UNIVERSIDADE ESTADUAL DE CAMPINAS
Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação
André da Fontoura Ponchet
Projeto de Amplificadores de Transimpedância
de Baixo Ruído para Redes Ópticas de Longa
Distância
Campinas
2016
UNIVERSIDADE ESTADUAL DE CAMPINAS
Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação
André da Fontoura Ponchet
Projeto de Amplificadores de Transimpedância de Baixo
Ruído para Redes Ópticas de Longa Distância
Tese apresentada à Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação da Universidade Estadual de Campinas como parte dos re-quisitos exigidos para a obtenção do título de Doutor em Engenharia Elétrica. Área de con-centração: Eletrônica, Microeletrônica e Op-toeletrônica.
Orientador: Prof. Dr. Jacobus Willibrordus Swart
Este exemplar corresponde à versão final da tese defendida pelo aluno André da Fontoura Ponchet, e orientada pelo Prof. Dr. Jacobus Willibrordus Swart
Campinas
2016
Agência(s) de fomento e nº(s) de processo(s): Não se aplica.
Ficha catalográfica Universidade Estadual de Campinas Biblioteca da Área de Engenharia e Arquitetura
Luciana Pietrosanto Milla - CRB 8/8129
Ponchet, André da Fontoura,
P773p PonProjeto de amplificadores de transimpedância de baixo ruído para redes ópticas de longa distância / André da Fontoura Ponchet. – Campinas, SP : [s.n.], 2016.
PonOrientador: Jacobus Willibrordus Swart.
PonTese (doutorado) – Universidade Estadual de Campinas, Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação.
Pon1. Amplificadores de baixo ruído. I. Swart, Jacobus Willibrordus,1950-. II. Universidade Estadual de Campinas. Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação. III. Título.
Informações para Biblioteca Digital
Título em outro idioma: Design of low noise transimpedance amplifiers for long range
optical networks
Palavras-chave em inglês:
Low loise amplifiers
Área de concentração: Eletrônica, Microeletrônica e Optoeletrônica Titulação: Doutor em Engenharia Elétrica
Banca examinadora:
Jacobus Willibrordus Swart [Orientador] Fabiano Fruett
Leando Tiago Manera Robson Nunes de Lima
Willhelmus Adrianus Maria Van Noije
Data de defesa: 16-02-2016
Programa de Pós-Graduação: Engenharia Elétrica
COMISSÃO JULGADORA - TESE DE DOUTORADO
Candidato: André da Fontoura Ponchet RA: 014991 Data da Defesa: 16 de fevereiro de 2016
Título da Tese: "Projeto de Amplificadores de Transimpedância de Baixo Ruído para Re-des Ópticas de Longa Distância"
Prof. Dr. Jacobus Willibrordus Swart (Presidente, FEEC/UNICAMP) Prof. Dr. Fabiano Fruett (FEEC/UNICAMP)
Prof. Dr. Leandro Tiago Manera (FEEC/UNICAMP) Prof. Dr. Robson Nunes de Lima (UFBA)
Prof. Dr. Wilhelmus Adrianus Maria Van Noije (Escola Politécnica/USP)
A ata da defesa, com as respectivas assinaturas dos membros da Comissão Julga-dora, encontra-se no processo de vida acadêmica do aluno.
"I feel the need... The need... for speed." (Top Gun, Ases Indomáveis)
Agradecimentos
Agradeço,
a Deus, a inspiração e a ajuda incondicional na realização deste trabalho. aos meus Pais e a minha família, o apoio durante a realização desta tese.
ao meu orientador, Prof. Dr. Jacobus Willibrordus Swart, a confiança e a paciência sem as quais este trabalho não seria realidade.
ao Dr. Roberto Ricardo Panepucci, os recursos financeiros e a infraestrutura necessária para a realização das medidas experimentais dos chips fabricados.
ao Célio Antônio Finardi, a ajuda no projeto das placas de PCB, na montagem dos chips e na realização das medidas experimentais.
ao Wilson José Freitas, as sugestões para elaboração do texto da tese e as microfotografias em alta resolução dos chips fabricados.
ao Dr. Ezio Maria Bastida, as discussões e sugestões valiosas na elaboração desta tese. ao meu grande amigo Camilo Porfiro da Silva, as sugestões e apoio no desenvolvimento deste trabalho.
aos demais componentes do grupo de fotônica do CTI Renato Archer, as idéias e sugestões no projeto dos chips e nas medidas experimentais.
ao Eduardo Gherghi de Carvalho, a ajuda na verificação física do layout dos chips. ao Rafael Cortês de Medeiros, as sugestões na preparação das simulações dos indutores no ADS.
às agências FAPESP e CNPq (INCT Namitec), às empresas AsGa e ITIC, e ao CTI Renato Archer, o apoio financeiro concedido durante todo o período de desenvolvimento
dos chips fabricados.
à CAPES, o portal de periódicos eletrônicos que permite o acesso rápido e eficiente ao conhecimento científico.
a todos que de alguma forma contribuíram para a realização deste trabalho, meus sinceros agradecimentos.
Resumo
Amplificadores de transimpedância exercem papel crucial no desempenho de receptores optoeletrônicos. A taxa de bits do sistema está diretamente ligada à banda do amplificador e à densidade espectral de ruído na entrada, especifi-cada em unidades de corrente. O projeto de amplificadores de transimpedância de baixo ruído é desafiador uma vez que há um compromisso direto entre lar-gura de banda, ganho, consumo de potência e casamento de impedância. O cascode regulado é uma topologia largamente utilizada em projeto de amplifi-cadores de transimpedância. Embora seja eficiente com relação a consumo de potência e largura de banda, o cascode regulado apresenta níveis de ruído na entrada elevados que dificulta o uso desta topologia em redes ópticas de longa distância. Este trabalho propõe duas arquiteturas de amplificadores de tran-simpedância para taxas de 10 Gbps, 25 Gbps e 100 Gbps, em tecnologias 130 nm RF CMOS e BiCMOS, otimizadas através de um novo método analítico desenvolvido a partir do modelamento de ruído e da análise de pequenos si-nais que utiliza a técnica da constante de tempo em circuito aberto. A técnica proposta permite otimizar, simultaneamente, a largura de banda do circuito e a densidade espectral de ruído com referência à entrada. Os amplificado-res de transimpedância foram fabricados e apamplificado-resentaram valoamplificado-res de ruído com referência à entrada significativamente inferiores aos reportados na literatura científica. Para aplicações com taxas de 10 Gbps, os circuitos projetados em tecnologia 130 nm RF CMOS apresentam níveis de ruído na entrada abaixo de 7.0 pA/√Hz. Para taxas de 25 Gbps e 100 Gbps, foram obtidos valores de ruído com referência à entrada iguais a 12 pA/√Hz e 19.4 pA/√Hz, respectiva-mente. Os resultados obtidos confirmam a eficiência do método de otimização
proposto.
Palavras-chaves: Receptores Optoeletrônicos, Amplificadores de baixo ruído, Amplificadores de transimpedância banda larga, Ondas milimétricas, Tecno-logias CMOS e BiCMOS.
Abstract
This thesis proposes, as main contribution, a new methodology to optimize the design of low noise transimpedance amplifiers. Transimpedance amplifiers play a crucial role in the performance of optoelectronic receivers . The system bit rate is directly related to the amplifier bandwidth and noise spectral den-sity, specified as an electrical current. The design of low noise transimpedance amplifiers is challenging since there is a direct conflict between bandwidth, transimpedance gain, power consumption and impedance matching. The regu-lated cascode is a widely used topology in transimpedance amplifiers projects. Although it is efficient with respect to power consumption and bandwidth, the regulated cascode presents high input-referred current noise levels that hin-dering the use of this topology in long distance optical networks. This work proposes three transimpedance amplifiers architectures for 10 Gbps, 25 Gbps e 100 Gbps bit rates manufactured in 130nm CMOS and BiCMOS technologies. The proposed circuits were optimized through a new analytical method deve-loped from noise modeling and small signal analysis based on the open circuit time constant technique. This method allows to optimize the bandwidth and the noise spectral density of the proposed circuits simultaneously. The pro-posed transimpedance amplifiers for 10 Gbps data rates have input-referred current noise below 7.0 pA/√Hz. For 25 Gbps and 100 Gbps data rates, the proposed amplifiers in 130nm BiCMOS technology have input-referred current noise equal to 12 pA/√Hz e 19.4 pA/√Hz, respectively. These results confirm the efficiency of the proposed technique.
Key-words: Optoelectronic receivers, low noise amplifiers, broadband ampli-fiers, mm-wave, CMOS and BiCMOS Technologies.
Lista de Figuras
Figura 1.1 – Telégrafo de Claude Chappe. . . . 32
Figura 1.2 – Fotofone de Alexander Graham Bell. . . . 33
Figura 1.3 – Evolução dos sistemas de comunicação óptica [8, 9]. . . 33
Figura 1.4 – Diagrama de um sistema de comunicação óptica. . . 36
Figura 1.5 – Diagrama simplificado do receptor optoeletrônico. . . 38
Figura 1.6 – Receptor optoeletrônico proposto em [35]. . . 39
Figura 1.7 – Diagrama do transceptor optoeletrônico proposto em [36]. . . 39
Figura 1.8 – Microfotografia do transceptor optoeletrônico proposto em [36]. . . 40
Figura 2.1 – Arquitetura básica do receptor optoeletrônico. . . 41
Figura 2.2 – Cálculo do ruído referenciado à saída do receptor optoeletrônico. . . 44
Figura 2.3 – Limiar de decisão e BER. . . 45
Figura 2.4 – Espectro da corrente de ruído total. . . 48
Figura 2.5 – Diagrama de olho formado pela superposição de uma sequência binária de 4 bits. . . 50
Figura 2.6 – Diagrama de olho representativo no domínio elétrico. . . 50
Figura 3.1 – Corrente de entrada no TIA: valor médio e valor máximo. . . 53
Figura 3.2 – Conceito de ruído com referência à entrada. . . 54
Figura 3.3 – Densidade espectral de potência de ruído. . . 54
Figura 3.4 – Esquemático e modelo do TIA básico. . . 56
Figura 3.5 – Esquemático e modelo elétrico equivalente do amplificador porta comum. 57 Figura 3.6 – Esquemático do amplificador porta comum para análise de ruído. . . . 58
Figura 3.7 – Análise de ruído do transistor de entrada M1. . . 59
Figura 3.8 – Amplificador porta comum para análise em altas frequências. . . 61
Figura 3.9 – Modelo para análise do amplificador porta comum em altas frequências. 61 Figura 3.10–Modelo para análise de ruído em altas frequências. . . 62
Figura 3.11–Esquemático e modelo elétrico equivalente do amplificador base comum. 64
Figura 3.12–Modelo elétrico do amplificador base comum . . . 65
Figura 3.13–Circuitos para análise de ruído do amplificador base comum. . . 66
Figura 3.14–Esquemático e modelo elétrico equivalente do amplificador base comum para altas frequências. . . 68
Figura 3.15–Modelos para análise de ruído do amplificador base comum em alta frequência. . . 69
Figura 3.16–Topologia shunt-shunt. . . . 71
Figura 3.17–Amplificador de transimpedância com múltiplos estágios de ganho. . . 75
Figura 3.18–𝑅𝑇 ,𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 máxima em função do número de estágios do TIA shunt-shunt. 77 Figura 3.19–Modelo para análise de ruído da topologia shunt-shunt com transistor MOSFET. . . 77
Figura 3.20–Espectro do ruído na entrada do TIA shunt-shunt. . . . 79
Figura 3.21–Topologia geral do amplificador RGC. . . 80
Figura 3.22–Modelo de pequenos sinais do RGC CMOS. . . 80
Figura 3.23–RGC com amplificador auxiliar fonte e base comum. . . 81
Figura 3.24–TIA com estágio de entrada RGC. . . 82
Figura 3.25–RGC Modificado com Level Shifter pMOS. . . . 85
Figura 3.26–RGC Modificado com Level Shifter nMOS. . . . 85
Figura 3.27–RGC modificado com capacitância negativa Miller. . . . 87
Figura 3.28–RGC modificado com inversor cascode. . . 87
Figura 3.29–RGC modificado com cascode e degeneração capacitiva. . . 89
Figura 3.30–RGC modificado com conversor de imitância. . . 90
Figura 3.31–RGC modificado com realimentação negativa e inductive peaking. . . . 92
Figura 3.32–RGC modificado com inductive peaking e transformador. . . . 93
Figura 3.33–TIA Darlington e estágio cascode. . . . 94
Figura 3.34–Amplificador Darlington. . . . 95
Figura 3.35–TIA com estágio cascode e ganho ajustável. . . 95
Figura 3.36–TIA com RGC e acoplamento magnético. . . 96
Figura 3.37–Diagrama das estruturas planar e empilhada de transformadores inte-grados. . . 97
Figura 3.38–TIA com RGC, level shifter e indutor ativo. . . . 98
Figura 3.39–Esquemático e modelo elétrico do indutor ativo. . . 98
Figura 3.40–Modelo do indutor para análise de pequenos sinais. . . 99
Figura 4.1 – Estimativa de 𝑅𝑇 ,𝑚𝑎𝑥 para 𝐶𝑖𝑛 = 100 fF e 𝐵𝑊𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 = 56 GHz. . . 102
Figura 4.2 – Esquemático das camadas do processo UMC RF CMOS 130 nm. . . 103
Figura 4.3 – Layout e modelo elétrico do transistor nMOS de poço isolado. . . 105
Figura 4.4 – Corte transversal e layout do capacitor MIMCAP RF. . . . 105
Figura 4.6 – Diagrama do resistor RNPP0 MML130E. . . 106
Figura 4.7 – Diagrama e modelo elétrico do indutor circular LCR20KRF. . . 107
Figura 4.8 –Diagrama transversal das camadas do processo IHP 130 nm SiGe RF BiCMOS.108 Figura 4.9 – Corte transversal do transistor HBT npn. . . 109
Figura 4.10–Diagrama de uma linha microstrip blindada. . . 111
Figura 4.11–Gráficos de 𝑍𝑜 em função da razão (𝑤/ℎ) das linhas microstrip. . . 113
Figura 4.12–Susbtrato no ADS e resultados de simulação e medidas experimentais. 114 Figura 4.13–Linha microstrip com 𝑍0 = 50 Ω na tecnologia UMC. . . 114
Figura 4.14–Parâmetros 𝑆11 e 𝑆21 da linha microstrip IHP. . . 115
Figura 4.15–Diagrama de uma linha coplanar blindada. . . 115
Figura 4.16–Layout 3D da linha coplanar. . . 117
Figura 4.17–𝑆11 da linha coplanar na carta de Smith. . . 118
Figura 4.18–Geometrias de indutores integrados. . . 120
Figura 4.19–Modelo elétrico 𝜋 do indutor integrado. . . 121
Figura 4.20–Correntes fluindo pelas bordas das espiras de um indutor. . . 122
Figura 4.21–Estrutura de blindagem utilizada em projeto de indutores integrados. . 125
Figura 4.22–Microfotografia dos indutores fabricados na tecnologia UMC RF CMOS 130 nm. . . 126
Figura 4.23–Parâmetros otimizados do indutor 1 (𝐿1 = 700 pH). . . 126
Figura 4.24–Parâmetros otimizados do indutor 2 (𝐿2 = 1.7 nH). . . 127
Figura 4.25–Modelo elétrico 𝜋 do indutor integrado com porta 2 aterrada. . . . 128
Figura 4.26–Resultados de simulação e medidas experimentais do indutor 1. . . 130
Figura 4.27–Resultados de simulação e medidas experimentais do indutor 2. . . 130
Figura 4.28–Medida da indutância com e sem o procedimento de compensação. . . . 132
Figura 4.29–Detalhe do indutor 2 com metais de preenchimento. . . 133
Figura 4.30–Exemplo de estruturas de compensação para medidas de indutores. . . 133
Figura 4.31–Elementos parasitas da estrutura de compensação. . . 134
Figura 4.32–Impedâncias e admitâncias parasitas da estrutura de compensação. . . 134
Figura 4.33–Esquemático no ADS para compensação dos parasitas dos pads e inter-conexões. . . 137
Figura 4.34–Diagrama correspondente ao esquemático da figura 4.33. . . 137
Figura 4.35–Estruturas 3D simuladas no ADS para efetuar a compensação das me-didas. . . 138
Figura 4.36–Efeito na indutância sem a compensação no indutor 2 da UMC. . . 138
Figura 4.37–Fator de qualidade e resistência série do indutor 2. . . 139
Figura 4.38–Indutâncias obtidas antes e depois da compensação. . . 140
Figura 4.39–𝑄 e 𝑅𝑠 do indutor 2 da UMC antes e depois da compensação. . . 140
Figura 4.40–Modelo 𝜋 com acoplamento magnético do substrato. . . . 141
Figura 4.42–Efeitos parasitas no indutor em função da frequência. . . 142
Figura 4.43–Fator de qualidade em função da frequência. . . 142
Figura 4.44–Detalhe da microfotografia dos indutores em tecnologia IHP. . . 144
Figura 4.45–Resultados de simulação para o indutor 𝐿1,𝐼𝐻𝑃 . . . 144
Figura 4.46–Resultados de simulação para 𝐿2,𝐼𝐻𝑃. . . 145
Figura 5.1 – Diagrama de blocos do TIA cascode duplo. . . 148
Figura 5.2 – Esquemático do TIA cascode duplo. . . 148
Figura 5.3 – Polarização do TIA cascode duplo. . . 149
Figura 5.4 – Transresistência máxima na tecnologia UMC RF CMOS 130 nm. . . . 149
Figura 5.5 – Esquemático do amplificador cascode e modelo elétrico. . . 150
Figura 5.6 – Modelo para cálculo da resistência de saída do cascode. . . 151
Figura 5.7 – Esquemático do cascode e modelo para análise em altas frequências. . . 152
Figura 5.8 – Modelo do cascode para aplicação da técnica das constantes de circuito aberto. . . 153
Figura 5.9 – Diagrama de blocos de um sistema com realimentação negativa. . . 154
Figura 5.10–Função de transferência de um sistema com realimentação negativa. . . 154
Figura 5.11–Amplificador realimentado shunt-shunt. . . 155
Figura 5.12–Esquemáticos para cálculo de 𝑍𝑖𝑛 e 𝑍𝑜𝑢𝑡 do amplificador shunt-shunt. . 156
Figura 5.13–Efeito da realimentação negativa no ganho 𝑆21 do cascode duplo. . . . 157
Figura 5.14–Esquemático para caracterização do transistor nMOS. . . 158
Figura 5.15–Curvas características do transistor nMOS com poço isolado. . . 158
Figura 5.16–Variação da figura de ruído com a largura dos fingers. . . 159
Figura 5.17–Característica da curva 𝑔𝑚/𝐼𝑑𝑠 do transistor nMOS. . . 160
Figura 5.18–Geradores de ruído do cascode duplo. . . 161
Figura 5.19–Esquemático do cascode para obter-se 𝑣2 𝑛,𝑜𝑢𝑡,𝐶𝑎𝑠. . . 162
Figura 5.20–Esquemático do cascode para obter-se 𝑖2 𝑛,𝑖𝑛,𝐶𝑎𝑠. . . 163
Figura 5.21–Proposta de fluxo de projeto para otimização do ruído. . . 166
Figura 5.22–Gráfico de 𝑖𝑅𝑀 𝑆,𝐵𝑊𝑛,𝑖𝑛,𝑇 𝐼𝐴 em função de 𝐶𝑖𝑛. . . 168
Figura 5.23–Curva de 𝑖2 𝑛,𝑖𝑛,𝑇 𝐼𝐴 para o cascode duplo. . . 169
Figura 5.24–𝑍𝑇 do cascode duplo (layout e esquemático). . . 170
Figura 5.25–𝑆21 do cascode duplo (layout e esquemático). . . 170
Figura 5.26–𝐾𝑓 do cascode duplo (layout e esquemático). . . 171
Figura 5.27–𝐵1𝑓 do cascode duplo (layout e esquemático). . . 172
Figura 5.28–𝑆11 do cascode duplo (layout e esquemático). . . 172
Figura 5.29–𝑆22 do cascode duplo (layout e esquemático). . . 173
Figura 5.30–Diagrama do cascode com estágios fonte comum. . . 173
Figura 5.31–Esquemático do cascode com estágios fonte comum. . . 174
Figura 5.32–Diagrama com os geradores de ruído do cascode com estágios fonte comum. . . 174
Figura 5.33–𝑍𝑇 do cascode com estágios fonte comum (layout e esquemático). . . . 177
Figura 5.34–𝑆21 do cascode com estágios fonte comum (layout e esquemático). . . . 177
Figura 5.35–𝑆11 do cascode com estágios fonte comum (layout e esquemático) . . . 178
Figura 5.36–𝑆22 do cascode com estágios fonte comum (layout e esquemático) . . . 178
Figura 5.37–𝐾𝑓 do cascode com estágios fonte comum (layout e esquemático). . . . 179
Figura 5.38–𝐵1𝑓 do cascode com estágios fonte comum (layout e esquemático). . . . 179
Figura 5.39–Front-end do receptor optoeletrônico. . . 180
Figura 5.40–Balun ativo implementado com indutores ativos. . . 180
Figura 5.41–Topologia Cherry Hooper adotada no amplificador limitador. . . 181
Figura 5.42–Buffer de saída com topologia 𝑓𝑇 doubler. . . 182
Figura 5.43–Layout da versão 1 do receptor optoeletrônico. . . 182
Figura 5.44–Parâmetros-S e transimpedância da versão 1 do receptor optoeletrônico. 183 Figura 5.45–Layout da versão 2 do receptor optoeletrônico. . . 183
Figura 5.46–Parâmetros-S e transimpedância da versão 2 do receptor optoeletrônico. 184 Figura 5.47–Esquemático amplificador Darlington com indutor. . . 184
Figura 5.48–Curvas características do transistor HBT na tecnologia IHP BiCMOS SG13G2. . . 185
Figura 5.49–Diagrama do TIA Darlington com geradores de ruído. . . 186
Figura 5.50–Diagrama do Darlington com geradores de ruído. . . 186
Figura 5.51–Modelo de pequenos sinais do Darlington com realimentação shunt-shunt.187 Figura 5.52–𝑍𝑇 do Darlington simples (layout e esquemático). . . 190
Figura 5.53–𝑆21 do Darlington simples (layout e esquemático). . . 190
Figura 5.54–𝑆11 do Darlington simples (layout e esquemático). . . 191
Figura 5.55–𝑆22 do Darlington simples (layout e esquemático). . . 191
Figura 5.56–𝐾𝑓 do Darlington com inductive peaking (layout e esquemático). . . 192
Figura 5.57–𝐵1𝑓 do Darlington com inductive peaking (layout e esquemático). . . . 192
Figura 5.58–Esquemático do TIA com dois estágios Darlington. . . 194
Figura 5.59–𝑍𝑇 do Darlington duplo (layout e esquemático). . . 195
Figura 5.60–𝑆21 do Darlington duplo (layout e esquemático). . . 195
Figura 5.61–𝑆11 Darlington duplo (layout e esquemático). . . . 196
Figura 5.62–𝑆22 do Darlington duplo (layout e esquemático). . . 196
Figura 5.63–𝐾𝑓 do Darlington duplo (layout e esquemático). . . 197
Figura 5.64–𝐵1𝑓 do Darlington duplo (layout e esquemático). . . . 197
Figura 6.1 – Linha microstrip fabricada na tecnologia UMC RF CMOS 130 nm (𝑍0 = 50 Ω). . . 200
Figura 6.2 – 𝑆11 e 𝑆22 da linha microstrip fabricada na tecnologia UMC RF CMOS 130 nm. . . 201
Figura 6.3 –𝑆11 e 𝑆22 da linha microstrip UMC RF CMOS na carta de Smith. . . . 202
Figura 6.5 – Layout e microfotografia do chip UMC RF CMOS 130 nm. . . 203
Figura 6.6 – Layout e microfotografia do TIA cascode duplo. . . 203
Figura 6.7 – Montagem do cascode duplo em PCB com linha coplanar. . . 204
Figura 6.8 – Transimpedância 𝑍𝑇 do cascode duplo. . . 204
Figura 6.9 – Ganho de tensão 𝑆21 do cascode duplo. . . 205
Figura 6.10–Ajuste de 𝑆21 do cascode duplo com a corrente de polarização. . . 206
Figura 6.11–Valores DC de 𝑍𝑇 e 𝑆21 obtidos nas simulações e medidas do cascode duplo. . . 206
Figura 6.12–Larguras de banda de 𝑍𝑇 e 𝑆21 obtidas nas simulações e medidas do cascode duplo. . . 207
Figura 6.13–Layout e microfotografia do cascode com estágios fonte comum. . . 208
Figura 6.14–Transimpedância 𝑍𝑇 do cascode com estágios fonte comum. . . 208
Figura 6.15–Ganho de tensão 𝑆21 do cascode com estágios fonte comum. . . 209
Figura 6.16–Valores DC de 𝑍𝑇 e 𝑆21 obtidos nas simulações e medidas do cascode com estágios fonte comum. . . 209
Figura 6.17–Larguras de banda de 𝑍𝑇 e 𝑆21 obtidas nas simulações e medidas do cascode com estágios fonte comum. . . 210
Figura 6.18–Layout e microfotografia do chip IHP. . . 211
Figura 6.19–Layout e microfotografia da versão 3. . . 212
Figura 6.20–𝑍𝑇 do Darlington com Inductive Peaking. . . . 212
Figura 6.21–𝑆21 do Darlington com Inductive Peaking. . . 213
Figura 6.22–Valores DC de 𝑍𝑇 e 𝑆21 do Darlington simples obtidos nas simulações e medidas. . . 213
Figura 6.23–Larguras de banda de 𝑍𝑇 e 𝑆21 do Darlington com inductive peaking obtidas nas simulações e medidas. . . 214
Figura 6.24–Layout e microfotografia Darlington duplo. . . 215
Figura 6.25–Transimpedância 𝑍𝑇 do Darlington duplo obtida nas simulações e me-didas. . . 215
Figura 6.26–Ganho de tensão 𝑆21 do Darlington duplo obtido nas simulações e me-didas. . . 216
Figura 6.27–Valores DC de 𝑍𝑇 e 𝑆21 do Darlington duplo obtidos nas simulações e medidas experimentais. . . 217
Figura 6.28–Larguras de banda de 𝑍𝑇 e 𝑆21 do Darlington duplo obtidas nas simu-lações e medidas. . . 218
Figura 7.1 – Microfotografia do Darlington com os pads danificados. . . 221
Figura 7.2 – Marcas das ponteiras infinity em pads de RF. . . 222
Figura A.1 – Rede com duas portas com sinais incidentes e refletidos. . . 236
Figura A.2 – Rede com duas portas com tensões e correntes na entrada e saída. . . . 237
Figura B.2 – Modelo elétrico para cálculo da transimpedancia. . . 241
Figura B.3 – Modelo elétrico para cálculo do ruído na entrada do TIA. . . 243
Figura B.4 – Modelo elétrico para cálculo do ruído na entrada do front-end. . . 244
Figura C.1 – Formatos binários NRZ e RZ. . . 246
Figura C.2 – Registrador de Deslocamento. . . 247
Figura C.3 – Link de um sistema de micro-ondas óptico-eletrônico. . . 247
Figura C.4 – Estrutura básica de um diodo laser. . . 248
Figura C.5 – Tipos de modulação óptica. . . 249
Figura C.6 – Modulação ASK no domínio óptico. . . 250
Figura C.7 – Diagrama do modulador Mach-Zehnder. . . 250
Figura C.8 – Lei de Snell e ângulo crítico. . . 251
Figura C.9 – Diagrama básico do corte longitudinal de uma fibra óptica. . . 252
Figura C.10–Modos de propagação em uma fibra óptica. . . 252
Figura C.11–Propagação de pulsos em fibras multimodo e monomodo. . . 253
Figura C.12–Perfis do índice de refração para fibras multi-modo. . . 254
Figura C.13–Perfis do índice de refração para fibras mono-modo. . . 254
Figura C.14–Atenuação em função do comprimento de onda. . . 255
Figura C.15–Espectro da função Sx(f). . . 256
Figura C.16–Pulso Gaussiano aplicado a uma fibra de comprimento 𝐿. . . 257
Figura C.17–Dispersão por modo de propagação. . . 258
Figura C.18–PMD em função de L. . . 259
Figura C.19–Diagrama da estrutura do fotodetector p-i-n. . . 260
Figura C.20–Diagrama da estrutura do fotodetector avalanche. . . 261
Figura C.21–Modelo elétrico do fotodetector proposto em [133]. . . 262
Figura C.22–Microfotografia do fotodetector com indutor integrado. . . 263
Figura C.23–𝑆21 do fotodetector para diferentes valores de indutância. . . 263
Figura D.1 – Sinais e modelo da linha de transmissão. . . 264
Lista de Tabelas
Tabela 2.1 – Relação entre a variável 𝑧 e BER. . . . 46
Tabela 2.2 – Valores das integrais de primeira e segunda ordem da equação 2.26. . . 49
Tabela 3.1 – Tabela comparativa entre TIAs para taxas de 10 Gbps em tecnologias CMOS. . . 91
Tabela 3.2 – Comparativo entre TIAs para taxas ≥ 25 Gbps em tecnologias BiC-MOS/CMOS. . . 100
Tabela 4.1 – Tabela comparativa entre as tecnologias UMC RF CMOS 180 nm e 130 nm. . . 101
Tabela 4.2 – Tabela comparativa tecnologias IHP e Global Foundries. . . 102
Tabela 4.3 – Características gerais da tecnologia UMC 130nm RF CMOS. . . 104
Tabela 4.4 – Parâmetros das tecnologias adotadas para projeto das linhas microstrip 113 Tabela 4.5 – Coeficientes em função da geometria de indutores. . . 124
Tabela 4.6 – Otimização dos parâmetros dos indutores. . . 125
Tabela 4.7 – Sumário dos resultados obtidos para o indutor 1. . . 131
Tabela 4.8 – Sumário dos resultados obtidos para o indutor 2. . . 131
Tabela 5.1 – Valores dos componentes do cascode duplo. . . 167
Tabela 5.2 – Parâmetros de polarização dos transistores do cascode duplo. . . 167
Tabela 5.3 – Valores dos componentes do cascode com estágios fonte comum. . . 176
Tabela 5.4 – Parâmetros da polarização dos transistores do cascode com estágios fonte comum. . . 176
Tabela 5.5 – Especificações da topologia 1 do receptor optoeletrônico. . . 182
Tabela 5.6 – Especificações da topologia 2 do receptor optoeletrônico. . . 183
Tabela 5.7 – Valores dos componentes do TIA Darlington com inductive peaking. . . 193
Tabela 5.8 – Dimensões e Polarização dos transistores do TIA Darlington com in-ductive peaking. . . 193
Tabela 5.9 – Dimensões dos transistores do TIA Darlington duplo e polarização. . . 198 Tabela 5.10–Valores dos componentes do TIA Darlington duplo. . . 198 Tabela 6.1 – Sumário e comparação com outros TIAs para taxa de 10 Gbps. . . 210 Tabela 6.2 – Comparativo com outros TIAs para 100 Gbps. . . 214 Tabela 6.3 – Sumário e comparação entre outros TIAs para taxas de 25 Gbps. . . . 217 Tabela A.1 – Relação entre os parâmetros S, Z e Y. . . 238 Tabela B.1 – Ganho de Transimpedância em função de 𝑌𝑆 e 𝑌𝐿. . . 242
Tabela B.2 – Densidade espectral de Ruído na Entrada do front-end em função de
Lista de Abreviaturas e Siglas
ACP ... Air Coplanar Probe ADS ... Advanced Design System AGC ... Automatic Gain Control APD ... Avalanche Photo Detector ASK ... Amplitude Shift Keying BER ... Bit Error Rate BR...Bit Rate CMOS ... Complementary Metal Oxide Semiconductor DRC ... Design Rule Check DSL ... Digital Subscriber Line DUT ... Device Under Test ER ... Extinction Ratio FTTH ... Fiber To The Home GSG ... Ground-Signal-Ground GSGSG ... Ground-Signal-Ground-Signal-Ground GVD ... Group Velocity Dispersion HBT ... Heterojunction Bipolar Transistor IHP ... Innovations for High Performance ISI ... Intersymbol Interference
KCL ... Kirchhoff Current Law KVL ... Kirchhoff Voltage Law LA ... Limiter Amplifier MIC ... MOS-Immittance Converter MOS ... Metal Oxide Semiconductor MOST ... Media Oriented System Transport NRZ ... Non-Return to Zero OOK ... On-Off-Keying OSSB ... Optical Single Side Band PD ... Photo Detector PMD ... Polarization Mode Dispersion POF ... Plastic Optical Fiber PSK ... Phase Shift Keying RGC ... Regulated Gain Cascode RF ... Radio Frequency RMS ... Root Mean Square RZ ... Return to Zero SDH ... Synchronous Digital Hierarchy SNR ... Signal to Noise Ratio SONET ... Synchronous Optical Networking TF ... Test Fixture TIA ... Transimpedance Amplifier UMC ... United Microelectronics Corporation VSWR ... Voltage Standing Wave Ratio
Lista de Símbolos
𝜏 - Atraso de grupo 𝐶𝑃 𝐷 - Capacitância do fotodiodo 𝑖𝑃 𝐷 - Corrente do fotodiodo 𝜁 - Coeficiente de amortecimento 𝑘 - Constante de Boltzmann𝐼𝑑𝑠 - Corrente entre dreno e fonte do transistor MOS
𝑖2
𝑛,𝑖𝑛 - Ruído com referência à entrada modelado por uma fonte de corrente
𝑣2
𝑛,𝑖𝑛 - Ruído com referência à entrada modelado por uma fonte de tensão
𝜎 - Desvio padrão da distribuição Gaussiana
𝑡 - Espessura do metal de topo
𝛾 - Fator de ruído
𝑄 - Fator de qualidade
𝐵1𝑓 - Fator de estabilidade alternativo
𝐾𝑓 - Fator de estabilidade
𝑓𝑟𝑒𝑠 - Frequência de ressonância do indutor
𝑓𝑇 - Frequência de transição
𝑍𝑜 - Impedância característica
𝑍𝑖𝑛 - Impedância de entrada
𝐿 - Indutância
𝑀 - Indutância Mútua
𝑊𝑓 - Largura dos fingers do transistor MOS
𝑊𝑇 - Largura total do transistor MOS
𝜇𝑛 - Mobilidade dos elétrons
𝜇 - Permeabilidade
𝜖 - Permissividade
𝑅𝑖𝑛 - Resistência de entrada
𝑟𝑜 - Resistência intrínseca de saída do transistor MOS
𝑅𝑠 - Resistência série do indutor
𝜌 - Resistividade
𝑖𝑛,𝑖𝑛,𝑅𝑀 𝑆 - Ruído RMS com referência à entrada modelado por uma fonte de
cor-rente
𝑖𝑅𝑀 𝑆,𝐵𝑊𝑛,𝑖𝑛 - Ruído RMS normalizado com referência à entrada modelado por uma fonte de corrente 𝜎 - Skin depth 𝑇 - Temperatura em Kelvin 𝑔𝑚 - Transcondutância 𝑍𝑇 - Transimpedância 𝑅𝑇 - Transresistência
Sumário
Lista de Figuras . . . . Lista de Tabelas . . . . Lista de Abreviaturas e Siglas . . . . Lista Símbolos . . . . 1 Introdução Geral . . . 31
1.1 Histórico das Comunicações Ópticas . . . 31 1.2 Aplicações Emergentes . . . 34 1.3 Óptica Baseada em Silício . . . 35 1.4 Sistemas de Comunicação Óptica . . . 36 1.5 O Receptor Optoeletrônico: Desafios de Projeto do Amplificador de
Tran-simpedância . . . 37 1.6 Objetivos da Tese . . . 38 1.7 Estrutura da Tese . . . 40 2 Fundamentos de Receptores Optoeletrônicos . . . 41 2.1 Modelo Elétrico do Receptor Optoeletrônico . . . 41 2.2 Métricas de Desempenho . . . 43 2.2.1 Ruído e BER . . . 43 2.2.2 Sensibilidade . . . 47 2.2.3 Diagrama de Olho, Interferência Intersimbólica e Jitter . . . 49 3 O Amplificador de Transimpedância . . . 52 3.1 Especificações Gerais . . . 52 3.2 Configuração Porta Comum . . . 57 3.2.1 Análise em Baixas Frequências . . . 57 3.2.2 Análise em Altas Frequências . . . 60 3.3 Configuração Base Comum . . . 64 3.3.1 Análise em Baixas Frequências . . . 64 3.3.2 Análise em Altas Frequências . . . 68
Sumário
3.4 A Configuração Shunt-Shunt . . . . 70 3.4.1 Análise em Frequência . . . 70 3.4.2 Análise de Ruído da Topologia Shunt-Shunt . . . . 77 3.5 Topologias Propostas na Literatura para Taxas de 10 Gbps . . . 80 3.5.1 Cascode Regulado Convencional . . . 80 3.5.2 Cascode Regulado com Level Shifter . . . 84 3.5.3 Cascode Regulado com Amplificador Auxiliar Cascode Inversor . . 87 3.5.4 Cascode Regulado com Amplificador Auxiliar Cascode e
Degenera-ção Capacitiva . . . 88 3.5.5 Cascode Regulado com Conversor de Imitância . . . 90 3.5.6 Tabela Resumo da Revisão Bibliográfica (CMOS) . . . 91 3.6 Topologias Propostas na Literatura para Taxas de 40 Gbps . . . 92 3.6.1 RGC Modificado com Realimentação Negativa e Inductive Peaking 92 3.6.2 RGC Modificado com Inductive Peaking e Transformador . . . . 93 3.6.3 TIA com Estágio Cascode Modificado . . . 94 3.6.4 TIA com Estágio de Entrada Cascode e Ganho Ajustável . . . 95 3.6.5 RGC Modificado com Técnica Asymmetric Inductive Peaking . . . . 96 3.6.6 RGC Modificado com Level Shifter e Indutor Ativo . . . . 97 3.6.7 Tabela Resumo da Revisão Bibliográfica (BiCMOS/CMOS) . . . . 100 4 Projeto de Linhas de Transmissão e Indutores Integrados . . . 101
4.1 Critério de Escolha das Tecnologias . . . 101 4.2 Tecnologia UMC RF CMOS 130 nm . . . 103 4.3 Tecnologia IHP SiGe BiCMOS 130 nm . . . 107 4.4 Linhas de Transmissão Integradas em Silício . . . 110 4.4.1 Linhas de Transmissão Microstrip . . . 111 4.4.1.1 Procedimento de Projeto de Linhas Microstrip . . . 112 4.4.2 Linhas de Transmissão Coplanares . . . 115 4.4.2.1 Procedimento de Projeto de Linhas Coplanares . . . 117 4.4.3 Comparação Entre Linhas Microstrip e Linhas Coplanares . . . 118 4.4.4 Indutores Integrados em Silício . . . 119
4.4.4.1 Fluxo de Projeto dos Indutores na Tecnologia UMC RF CMOS 130 nm . . . 123 4.4.4.2 Caracterização dos Indutores na Tecnologia UMC RF CMOS
130 nm . . . 126 4.4.4.3 Discussão sobre os Resultados Experimentais . . . 131 4.4.4.4 Procedimento para Compensação nas Medidas
Experimen-tais . . . 133 4.4.4.5 Procedimento de Compensação por Simulação no ADS . . 137
Sumário
4.4.4.6 Fluxo de Projeto dos Indutores na Tecnologia IHP RF SiGe 130 nm . . . 141 5 Proposta de Projeto dos Amplificadores de Transimpedância . . . 147
5.1 Projeto dos TIAs em Tecnologia UMC RF CMOS 130 nm para Taxas de 10 Gbps . . . 147 5.1.1 Cascode Duplo . . . 147 5.1.1.1 Análise de Pequenos Sinais em Malha Aberta . . . 150 5.1.1.2 Análise de Pequenos Sinais em Malha Fechada . . . 154 5.1.1.3 Definição do Ponto de Polarização e Especificações de
Pro-jeto . . . 157 5.1.1.4 Modelamento e Otimização do Ruído do Cascode Duplo . 161 5.1.1.5 Fluxo de Projeto do Cascode Duplo . . . 165 5.1.1.6 Resultados de Simulação Pos-Layout . . . 169 5.1.2 Cascode com Estágios Fonte Comum e Buffer de Saída . . . 173 5.1.2.1 Definição do Ponto de Polarização e Otimização do Ruído 174 5.1.2.2 Resultados de Simulação Pos-Layout . . . 176 5.2 Resultados de Simulação Adicionais: Protótipo de um Receptor
Optoele-trônico . . . 180 5.2.1 Arquitetura Básica do Receptor . . . 180 5.2.2 Layout e Resultados de Simulação . . . 182
5.2.2.1 Especificações, layout e resultados de simulação pós-layout da versão 1 . . . 182 5.2.2.2 Especificações, layout e resultados de simulação pós-layout
da versão 2 . . . 183 5.3 Amplificadores de Transimpedância SiGe . . . 184 5.3.1 Darlington com Inductive Peaking . . . 184 5.3.1.1 Especificações de Projeto e Otimização do Ruído . . . 185 5.3.1.2 Análise de Pequenos Sinais . . . 187 5.3.1.3 Fluxo de Projeto Proposto para Otimização do Ruído . . . 189 5.3.1.4 Resultados de Simulação Pós-Layout . . . 189 5.3.2 Darlington Duplo . . . 193 5.3.2.1 Resultados de Simulação Pós-Layout . . . 194 6 Resultados Experimentais . . . 199
6.1 Setup de Medidas . . . 199 6.2 Resultados Experimentais do Chip UMC . . . 199 6.2.1 Resultados Experimentais do TIA Cascode Duplo . . . 203 6.2.2 Resultados Experimentais do TIA Cascode e Estágios Fonte Comum 207
6.2.2.1 Sumário e Comparação dos Resultados Obtidos na Tecno-logia UMC . . . 210
Sumário
6.3 Resultados Experimentais do chip IHP . . . 211 6.3.1 Amplificadores com Estágio Darlington Simples . . . 212 6.3.1.1 Sumário dos Resultados Experimentais . . . 214 6.3.2 Amplificador Duplo Estágio Darlington com Inductive Peaking . . . 215 6.3.2.1 Sumário dos Resultados Experimentais . . . 216 7 Conclusões e Perspectivas . . . 219
7.1 Contribuições e Considerações Finais . . . 219 7.2 Propostas para Trabalhos Futuros . . . 222 Referências Bibliográficas . . . 224
ANEXO A Conversão entre Parâmetros S, Y e Z . . . 236 ANEXO B Parâmetros-S, Transimpedância e Ruído . . . 239 B.1 Fator de Ruído . . . 240 B.2 Dedução da Expressão da Transimpedância . . . 241 B.3 Ruído com Referência à Entrada do TIA . . . 243 B.4 Ruído com Referência à Entrada do Front-End Optoeletrônico . . . 244 ANEXO C Fundamentos de Sistemas Optoeletrônicos . . . 246
C.1 Arquitetura do Sistema Optoeletrônico . . . 247 C.1.1 Modulador Eletro-Óptico . . . 248 C.1.2 Fibra Óptica . . . 251 C.1.2.1 Atenuação na Fibra . . . 255 C.1.2.2 Dispersão na Fibra . . . 256 C.1.3 Fotodetector . . . 260 ANEXO D Teoria de Linhas de Transmissão . . . 264
D.1 Modelo Elétrico da Linha de Transmissão . . . 264 D.1.1 Solução da Equação do Telégrafo e Impedância Característica . . . 266 D.2 Impedância de uma Linha com Carga 𝑍𝐿 . . . 268
D.2.1 Linha de Transmissão Sem Perdas . . . 271 ANEXO E Lista de Artigos Publicados . . . 274
31
Capítulo
1
Introdução Geral
1.1
Histórico das Comunicações Ópticas
A luz é utilizada como meio de comunicação desde os tempos antigos, quando o fogo era utilizado para enviar mensagens. O dramaturgo grego Ésquilo retrata na trilogia
Oresteia (458 aC) como a notícia sobre a queda de Tróia era enviada através de sinais de
fogo [1]. Alguns séculos mais tarde, o historiador grego Políbio escreve The Histories ou "A Ascensão do Império Romano", que abrange o período de 220 aC a 146 aC. Nesse trabalho, ele descreve um arranjo pelo qual o alfabeto grego inteiro poderia ser transmitido por sinais de fogo usando um código de cinco níveis e um alfabeto composto por dois dígitos.
O primeiro desenvolvimento de um telégrafo óptico útil data da época da Revo-lução Francesa. Claude Chappe, um ex-padre, inventou um telégrafo óptico-mecânico que consistia em dois braços conectados por uma barra transversal [2, 3, 4]. Cada braço tinha sete posições e a barra transversal mais quatro, permitindo gerar um código de 196 combi-nações. Os braços tinham de 1 m a 10 m de comprimento, eram contra-balanceados e eram movidos por duas manivelas.O telégrafo era montado em telhados ou torres, posicionados de 12 km a 25 km de distância.
A primeira linha telegráfica deste tipo foi colocada em operação em 1794. A linha telegráfica era formada por 22 estações ligando a cidade de Lille à capital Paris, uma distância de mais de 240 Km. Uma mensagem levava de 2 a 6 minutos para ser transmitida, enquanto um mensageiro a cavalo necessitava de aproximadamente 30 horas. Outras linhas foram construídas, incluindo uma linha de Paris para Toulon. O sistema foi amplamente copiado por outros países europeus, e foi usado por Napoleão para coordenar o seu império e seu exército. Em meados do século 19, o telégrafo óptico foi substituído pelo telégrafo elétrico, patenteado por Samuel Morse em 1837. A principal vantagem deste telégrafo era
Capítulo 1. Introdução Geral 32
(a) Diagrama. (b) Telégrafo montado em uma torre.
Figura 1.1 – Telégrafo de Claude Chappe.
a maior velocidade de transmissão do sinal.
Em 1880, Alexander Graham Bell inventou o fotofone [5]. Bell considerou esta descoberta a maior de todas, incluindo a sua invenção anterior, o telefone. A diferença entre os dois aparelhos era que enquanto o telefone transmitia sinais elétricos modulados através de cabos, o fotofone utilizava a luz modulada para transmitir informação sem uso de fios. O transmissor do fotofone de Bell utilizava a luz do sol para modular um sinal de voz e projetava este sinal luminoso em um espelho posicionado junto ao receptor. O espelho do receptor recebia a luz e gerava uma vibração em um cristal de selênio que alterava a resistência elétrica do cristal de acordo com a variação da intensidade da luz que atingia o espelho. Desta forma, a corrente elétrica era modulada e convertida novamente em uma onda sonora. O fotofone tinha algumas limitações, apesar de permitir que um sinal de voz fosse transmitido por uma distância de até 200 m. Os principais inconvenientes eram: não funcionava bem à noite, sob chuva ou se não houvesse uma linha de visada direta entre o transmissor e o receptor.
O advento do laser no início da década de 1960 foi uma revolução importante e aumentou o desenvolvimento de sistemas de comunicação óptica. Um dos pioneiros no campo da fibra óptica foi o cientista holandês Abraham Van Heel [6]. No início da década de 1950, ele tentou resolver o problema da perda de luz em fibras utilizando um material de revestimento. Todas as fibras desenvolvidas anteriormente não tinham revestimento e a reflexão total da luz ocorria na interface vidro-ar. O revestimento transparente apresentava um índice de refração menor que o vidro e a fibra, protegendo a superfície de reflexão da luz de contaminação e do efeito crosstalk entre fibras. Em 1960, as fibras óticas tinham atenuação típica de 1000 dB/km, um valor muito elevado para redes de comunicação.
traba-Capítulo 1. Introdução Geral 33
(a) Transmissor (b) Receptor
Figura 1.2 – Fotofone de Alexander Graham Bell.
lho de Charles Kao e George Hockam, publicado em 1966 [7]. Eles demonstraram que a atenuação na fibra poderia ser reduzida para menos de 20 dB/km, tornando um sistema de comunicação viável. Além disso, foi provado que não havia nenhum mecanismo fun-damental que impediria essa perda de ser conseguida. Apenas 4 anos depois, em 1970,
Robert Maurer, Donald Keck e Peter Schultz, da Corning Glass Corporation, alcançaram
esse objetivo e fabricaram a primeira fibra óptica com atenuação inferior a 20 dB/km. A partir de 1980 a atenuação foi reduzida ainda mais e as empresas especializadas estavam testando os primeiros cabos submarinos. O primeiro link submarino internacional por fi-bra óptica, que ligava a Inglaterra com a Bélgica, foi instalado em 1986. Até o final de 1988, o primeiro cabo transatlântico de fibra óptica, que ligava os Estados Unidos com a Europa, era uma realidade. A evolução dos sistemas de fibra óptica para comunicação de longa distância está resumida na figura 1.3:
Figura 1.3 – Evolução dos sistemas de comunicação óptica [8, 9].
conside-Capítulo 1. Introdução Geral 34
rável do produto taxa de bits-distância, a figura de mérito comummente utilizada para os sistemas de comunicação óptica. Nas primeiras gerações, este aumento da capacidade deveu-se principalmente a uma melhoria das propriedades da fibra (dispersão, atenua-ção), combinada com o desenvolvimento de lasers e detectores operando a comprimentos de onda mais longos. Com a implantação da quarta geração, a distância entre os repe-tidores foi ampliada com o uso de amplificadores de érbio dopado, espaçados de 60 km a 100 km de distância. Por outro lado, a taxa de bits foi ampliada usando a técnica de multiplexagem por divisão de comprimento de onda (em inglês, Wavelength-Division
Mul-tiplexing, WDM). A era da comunicação por taxas na casa dos Tbps tornou-se realidade
a partir da quinta geração.
1.2
Aplicações Emergentes
Conforme apresentado na seção anterior, o avanço dos sistemas de comunicação por fibra óptica deu origem a um amplo leque de aplicações. Esta seção discute brevemente algumas destas aplicações.
∙ Redes Ópticas de Curta Distância Redes de fibras ópticas têm muitas vantagens sobre redes que utilizam cabos metálicos: elevado produto taxa de bits-distância, baixíssima atenuação (típica na ordem de 2 dB/km), alta imunidade a ruído, etc. As redes de cabos metálicos ainda sobrevivem em aplicações que não exigem altas taxas de transmissão e onde o custo é fator decisivo. A demanda por largura de banda não pára de crescer e as redes de comunicação de curta distância estão a aumentar exponencialmente. Para reduzir os custos das redes de comunicação, a indústria tem desenvolvido soluções de baixo custo, como fibras multimodo com alta largura de banda e transceptores em 850 nm. Há, porém, uma grande discrepância entre os investimentos praticados pelos EUA e países da Ásia com relação à Europa. Enquanto os EUA e a Ásia investem pesadamente em redes de fibra óptica, onde sistemas Fiber-To-The-Home, FTTH são uma realidade, os países europeus ainda investem em redes de cabos metálicos, apoiando padrões como o DSL, (em inglês,
Digital Subscriber Line).
∙ Sistemas Ópticos Embarcados Sistemas opto-eletrônicos embarcados tornaram-se uma opção atraente para substituir fios de cobre em automóveis e aviões [10]. As fibras ópticas de plástico (Plastic Optical Fiber, POF) ganharam espaço nesta aplicação, permitindo a ligação cada vez maior de dispositivos eletrônicos em um automóvel. Os benefícios das redes baseadas em POFs são: largura de banda, maior segurança na transmissão de sinais, menor peso, imunidade a interferências ele-tromagnéticas e facilidade de manuseio e instalação. Diferentes protocolos foram
Capítulo 1. Introdução Geral 35
desenvolvidos e outros estão em fase de desenvolvimento. Em 1998, um consórcio internacional de fabricantes de automóveis e fornecedores definiu um padrão aberto para redes de ópticas embarcadas, o Media Oriented System Transport (MOST). Este protocolo permite a comunicação entre os dispositivos eletrônicos de um au-tomóvel a taxas de 25 Mbps. As fibras POF não exploram apenas as funções de navegação e entretenimento em um automóvel. Em 1996, a fabricante alemã BMW se reuniu com alguns parceiros e iniciou o desenvolvimento do protocolo Byteflight que integra a comunicação entre o crescente número de sensores, atuadores e uni-dades de controle eletrônico em um automóvel a uma taxa de até 10 Mbps. Veí-culos BMW da série 7 utilizam o protocolo ByteFlight para controle do sistema de abertura de air bags e, o sistema MOST, para controle do sistema de navegação e entretenimento do veículo. Outro protocolo o FlexRay é um padrão utilizado em sis-temas drive-by-wire, onde controladores mecânicos e hidráulicos serão substituídos por controladores eletro-ópticos.
∙ Interconexões Ópticas de Alta Velocidade A Lei de Moore foi considerada válida desde que Gordon Moore, em 1965, afirmou que o número de transistores de um chip duplica a cada 18 meses [11]. Há opiniões divergentes se a lei de Moore continua válida, mas é certo que nas próximas décadas um computador necessitará de um barramento óptico para interconexão dos chip-sets, em virtude do aumento da largura de banda das interconexões, algo como um aumento de uma ordem de grandeza. Com isso, o chip vai ser capaz de trabalhar a velocidades de dados muito mais elevadas, sendo a solução óbvia, a utilização de interconexões ópticas para aliviar os limites elétricos. A principal vantagem desta abordagem é que uma ligação óptica suporta taxas de dados muito mais elevadas, reduz drasticamente a dissipação térmica e o atraso de propagação dos sinais transmitidos. Especialistas acreditam que as interconexões ópticas serão realidade em dois anos em comunicação
board-to-board e em sete anos para aplicações chip-to-chip.
1.3
Óptica Baseada em Silício
A fotônica integrada em silício tem como desafio integrar componentes ópticos e eletrônicos em um mesmo substrato, preferencialmente o silício. A fotônica em silício ofe-rece elevado grau de integração monolítica e um pequeno grau de integração híbrida (como fontes de laser), a fim de oferecer baixo custo e aumento considerável de funcionalidade [12-16]. Quais as principais razões na adoção do silício com o plataforma de integração da óptica com a eletrônica? Em primeiro lugar, pode-se citar a demanda por sistemas com largura de banda cada vez mais elevadas e a fronteira com o limite físico, imposto pela Lei
Capítulo 1. Introdução Geral 36
de Shannon1[17-18]. Quando o limite de Shannon for atingido, há duas opções a serem
consideradas: a manutenção de interconexões elétricas com o uso de canais paralelos ou a mudança completa para uma plataforma com canais de comunicação ópticos. Outra razão seria a adaptação da infraestrutura de microfabricação existente, minimizando, em parte, os custos envolvidos no desenvolvimento da tecnologia para a integração optoeletrônica. Esta adaptação e o volume elevado de fabricação permitiriam recuperar o investimento em um intervalo de tempo razoável.
Entretanto, ainda há algumas barreiras a serem superadas, além do custo relati-vamente elevado:
∙ Falta de uma infraestrutura universal de microfabricação;
∙ Investimento adicional para desenvolvimento e maturação da tecnologia; ∙ Risco relacionado ao desenvolvimento de uma nova tecnologia;
∙ Utilização de interconexões eletrônicas mesmo ainda com a perspectiva de saturação da taxa de bits em um intervalo de tempo relativamente curto.
1.4
Sistemas de Comunicação Óptica
Os componentes básicos de um sistema de comunicação óptica são apresentados na figura 1.4 [19]:
Modulador
Transmissor Fibra Óptica
Luz Eletricidade Receptor Amplificador Detector Eletricidade Laser PD
Figura 1.4 – Diagrama de um sistema de comunicação óptica.
No sistema apresentado na figura 1.4, um fluxo de bits no domínio elétrico modula o sinal óptico que será transmitido pela fibra. Há, basicamente, dois métodos de modulação óptica:
1 Também conhecido como lei da capacidade de canal, estabelece a máxima taxa de transferência de informação em um canal com ruído AWGN (ruído aditivo, gaussiano, branco).
Capítulo 1. Introdução Geral 37
∙ O método direto, onde um sinal elétrico é aplicado a um amplificador cujo sinal de saída atua diretamente no diodo laser2. Esta técnica é conhecida como modulação
ASK (em inglês, Amplitude Shift Keying).
∙ O método indireto, onde um modulador externo é empregado para modular o sinal óptico 3.
No lado do receptor, o fotodiodo converte o sinal óptico em uma corrente elétrica. O estágio subsequente é composto pelo amplificador de transimpedância, amplificador limitador e um circuito de detecção e conversão A/D. Os sistemas de comunicação óptica apresentam diversas vantagens quando comparados a sistemas que utilizam cabos metálicos como meio de transmissão. Dentre estas vantagens, pode-se destacar:
∙ Altas Taxas de transmissão4
∙ Atenuação baixa (na ordem de 0.2 dB/km) reduz drasticamente o custo do sistema, devido ao número reduzido de repetidores;
∙ Imunidade a interferências eletromagnéticas; ∙ Maior robustez à transmissão da informação;
∙ Considerando a capacidade de transmissão, o custo da matéria prima para fabricação de fibras é menor em comparação com cabos metálicos com mesma capacidade; ∙ Menor peso e volume.
1.5
O Receptor Optoeletrônico: Desafios de Projeto do
Amplifica-dor de Transimpedância
O objeto de estudo desta tese é o amplificador de transimpedância (TIA,
Tran-simpedance Amplifier ) o primeiro bloco que compõe o receptor optoeletrônico, de acordo
com a figura 1.5:
2 O diodo laser gera um sinal óptico em resposta a um sinal digital elétrico. 3 O Apêndice C apresenta uma discussão mais detalhada
4 O Instituto de Engenheiros Eletricistas e Eletrônicos (IEEE) está desenvolvendo um padrão Ethernet com taxa máxima de 400 Gbps, o IEEE 802.3 [20]. A taxa máxima demonstrada experimentalmente utilizando um canal óptico em uma única fibra atinge, atualmente, 255 Tbps [21].
Capítulo 1. Introdução Geral 38 TIA Front-end Analógico Circuito De Decisão Recuperação de Relógio D e m u x LA PD
Figura 1.5 – Diagrama simplificado do receptor optoeletrônico.
A função do TIA é converter o sinal de corrente elétrica em uma tensão elétrica que será amplificada pelo amplificador limitador (em inglês, Limiter Amplifier ). O projeto do TIA é desafiador, devido aos seguintes requisitos:
∙ Alto ganho e baixa figura de ruído5.
∙ Banda larga
∙ Baixo atraso de grupo
A especificações listadas acima estão em conflito entre si, sendo necessário enfatizar uma característica em detrimento de outra. Nesta tese, foi dado ênfase à largura de banda e ruído.
1.6
Objetivos da Tese
A topologia consagrada em projetos de amplificadores de transimpedância é co-nhecida na literatura científica como cascode regulado [23-25]. Esta topologia apresenta baixo desempenho com relação ao nível de ruído gerado pelos transistores de entrada do circuito. Esta limitação motivou o desenvolvimento de amplificadores de transimpedância otimizados para banda larga e baixo ruído em tecnologia CMOS, para aplicações de baixo custo em taxas de 10 Gbps, uma vez que a otimização do ruído do TIAs contribui para uma redução substancial no custo do sistema. Por exemplo, para um taxa de erro de bit (em inglês, Bit Error Rate, BER) igual a 10−12 e um sistema de comunicação óptica onde a fibra apresenta atenuação igual a 0.2 dB/km, a relação entre o sinal de corrente
5 Sendo o primeiro bloco da cadeia de recepção, o TIA é o bloco limitante da sensibilidade do receptor, de acordo com a fórmula de Harald Trap Friis, engenheiro dinamarquês pioneiro no estudo de medidas de ruído em sistemas de rádio transmissão [22].
Capítulo 1. Introdução Geral 39
do fotodiodo (𝑖𝑃 𝐷) e a densidade espectral de corrente de ruído na entrada (𝑖2𝑛,𝑖𝑛) deve
ser aproximadamente igual a 14 [26]. Isto significa que um decréscimo de 1 dB em 𝑖2
𝑛,𝑖𝑛
permite ampliar o alcance do sistema em 5 km, para a mesma BER [26].
Outro objetivo desta tese é desenvolver amplificadores de transimpedância para taxas de 25 Gbps e 40 Gbps em tecnologia baseada em SiGe como alternativa às tradicio-nais tecnologias que empregam semicondutores do grupo III-V. A foundry alemã IHP (em inglês, Innovations for High Performance Microelectronics) oferece tecnologias em SiGe como plataforma de integração de dispositivos fotônicos e eletrônicos para aplicações de alta velocidade [27-35]. Esta é a principal razão para a escolha desta foundry para o desen-volvimento dos TIAs para aplicações em ondas milimétricas. Um exemplo de um receptor optoeletrônico monolítico com taxa de 12.5 Gbps é proposto em [35], cuja microfotografia é apresentada na figura 1.6:
Figura 1.6 – Receptor optoeletrônico proposto em [35].
O chip apresentado na figura 1.6 foi projetado em tecnologia IHP 0.25 𝜇m BiC-MOS. Outro exemplo de projeto de receptor optoeletrônico é proposto em [36]. Os autores propõem um circuito para interface fotônica/eletrônica de um sistema de transmissão sem fio que adota modulação por deslocamento de fase (em inglês, Phase Shift Keying, PSK) com a frequência da portadora centrada em 60 GHz. A figura 1.7 mostra um diagrama da aplicação e a figura 8 apresenta a microfotografia do chip proposto em [36].
Capítulo 1. Introdução Geral 40
Figura 1.8 – Microfotografia do transceptor optoeletrônico proposto em [36].
1.7
Estrutura da Tese
Os capítulos da tese estão estruturados da seguinte forma:
∙ Capítulo 2: Fundamentos de Receptores Optoeletrônicos
Os fundamentos teóricos sobre a arquitetura e topologias de receptores optoeletrô-nicos são discutidos neste capítulo.
∙ Capítulo 3: O Amplificador de Transimpedância
Este capítulo é dedicado aos aspectos de projeto do amplificador de transimpedância e à análise de topologias propostas na literatura científica.
∙ Capítulo 4: Projeto de Linhas de Transmissão e Indutores Integrados Neste capítulo são apresentados os fundamentos teóricos de projetos de linhas de transmissão e componentes passivos. Ao final do capítulo são apresentados resulta-dos de medidas de linhas de transmissão e indutores integraresulta-dos.
∙ Capítulo 5: Proposta de Projeto de Amplificadores Banda Larga
Este capítulo apresenta o fluxo de projeto e a proposta do método analítico para otimização do ruído dos amplificadores de transimpedância.
∙ Capítulo 6: Resultados Experimentais
Os resultados obtidos na caracterização dos amplificadores fabricados são apresen-tados neste capítulo.
∙ Capítulo 7: Conclusões e Perspectivas
Neste capítulo são feitas as conclusões finais e sugeridas arquiteturas de projeto para receptores optoeletrônicos.
41
Capítulo
2
Fundamentos de Receptores
Optoeletrônicos
Este capítulo apresenta os fundamentos para análise e projeto de receptores op-toeletrônicos. As métricas de desempenho e a terminologia técnica apresentados neste capítulo são a base para a definição das especificações dos principais blocos do receptor optoeletrônico.
2.1
Modelo Elétrico do Receptor Optoeletrônico
A arquitetura básica de um receptor optoeletrônico é apresentada na figura 2.1 [37]:
TIA
Filtro
Amp. Limit.
Fotodiodo Front-End Analógico Circuito Decisor
+ -DEC VD,TH Clock iPD i2n,PD i 2 n,TIA + -vO
Figura 2.1 – Arquitetura básica do receptor optoeletrônico.
A arquitetura apresentada na figura 2.1 é formada pelos seguintes blocos:
∙ Fotodiodo. A função do fotodiodo é converter o sinal óptico do laser em um sinal elétrico de corrente. Na figura 2.1, o modelo para análise de ruído do fotodiodo
Capítulo 2. Fundamentos de Receptores Optoeletrônicos 42
consiste em uma fonte de corrente de sinal 𝑖𝑃 𝐷 em paralelo com uma fonte de ruído
𝑖2
𝑛,𝑃 𝐷. O modelo assume as seguintes premissas:
– O sinal de corrente gerado pelo fotodetector 𝑖𝑃 𝐷 está relacionado de forma
linear com a potência do sinal óptico gerado pelo laser;
– O ruído térmico gerado pelo fotodetector é modelado por uma fonte de corrente
𝑖2
𝑛,𝑃 𝐷 e apresenta as seguintes características:
* Possui função densidade de probabilidade Gaussiana, apresenta densidade espectral de potência constante e é aditivo (ruído AWGN, em inglês,
Adi-tive White Gaussian Noise);
* É não estacionário, pois o valor RMS de 𝑖2
𝑛,𝑃 𝐷 varia com o valor do bit
transmitido e, portanto, varia com o tempo, conforme a equação 2.1:
𝑖2
𝑛,𝑃 𝐷(𝑓, 𝑡) ∼ 𝑏𝑖𝑡(𝑡) (2.1)
∙ Front-End analógico, composto pelo TIA e amplificador limitador. Estes são os principais blocos da cadeia analógica e são modelados como um canal linear, descrito por uma função de transferência complexa 𝐻(𝑓 ) que relaciona amplitude e fase do sinal de tensão elétrico 𝑣𝑜 com o sinal de entrada iPD. Esta função pode
ser decomposta em três funções: uma para o amplificador de transimpedância 1 (em inglês, TIA, Transimpedance Amplifier ) outra para o filtro2 e uma terceira para
o amplificador limitador3 (em inglês, LA, Limiter amplifier ). O ruído do canal é
modelado através de uma fonte de corrente 𝑖2
𝑛,𝑇 𝐼𝐴 na entrada do amplificador de
transimpedância, o primeiro bloco da cadeia, e que portanto, contribui com a maior parcela do ruído gerado pelo canal. A natureza estatística do ruído gerado pelo fotodiodo e pelos amplificadores difere nas seguintes características:
– O ruído térmico do TIA, modelado por 𝑖2
𝑛,𝑇 𝐼𝐴 é estacionário (o valor RMS
é independente do tempo) e, normalmente, não pode ser considerado branco. Este ruído apresenta duas componentes principais. Uma delas independe da frequência (ruído branco) e outra que aumenta com o quadrado da frequência,
𝑓2. Este modelamento é válido tanto para circuitos constituídos por transistores
MOSFET ou HBT. A densidade espectral de potência do ruído térmico do TIA pode ser escrita de acordo com a equação 2.2:
𝑖2
𝑛,𝑇 𝐼𝐴(𝑓 ) = 𝛼0+ 𝛼2𝑓2+ ... (2.2)
1 O TIA tem como função converter o sinal de corrente do fotodiodo em um sinal de tensão elétrica. O capítulo 2 desta tese é dedicado a este bloco.
2 Este filtro é opcional sendo adotado em sistemas com velocidades abaixo de 10 Gbps.
3 A função do amplificador limitador é amplificar o sinal de saída do TIA para níveis adequados para a conversão A/D. Este amplificador é implementado com controle automático de ganho, razão pela qual recebe esta denominação.
Capítulo 2. Fundamentos de Receptores Optoeletrônicos 43
∙ Circuito de decisão. Este circuito detecta um nível lógico 1 ou 0 pela comparação entre a tensão de saída do amplificador limitador 𝑣𝑂 com a tensão de limiar 𝑉𝐷,𝑇 𝐻.
Um bit com nível lógico 1 é detectado quando a tensão de saída está acima deste limiar. Caso contrário, um bit com nível lógico 0 é detectado. Este circuito de decisão é comandado por um circuito de relógio (clock).
2.2
Métricas de Desempenho
Nas subseções seguintes serão avaliadas as principais métricas de desempenho do receptor optoeletrônico, listadas abaixo [38, 39]:
∙ Taxa de erros de bit, BER (em inglês, Bit Error Rate) ∙ Relação Sinal Ruído, SNR (em inglês, Signal to Noise Ratio) ∙ Sensibilidade
∙ Interferência intersimbólica (em inglês, ISI, Intersymbol Interference) ∙ Jitter
A partir do sistema apresentado na figura 2.1 é feita uma análise para avaliar a relação entre estas métricas e o ruído.
2.2.1
Ruído e BER
O sinal de saída 𝑣𝑂 do canal linear apresentado na figura 2.1 é a soma do sinal
transmitido 𝑣𝑆 e o ruído total gerado pelos componentes, de acordo com a equação 2.3:
𝑣𝑂(𝑡) = 𝑣𝑆(𝑡) + 𝑣𝑛(𝑡) (2.3)
O ruído referenciado à saída do canal de recepção é a soma da parcela causada pelo fotodetector e pelos amplificadores. O ruído referenciado à saída devido ao fotodiodo pode ser expresso pela equação 2.4 [37, 40-42]:
𝑣𝑛,𝑃 𝐷2 (𝑓, 𝑡) = 𝐻(𝑓 ) ∫︁ ∞ −∞ 𝑖2𝑛,𝑃 𝐷(𝑓, 𝑡 − 𝑡′)ℎ(𝑡′) exp𝑗2𝜋𝑓 𝑡 ′ 𝑑𝑡′ (2.4)
onde ℎ(𝑡) é a resposta ao impulso do canal linear. Assumindo que o ruído varia no tempo de forma mais lenta em relação à ℎ(𝑡), a expressão 2.4 pode ser simplificada, calculando-se a integral da densidade espectral de potência, dada pela equação 2.5, tendo como limite superior de integração a largura de banda do fotodetector [40]:
Capítulo 2. Fundamentos de Receptores Optoeletrônicos 44
Integrando-se a equação 2.5, obtém-se a equação simplificada para a potência do ruído referenciada à saída do fotodetector:
𝑣2
𝑛,𝑃 𝐷(𝑡) =
∫︁ 𝐵𝑊𝐷
0
|𝐻(𝑓 )|2𝑖2𝑛,𝑃 𝐷(𝑓, 𝑡)𝑑𝑓 (2.6) A parcela do ruído devido aos amplificadores do canal linear é similar à equação 2.6. A única diferença é que o ruído gerado neste caso é estacionário, portanto, independente do tempo. A potência total do ruído dos amplificadores é dada pela equação 2.7 [40]:
𝑣2
𝑛,𝑇 𝐼𝐴 =
∫︁ 𝐵𝑊𝐷
0
|𝐻(𝑓 )|2𝑖2𝑛,𝑇 𝐼𝐴(𝑓 )𝑑𝑓 (2.7)
O equacionamento apresentado acima está ilustrado na figura 2.2 [40]:
TIA
Filtro
Amp. Limit.
Fotodiodo Front-End Analógico Circuito Decisor
B A + -DEC VD,TH Clock i2 n f f f + -vO |H|2 H2 O v2 n iPD i 2 n,PD i 2 n,TIA ipp PD + -BWD
Figura 2.2 – Cálculo do ruído referenciado à saída do receptor optoeletrônico.
O valor RMS do ruído na saída do receptor é dado pela soma das equações 2.6 e 2.7, considerando-se as fontes de ruído não correlacionadas. Portanto, o valor total do ruído RMS na saída do receptor, expresso por uma fonte de tensão elétrica, é dado pela equação 2.8 [40]: 𝑣𝑛𝑅𝑀 𝑆(𝑡) = √︁ 𝑣2 𝑛,𝑃 𝐷(𝑡) + 𝑣2𝑛,𝑇 𝐼𝐴 = √︃ ∫︁ 𝐵𝑊𝐷 0 |𝐻(𝑓 )|2[︁𝑖2 𝑛,𝑃 𝐷(𝑓, 𝑡) + 𝑖2𝑛,𝑇 𝐼𝐴(𝑓 ) ]︁ d𝑓 (2.8)
A taxa de bits efetiva de transmissão é afetada diretamente pela potência do ruído deduzida pela equação 2.8. A taxa de erro de bit (em inglês, Bit Error Rate, BER) é definida como sendo a probabilidade de um bit zero ser detectado como sendo um ou vice-versa. Para deduzir a expressão da BER é preciso adotar algumas premissas:
∙ O amplificador de transimpedância e o amplificador limitador são circuitos lineares; ∙ O sinal binário adota o formato NRZ4 (em inglês, Non-Return-to-Zero);
