Abstract— In the scope of Electromagnetism and its applications, antennas stand out for making the transmission and reception of radio waves feasible. The design of an antenna depends on the requirements of the intended application, which involve aspects related to the way it should radiate or receive radio waves, and also its behavior as a circuit element. Under this criterion, in particular, the antenna is regarded as an impedance, the response of which varies with frequency. Since the impedance of most of the antennas varies significantly with frequency, that is, it has narrowband response, designing broadband antennas usually requires additional effort. This article aims to provide a case study on the use of some of the simplest band broadening techniques for antennas. In particular, emphasis is given to the use of impedance matching networks based on LC filters, transformers and minor changes in the antenna structure, such as the use of parasitic elements. The biconical skeletal antenna is taken as reference structure, with results that show the efficacy of those techniques mainly when applied together.
Keywords— antennas, biconical antenna, broadband antennas, electromagnetism, impedance matching.
I. INTRODUÇÃO
O escopo do Eletromagnetismo e suas aplicações, antenas são estruturas que se destacam por viabilizarem a transmissão e a recepção de ondas de rádio. O projeto de uma antena depende de requisitos da aplicação a que se destina, que envolvem tanto aspectos ligados ao modo de radiação ou recepção de ondas de rádio, como seu comportamento como elemento de circuito. Neste critério, em particular, a antena é modelada como uma impedância, cuja resposta varia com a frequência. Configurações mais simples e compactas de antenas apresentam tipicamente impedância que varia significativamente com a frequência, ou seja, têm resposta banda-estreita. Para apresentar resposta banda-larga, a estrutura radiante precisa ocupar um volume considerável do espaço, com dimensões maiores que aproximadamente ½ comprimento de onda correspondente à menor frequência de operação que se deseja para a antena [1]-[2].
Os princípios físicos que caracterizam a largura de banda frequencial da impedância são inexoráveis e representam um desafio a uma série de aplicações que dependem de antenas, como as radiocomunicações por exemplo. Em especial, aplicações que demandem resposta banda-larga têm sido cada vez mais comuns na sociedade atual. Há uma série de técnicas que permitem mitigar a limitação de largura de banda que as dimensões físicas da estrutura radiante impõem [3]. Como exemplos, pode-se citar: a modificação da estrutura da antena,
F. E. S. Pereira, Universidade Federal do Ceará (UFC), Fortaleza, CE, Brasil, [email protected].
M. H. C. Dias, Centro Federal de Educação Tecnológica Celso Suckow da Fonseca (Cefet/RJ), Rio de Janeiro, RJ, Brasil, [email protected].
como em [4]; o carregamento resistivo; o chaveamento; a utilização de elementos parasitas, como em [5]; e o uso de estruturas/circuitos/redes de casamento de impedância. Quanto a esta última, há ainda diferentes abordagens, das mais simples, como o uso de filtros LC de baixa ordem [6], às mais sofisticadas, como a Real Frequency Technique (RFT) [7] ou variações que se baseiem em critérios de otimização não-linear, como em [8]-[9].
Tipicamente, uma antena é considerada banda-larga quando sua largura de banda é maior que uma oitava, ou seja, quando a frequência superior é maior que o dobro da inferior [1]-[3]. Antenas como a dipolo dobrado, a dipolo cilíndrico, a helicoidal, a discone e a bicônica são algumas que possuem potencial banda-larga intrínseco. Dentre essas, a antena bicônica se destaca por seu diagrama de radiação onidirecional e boa eficiência, como discutido em [10]-[15]. Por essas características, a antena bicônica e sua variante monopolo foram analisadas num contexto específico de aplicação em comunicações táticas V/UHF usando rádio definido por
software (RDS) [16], para o qual confirmou-se a sua
pertinência de emprego.
Nesse contexto, este artigo apresenta um estudo de caso de aplicação de algumas técnicas simples de alargamento de banda frequencial de impedância de uma antena, tomando como referência a estrutura bicônica esquelética [12]-[15]. Em particular, ênfase é dada ao uso de redes de casamento de impedância baseadas em filtros LC, transformadores e alterações pontuais na estrutura da antena pelo uso de elementos parasitas. Essas técnicas são implementadas com apoio de ferramentas de análise computacional como 4NEC2 [17] e ANSOFT Design SV [18], levando a resultados que aumentam progressivamente a largura da banda passante da antena quando conectada a uma impedância de referência de 50 .
A seção II apresenta a antena de referência. A seção seguinte resume o conceito de largura de banda de uma antena. O estudo de caso é apresentado na seção IV, tomando como aplicação base o uso da antena em um RDS V/UHF. Por fim, a seção V conclui o artigo.
II. ANTENA BICÔNICA
A antena bicônica é uma estrutura conhecida por seu potencial intrínseco de resposta de impedância banda-larga. Entretanto, dependendo da forma com que é implementada, esse potencial pode diminuir significativamente. Nesta seção, três versões da antena bicônica são apresentadas, em ordem decrescente quanto ao potencial de comportamento banda-larga: a ideal; a truncada com calota esférica; e a esquelética.
A Case Study on the Bandwidth Broadening of a
Skeletal Biconical Antenna
F. E. S. Pereira and M. H. C. Dias, Senior Member, IEEE
A. Bicônica Ideal
A representação da antena bicônica ideal é obtida ao juntar-se dois cones de extensão infinita. Essa geometria pode juntar-ser visualizada pela representação de uma linha de transmissão uniformemente afilada, conforme ilustrado na Fig. 1. A solução dos campos elétrico e magnético radiados por essa estrutura é relativamente simples, e sua dedução é reproduzida em [1]. Dessa solução, é possível determinar a impedância de entrada Z0 da antena, cuja equação é dada por
2
cot ln 120 0 0 Z , (1)onde 0 é o ângulo interno do cone, conforme a Fig. 1. Observa-se em (1) que a impedância é real e independe da frequência. Por esse motivo, a bicônica ideal é um exemplo de
antena independente em frequência [1]. Entretanto, por ter
comprimento infinito, esta configuração não é realizável na prática, precisando ser truncada nas pontas.
Figura 1. Geometria da antena bicônica ideal, adaptada de [1].
B. Bicônica Truncada
A antena bicônica truncada é representada por uma estrutura de antena com comprimentos finitos. Esse truncamento pode ser feito de forma abrupta, deixando os cones ocos e abertos nas pontas, ou suave, deixando uma calota ou tampa esférica, por exemplo. A Fig. 2 ilustra essas duas formas (ABA e ABCE, respectivamente).
Uma abordagem bastante referenciada para o cálculo da impedância da antena bicônica truncada é a de Papas e King [19]. Em seu trabalho, a antena analisada foi, em verdade, a versão monopolo da ABCE, ilustrada na Fig. 3 (ACCE). O plano de terra é ideal, ou seja, de extensão infinita. O cone e o plano de terra são tomados como condutores elétricos perfeitos. A impedância de entrada ZL deduzida em [19]
depende do comprimento a e do ângulo 0, e converge assintoticamente com ka para Z0/2 em (1), onde k = 2/ = 2f/c é o número de onda ( é o comprimento de onda, f a frequência e c a velocidade de fase no vácuo).
A Fig. 4 apresenta a resposta de variação de impedância com a fase ka para uma antena cônica com 0 = 70º. Como ka é diretamente proporcional à frequência, para uma antena com um comprimento fixo a, observa-se que a impedância converge para o valor indicado no parágrafo anterior. Verifica-se, portanto, que a antena cônica realizável na prática não é independente em frequência, mas apresenta potencial
banda-larga, em função dessa convergência.
É importante destacar, ainda, que a largura de banda da antena depende da impedância de referência com a qual ela deve ser casada. De nada adianta a estabilidade ou convergência para um dado valor se a impedância a ser casada for muito diferente. Esse aspecto é discutido na seção seguinte deste artigo, ao resumir o conceito de largura de banda.
(a) (b)
Figura 2. Corte vertical de uma antena bicônica truncada: (a) aberta (ABA), (b) fechada com calota esférica (ABCE). A antena é o corpo de revolução em .
Figura 3. Corte vertical de uma antena cônica com calota esférica alimentada por uma linha coaxial (ACCE). A antena é o corpo de revolução em .
Figura 4. Resposta de impedância de uma ACCE com 0 = 70º.
C. Bicônica Esquelética
Uma das variações da antena bicônica é constituída por varetas ou fios em vez de superfícies metálicas. Essas estruturas filamentares proporcionam maior praticidade quanto ao peso e à resistência ao vento [1]-[2]. Em essência, busca-se reproduzir o mesmo comportamento da antena “contínua” utilizando-se uma grade de fios. A Fig. 5 ilustra um exemplo de bicônica em grade (cage) ou esquelética (skeletal).
A análise da resposta de impedância com a frequência da bicônica esquelética é tipicamente conduzida com apoio de
software de análise numérica, como os códigos NEC baseados
no Método dos Momentos [20]. O desempenho de antenas em grade é comparável ao de antenas “contínuas” equivalentes nas baixas frequências, mas tende a divergir à medida que se aumenta a frequência de observação. Tipicamente, portanto, a largura de banda tende a ser insatisfatória. Desse modo, se faz necessária a aplicação de técnicas de alargamento de banda para compensar a perda de desempenho decorrente.
Figura 5. Exemplo de antena bicônica esquelética, adaptado de [14]. III. LARGURA DE BANDA DA IMPEDÂNCIA DE UMA ANTENA
Para rever o conceito de largura de banda frequencial é necessário destacar as impedâncias envolvidas. Inicialmente, há a impedância característica ou nominal (Zin) da linha de
transmissão à qual a antena é conectada, como por exemplo, 50 Ω. A outra impedância em questão é a da própria antena (ZL), que traduz o comportamento da estrutura como elemento
de circuito. Essa impedância é complexa, com a parte real representando a potência radiada na transmissão (ou capturada na recepção) e as perdas térmicas na estrutura, e a parte imaginária correspondendo à energia armazenada (reativa).
Outro parâmetro importante é o coeficiente de reflexão, definido por = (ZL - Zin)/(ZL + Zin). O coeficiente de reflexão
é também equivalente ao parâmetro de espalhamento S11 [6]. O módulo do coeficiente de reflexão é usualmente analisado em dB (20 log10 ||). Esse coeficiente retrata essencialmente quão casada a antena está à carga ou impedância de referência, e varia com a frequência de observação.
Cada aplicação da antena impõe um limiar de referência RL a partir do qual considera-se a resposta de casamento de impedância satisfatória. Limiares típicos encontrados na literatura são -10 ou -6 dB. A referência de -10 dB estabelece que aproximadamente 10% da energia entregue à antena seja refletida de volta, ou equivalentemente, a taxa de onda estacionária (SWR) seja de 1,92:1. Cada aplicação ou projeto pode demandar valores diferentes de RL, mais flexíveis ou mais rigorosos que esses. Uma discussão a respeito de limiares para antenas de aplicações militares pode ser vista em [21], por exemplo, em que valores tão baixos como -5 dB são considerados aceitáveis.
A faixa de operação da antena é definida pelas frequências nas quais S11 < RL. Logo, a partir da resposta frequencial do coeficiente de reflexão, os valores das frequências inicial (fᵢ) e final (fs) de operação da antena são identificados.
A largura de banda (BW) pode ser definida na forma absoluta, fs - fᵢ, ou relativa, de acordo com (2), em forma de
porcentagem, com fc sendo a frequência central de operação.
Uma definição usual de banda larga é quando BWr > 66,7% ou
equivalentemente fs = 2fi [3], [22]. % 100 c i s r f f f BW (2)
A geometria da antena tem grande impacto no potencial de apresentar comportamento banda larga [1]. Considerando-se uma esfera hipotética de raio r que envolva a antena analisada tangenciando suas extremidades, quanto mais o volume dessa esfera for ocupado, maior a estabilidade da impedância dessa antena quanto à variação com a frequência. No entanto, não basta a antena apresentar impedância com pouca variação frequencial. É preciso que o valor da impedância da antena se mantenha próximo ao da referência ao longo da banda desejada. É muito comum, portanto, que seja necessário aplicar técnicas complementares de alargamento de banda frequencial para que esse objetivo seja atingido.
IV. ALARGAMENTO DE BANDA DE UMA ANTENA BICÔNICA ESQUELÉTICA V/UHF
Nesta seção, técnicas simples de casamento de impedância para alargamento de banda de uma antena são aplicadas progressivamente a uma antena bicônica esquelética para atender a um cenário de referência. Foram utilizados os
softwares 4NEC2 [17] e ANSOFT Design SV [18] neste
estudo de caso. O 4NEC2 permitiu a análise da antena bicônica esquelética, da qual são extraídas as respostas de variação com a frequência do coeficiente de reflexão. O ANSOFT foi utilizado para a modelagem dos circuitos das redes de casamento, quando utilizadas. Nesse caso, a resposta de impedância gerada no 4NEC2 era carregada no ANSOFT para que a rede de casamento pudesse ser gerada e analisada.
Para fins de observação do impacto de cada técnica, foram gerados coeficientes de reflexão de quatro configurações: antena isolada; antena com parasitas; antena com rede de casamento; e antena com parasitas e rede de casamento.
A. Cenário de Referência
O cenário de referência adotado foi o de uma aplicação da antena bicônica esquelética para uso em um RDS de aplicação militar tática, como no projeto apresentado em [23]. Os parâmetros de referência principais necessários para o estudo de caso estão expressos na Tabela I. Foram especificados dois valores de limiar de referência (RL) para o coeficiente de reflexão, tendo em vista a falta de um valor único, como discutido em [21]. Destaca-se, ainda, que o cenário impõe um desempenho banda-larga à antena, uma vez que BWr = 177,9%
para as frequências indicadas na Tabela I. TABELA I
PARÂMETROS DO CENÁRIO DE REFERÊNCIA
Parâmetro Valor
Frequências de operação (f) 30 a 512 MHz (V/UHF) Coeficiente de reflexão (RL) -6 e -10 dB
B. Antena de Referência
Adotou-se como estrutura de referência a antena bicônica esquelética (ABE) apresentada em [14]. A ABE apresenta faixa de frequência de operação em torno de 30 a 300 MHz. Ela possui um suporte de metal, e contém um balun-transformador entre os cones da estrutura, o qual é utilizado para realizar uma transformação de linha balanceada em desbalanceada e vice-versa, além de ao mesmo tempo obter o casamento de impedância. Esse modelo é composto por dois cones idênticos de seis filamentos, mais um filamento central em cada um. Em cada cone, todos os seis filamentos laterais são dobrados em um ângulo de 90º na parte superior, de modo a conectá-los ao filamento central, formando uma gaiola. O ângulo de abertura entre cada filamento do cone e o filamento central é de θ0 = 30º. A Fig. 6 ilustra o modelo da estrutura, e destaca sua parametrização pelo comprimento l. O raio de cada filamento (a), o comprimento do cone (l) e a separação entre os cones () definidos na modelagem inicial foram os seguintes: a = 3 mm; l = 603,5 mm; e = 87 mm. Neste trabalho, considerou-se apenas a estrutura da antena como referência, sem incorporar qualquer balun-transformador.
(a)
(b)
Figura 6. ABE de referência: (a) vistas frontal e de topo e (b) seção reta de cada triângulo (adaptada de [14]).
C. Aplicação de Parasitas
A adição de elementos parasitas buscou obter uma estrutura que proporcionasse alterações na distribuição de corrente da antena, em particular aumentando seu comprimento elétrico de modo a reduzir a frequência inferior de operação, ampliando a largura de banda como consequência. Das diversas simulações dessas estruturas que foram realizadas no 4NEC2, duas levaram a resultados mais satisfatórios para o cenário de referência. A primeira consistiu na adição de placas circulares nas extremidades (ABPE – simulação 1), enquanto que na segunda, placas circulares foram incorporadas aos filamentos centrais (ABPC – simulação 2). A Fig. 7 ilustra essas duas configurações.
A estrutura da ABPE é formada a partir da antena bicônica esquelética original, com comprimento l = 952,5 mm, com a adição de uma placa circular de 50 cm de diâmetro em cada
extremidade da antena. Com essa adição buscou-se um efeito capacitivo que alterasse o comportamento da antena em baixas frequências, visto que a região da extremidade do cone da antena bicônica afeta mais essa faixa de operação, assim como a fenda de alimentação afeta mais as altas frequências [14].
(a)
(b)
Figura 7. ABE modificada com placas: (a) nas extremidades (ABPE – simulação 1) e (b) nos filamentos centrais (ABPC – simulação 2).
O coeficiente de reflexão da ABE de referência obtido por simulação no 4NEC2 é apresentado na Fig. 8. Os limiares de referência (RL) de -6 e -10 dB são indicados para permitir identificar a banda passante da antena. Por sua vez, a Fig. 9 apresenta o resultado de S11 da simulação 1, também com indicação dos limiares RL.
Na simulação 1 foi observado que a presença de elementos parasitas gerou uma transformação ao longo de toda a banda de frequência. Comparando a Fig. 9 com a Fig. 8, pode-se observar uma maior quantidade de ressonâncias para a ABPE, principalmente abaixo de 220 MHz. Para o limiar de -6 dB, podem ser notadas três bandas passantes em torno de 50 MHz, 140 MHz e 205 MHz. Para o limiar mais rigoroso de -10 dB, por sua vez, são observadas duas bandas de operação em torno de 50 MHz e 205 MHz. Mais ainda, a primeira ressonância da ABE, em torno de 70 MHz, foi deslocada para cerca de 45 MHz na ABPE, como esperado.
Analisando diretamente a impedância da ABPE na Fig. 10, verifica-se o quão próximo de 50 a nova estrutura consegue chegar ao longo do espectro frequencial. Na verdade, a impedância da estrutura converge para um valor em altas frequências em torno de 250 , com reatância convergindo para valores positivos (indutivos), indicando que o uso exclusivo de parasitas não é uma solução adequada. Cumpre destacar que a antena comercial que inspirou o trabalho em [14] utiliza um balun-transformador justamente para trazer o valor de convergência mais próximo a 50 .
Figura 8. S11 da ABE de referência, com destaque para RL = 6 (linha clara) e
-10 dB (linha escura).
Figura 9. S11 da ABPE (simulação 1), com destaque para RL = -6 (linha clara)
e -10 dB (linha escura).
Figura 10. Impedância da ABPE (simulação 1): resistência (linha preta) e reatância (linha cinza), com destaque para referência de 50 (tracejada).
Na ABPC, uma placa de 50 cm de diâmetro foi adicionada ao ponto central de cada cone. Os resultados obtidos da análise desta estrutura (simulação 2) são apresentados na Fig. 11 (S11) e na Fig. 12 (impedância). Nota-se um desempenho muito próximo da ABE, principalmente em altas frequências, mas com a primeira ressonância deslocada para 50 MHz. No entanto, nota-se um comportamento ao longo do espectro de estabilidade intermediária às observadas para a ABE e ABPE. Como na simulação 1, a antena resultante não é suficiente para atingir o desempenho desejado para o cenário de referência.
Figura 11. S11 da ABPC (simulação 2), com destaque para RL = -6 (linha
clara) e -10 dB (linha escura).
Figura 12. Impedância da ABPC (simulação 2): resistência (linha preta) e reatância (linha cinza), com destaque para referência de 50 (tracejada).
D. Aplicação de Rede de Casamento
A modelagem da rede de casamento de impedância foi realizada com o objetivo de alcançar um casamento de impedância na faixa de 30 a 512 MHz. O circuito da rede de casamento da simulação com elementos reativos (SCER) é apresentado na Fig. 13. Tendo em vista que a largura de faixa desejada era alta (BWr = 177,8%) e mantendo-se a premissa de
aplicar técnicas simples de casamento, buscou-se concatenar circuitos reativos nas frequências intermediárias de 105, 345 e 430 MHz, de modo a tentar cobrir toda a banda. A característica de filtragem do circuito de casamento também é explicitada, conforme ilustra a Fig. 13. A antena utilizada nas simulações foi a ABE de referência.
Os resultados obtidos na SCER são apresentados na Fig. 14 (coeficiente de reflexão) e na Fig. 15 (impedância). Verifica-se uma melhora expressiva no desempenho da estrutura, alcançando a banda de frequência de 85 a 470 MHz (BWr = 138,7%), considerando RL = -6 dB. Para o limiar de
-10 dB, o casamento é alcançado nas subfaixas de 95 a 110 MHz, 210 a 320 MHz e 375 a 460 MHz, conforme mostra a Fig. 14. Esse desempenho é visto de forma alternativa analisando-se a impedância da SCER na Fig. 15. Em especial, observa-se, a partir de 100 MHz, um comportamento de estabilidade significativo na parcela resistiva, em torno da impedância de referência de 50 Ω. Observa-se também que há pontos onde a impedância tem sua parte imaginária nula, ou muito próxima a zero, especificamente a partir de 200 MHz. Esse comportamento ressonante é representado pelos “nulos” nas curvas de S11, conforme mostra a Fig. 14.
Em seguida foi realizada uma simulação com transformadores e elementos reativos (SCTER), com o objetivo de avaliar o impacto de transformadores sobre o desempenho da ABE. De modo análogo à SCER, buscou-se concatenar casamentos banda-estreita nas frequências de 105, 315 e 480 MHz para cobrir a banda total desejada. O circuito resultante está ilustrado na Fig. 16 e a Fig. 17 apresenta o coeficiente de reflexão respectivo. Considerando-se o limiar de -10 dB, a banda resultante ficou entre 105 e 570 MHz (BWr = 137,7%), e relativamente a -6 dB, a banda foi ainda
maior.
As simulações realizadas buscaram melhores desempenhos na largura de banda, tentando atender à faixa especificada de 30 a 512 MHz. No entanto, as simulações nesta subseção levaram a ressonâncias a partir de 100 MHz. Essa característica de frequência é justificada após uma análise
criteriosa das simulações realizadas. Quando se busca ressonâncias abaixo de 100 MHz e se amplia a análise acima dessa frequência, todo o comportamento da estrutura é prejudicado. O principal fator para essa limitação é o tamanho da antena. Quando o comprimento l é equivalente a menos de um décimo do comprimento de onda, a antena é eletricamente curta, e apresenta baixa resistência de radiação e eficiência [1]-[2], [24]. Há, portanto, um limite físico que a própria estrutura impõe à largura de banda. De qualquer modo, corroborou-se que a utilização de redes de casamento com transformadores é uma estratégia simples e efetiva para alargamento de banda.
Figura 13. SCER – Rede de Casamento de Impedância em 105 MHz, 345 MHz e 430 MHz.
Figura 14. S11 da ABE isolada (linha tracejada) e após SCER (linha contínua),
com destaque para RL = -6 (linha clara) e -10 dB (linha escura).
Figura 15. Impedância da ABE após SCER: resistência (linha preta) e reatância (linha cinza), com destaque para a resistência de referência de 50 (linha tracejada).
Figura 16. Circuito da rede de casamento de impedância da SCTER.
Figura 17. S11 da ABE isolada (linha tracejada) e após SCTER (linha
contínua), com destaque para RL = -6 (linha clara) e -10 dB (linha escura).
E. Aplicação de Parasitas e Rede de Casamento
Considerando que a aplicação de parasitas se mostrou eficaz em reduzir a frequência inicial da banda passante e o uso de rede de casamento trouxe a impedância de convergência para valores mais próximos da impedância de referência ao longo da banda desejada, buscou-se integrar as duas abordagens para se tentar alargar ainda mais a banda. O circuito da Fig. 16 (SCTER) foi então aplicado às antenas com parasitas ABPE e ABPC, que apresentaram os coeficientes de reflexão reproduzidos na Fig. 18. Nela são destacados os pontos 1, 2, 3, 4 e 5 nas frequências de 30, 80, 140, 230 e 300 MHz, respectivamente, para fins de se avaliar pontualmente o desempenho ao longo da banda de referência (30 a 512 MHz). Ambas estruturas apresentaram casamento de impedância satisfatório além dos 300 MHz.
A ABPE com a rede da SCTER apresentou os seguintes valores de coeficiente de reflexão nos cinco pontos indicados na Fig. 18 (dB): 0,11; 18,33; 11,27; 4,15; e 16,05. Ou seja, esta estrutura atende aos critérios impostos (tanto para
RL = -6 dB, quanto para RL = -10 dB) nas subfaixas ao redor
dos pontos 2, 3 e 5, mas não atende próximo aos pontos 1 e 4. Por sua vez, a ABPC com a rede da SCTER apresenta
S11 < -10 dB ao longo de toda a banda a partir de 70 MHz (-6 dB) e 75 MHz (-10 dB), frequências pouco abaixo da primeira ressonância (90 MHz). Com relação ao limiar de -10 dB, a ABPC com a rede da SCTER apresentou banda de 75 a 590 MHz (BWr = 154,9%), ampliando a largura
significativamente com relação à ABE original.
Figura 18. S11 das antenas com parasitas e rede de casamento da SCTER:
ABPE (linha cinza) e ABPC (linha preta).
Por fim, destaca-se que, apesar do alargamento de banda ter sido atingido a partir da aplicação das técnicas simples elencadas, não foi possível atender plenamente ao requisito de banda tomado por referência mantendo-se as dimensões da
ABE original. Em especial, o problema observado se deveu ao comportamento em baixas frequências, dados os limites de desempenho impostos pelas dimensões físicas da estrutura, como amplamente discutido em [24]. Para trazer a frequência inicial para 30 MHz, a estrutura da antena de referência precisaria ser aumentada em alguma de suas dimensões.
V. CONCLUSÃO
A ampliação da largura de banda de uma antena pode ser obtida pelo uso de algumas técnicas simples, tais como a utilização de circuitos de casamento de impedância e o uso de elementos parasitas. Este artigo apresentou um estudo de caso passo a passo, ilustrando o potencial dessas técnicas.
Tomando por referência uma antena bicônica esquelética e um cenário que impunha um desempenho banda-larga, os efeitos da aplicação de cada uma das técnicas de alargamento escolhidas foram apresentados e discutidos. Em especial, verificou-se o efeito de parasitas capacitivos, do uso de redes de casamento com elementos reativos e transformadores, e mesmo a integração dessas duas abordagens.
Os resultados obtidos com a aplicação das técnicas discutidas corroboraram seu potencial de alargamento de banda. Enquanto a ABE sequer atendia às especificações do cenário de referência (com uma BW = 20 MHz para o limiar de -6 dB e quase não atingindo o de -10 dB), a ABPC com rede de casamento da SCTER apresentou faixa de operação de 75 a 590 MHz para o limiar de -10 dB, com uma banda relativa de 154,9% portanto. Destaca-se, por fim, como a combinação das técnicas pode ser efetiva em atingir requisitos rigorosos de largura de banda.
AGRADECIMENTOS
À CAPES, pela bolsa de mestrado do programa Demanda Social, concedida ao primeiro autor.
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[20] M. N. Sadiku, Numerical Techniques in Electromagnetics, 2nd Ed, CRC
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[21] F. E. S. Pereira, G. A. F. Gomes, M. H. C. Dias. “Considerações sobre a Escolha de Antenas para Rádio Definido por Software Tático Terrestre”, in Anais do XXXIV Simpósio Brasileiro de Telecomunicações e
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[22] B. Allen, D. A. Hill, A. R. Ondrejka, Ultra-Wideband Antennas and
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[23] M. G. C. Branco, F. A. Roelli, F. H. Silva, F. R. Pereira, G. C. Lima, M. A. Miquelino, R. P. H. Moreno, S. L. Ribeiro, D. F. C. Moura, J. F. Galdino, “Rádio Definido por Software do Ministério da Defesa – Visão geral das primeiras contribuições do CPqD”, Cadernos CPqD
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[24] J. Volakis, C. C. Chen, K. Fujimoto, Small Antennas: Miniaturization
Techniques & Applications, McGraw Hill, 2010.
Francisco Estêvão Simão Pereira é graduado em
Engenharia de Telecomunicações pelo Instituto Federal do Ceará (IFCE), em 2014, mestre em Engenharia Elétrica pelo Instituto Militar de Engenharia (IME), em 2017 e doutorando em Engenharia de Teleinformática pela Universidade Federal do Ceará (UFC), desde 2017. Atua e tem interesse na área de Eletromagnetismo Aplicado, Propagação e Antenas, bem como no desenvolvimento de sistemas de telecomunicações.
Maurício Henrique Costa Dias é graduado em
Engenharia de Comunicações pelo Instituto Militar de Engenharia (IME), em 1992; mestre em Engenharia Elétrica pelo IME, em 1998; e doutor em Engenharia Elétrica pela Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro (PUC-Rio), em 2003. Fez pós-doutorado na temática de antenas reconfiguráveis no Institut
Polytechnique de Grenoble, em 2013. Trabalhou no IME
como professor e pesquisador de 2003 a 2012 e de 2015 a 2017. Desde 2018 é professor do Centro Federal de Educação Tecnológica Celso Suckow da Fonseca (Cefet/RJ). Sua principal área de atuação é a de Eletromagnetismo Aplicado, com ênfase em Antenas, Propagação e Compatibilidade Eletromagnética. O Dr. Dias é membro da Sociedade Brasileira de Microondas e Optoeletrônica (SBMO) e Senior
