

3 max

_

TH b ON GS

b out

ON DD out

V V V















2 1

2 2

1 1

2 1

min _

: Assim

: Vout_min menor

garante que

Condição

GS ON TH

ON ON

b

ON ON

TH b

ON ON

out

V V

V



















Qual Vb1 garante menor Vout_min?

Cascode

Exemplo: amplificador diferencial com saída

cascode

(35)

Sumário

 Introdução

 Configurações amplificadoras elementares



Fonte Comum



Dreno Comum



Porta Comum

 Amplificadores compostos



Cascode (FC+PC)



Folded-Cascode (FC+PC)



Espelho de corrente



Diferencial (2xFC)



Par complementar (2xDC)



Push-pull (2xFC)

Folded-Cascode

Cascode usual Folded-Cascode

•Nos dois casos, a corrente ‘id’ de M1, que está em fonte-comum, é fornecida à ‘fonte’ de M2, que está na configuração porta- comum.

•No folded-cascode, falta um ‘caminho’ para as correntes de

polarização de M1 e M2.

(36)

Cascode usual Folded-Cascode completo

Problema: I

₁

tem de ser superior à máxima I

_D1

, caso contrário I

_D2

chegará a

‘zero’, cortando M2.

Folded-Cascode

Cascode usual Folded-Cascode completo

2 1

min

_

ON ON

out V V

V  

2 min

_

X ON

out V V

V  

Depende de M1 Independe de M1

(37)

Folded-Cascode

Mesmo modelo p/ peq. sinais do cascode usual:

2 2 1 0 1

O m O out v

out out

D m V

r g i r

R v

R g A

in









Folded-Cascode

Tensão Vin mínima, abaixo da qual M2 corta e

M1 entra em triodo:

(38)

•Implementa-se a fonte de corrente com M3.

•Rout é menor que no cascode usual, pois o r

_o3

, de M3, fica em paralelo com o r

_o1

, de M1.

 

 

 

 



₂ ₂ ₁₃



₂ ₁₃ ₂ ₂

13 0

2 13 2

2 13

3 1 13 2

2 2 2

2 13

1 //

O m O O O b m m

O out v

out out

O O out b m m

out O

out out

O O O

O bs b m m

out O

out out

r g r r r g g

i r R v

r r i g g

i r

i v

r r r

r v g v g i

r i v

in



















Folded-Cascode

Exercício: folded-cascode, com carga em cascode.

Calcule:

•Rout

•Av

     

out m V

O m O O O

m O out

R g A

r g r r r

g r R

1

2 2 3 1 4

4

5

// //





(39)

Folded-Cascode

Calcule:

•V

_b4

e V

_b2

, de forma a se obter a máxima excursão em Vout

•Quais os valores máx e min de Vout, neste caso?

2 3

2

4 5

4

GS ON

b

SG ON

DD b

V V

V

V V









2 3

min _

4 5

max _

ON ON

out

ON ON

DD out

V V

V

V V









Sumário

 Introdução

 Configurações amplificadoras elementares



Fonte Comum



Dreno Comum



Porta Comum

 Amplificadores compostos



Cascode (FC+PC)



Folded-Cascode (FC+PC)



Espelho de corrente



Diferencial (2xFC)



Par complementar (2xDC)



Push-pull (2xFC)

(40)

 Fontes de corrente são usuais na polarização de transistores e circuitos

 São implementadas através da corrente de dreno de um transistor

Espelho de corrente - passivo

 Como tornar a corrente de dreno confiável?

2

2 1

2

2  

 



 

 ^ox  _DD _TH

out V V

R R

R L

W I  C

Corrente de dreno varia com:

•Alimentação: V

_DD

•Processo:

•μC

_ox

•V

_TH

•Temperatura: V

_TH

(T)

(41)

Espelho de corrente - passivo

 Solução: gerar correntes de polarização como uma cópia de uma corrente de referência (projetada para ser estável)

Espelho de corrente - passivo

 Usando um transistor ligado como ‘diodo’

(M1), temos I _D = f(V _GS ) → V _GS = f ^-1 (I _REF )

 

TH ON

TH ox

REF GS

TH GS ox

D

V V

V L C W V I

V L V

W I C















1 2

2 2



(42)

 Outro transistor idêntico a M1, polarizado com o mesmo V _GS , produz uma réplica da corrente I _REF  

   

 

₁²

2 1

2 2 1

2 1

2

e processo mesmos

L W

L W I

I

V V V

V V L W

L W C

C I

I

REF out

GS TH GS

TH GS ox

ox REF

out







 



Espelho de corrente - passivo

 Mobilidade: μ(x, y, V _GS , T)

 Capacitância: C _ox (x, y, V _GS )

 Tensão de limiar: V _TH (x, y, T)

 Reduz-se a variação de valores de μ, C _ox e V _TH através de um layout bem-feito!

 A relação precisa das geometrias também depende de um layout bem-feito!

Geometria é Controlável!

(43)

Espelho de corrente - passivo

 Exemplo: par diferencial polarizado

REF REF D

D

REF D D

REF D

D

I I I

I

I I I

2 2 1

2 5 2 2 5

4 3

6 5

2 1

 



 

  



Espelho de corrente - passivo

 Problema: corrente de dreno também

depende de V _DS (modulação do comprimento efetivo do canal - λ)

 

   

 

1 1

2 2 2 1

2 2 1

2 1

2

1 1

DS DS TH

GS TH GS ox

ox REF

out

V V V

V V V L W

L W C

C I

I









 

M

₁

= M

₂

V

_GS1

= V

_GS2

I

_D1

v

_DS

i

_D

V V

I

_D2

(44)

 Ideal:

I

_OUT

v

_out

i

_out

V

_{out_MIN}

r

_out

≈ 1/(λI

_OUT

) I

_OUT

v

_out

i

_out

 Real:

 

   

 

²

1 2

1 2 1

2

1 1

2 2 2 1

2 2 1

2 1

2

1 1

!

! Layout!

Bom

1 1

L W

L W I

I

V V

V V L

W L W I

I

V V V

V V V L W

L W C C I

I

out

DS DS

DS DS REF

out

DS DS TH

GS TH GS ox

ox REF

out











 







 





Espelho de corrente - passivo

COMO FAZER?!?

(45)

Espelho de corrente - passivo

 A inclusão de outro transistor em série com M2 fixa sua tensão de dreno (cascode)