Consor cc cc de alto ganho com características de fonte de corrente na saída para aplicações em sistemas fotovoltaicos e injeção de corrente em nanorredes

UNIVERSIDADE FEDERAL DO CEARÁ CAMPUS SOBRAL

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E DE COMPUTAÇÃO

FRANCILINO CARNEIRO DE ARAÚJO

CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO COM CARACTERÍSTICA DE FONTE DE CORRENTE NA SAÍDA PARA APLICAÇÕES EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS E

INJEÇÃO DE CORRENTE EM NANORREDES

FRANCILINO CARNEIRO DE ARAÚJO

CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO COM CARACTERÍSTICA DE FONTE DE CORRENTE NA SAÍDA PARA APLICAÇÕES EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS E

INJEÇÃO DE CORRENTE EM NANORREDES

Dissertação apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação da Universidade Federal do Ceará, como requisito parcial à obtenção do título de Mestre em Engenharia Elétrica e Computação. Área de concentração: Eletrônica de Potência. Orientador: Prof. Dr. Kleber César Alves Souza.

Coorientador: Prof. Dr. Edilson Mineiro Sá Júnior.

A689c Araújo, Francilino Carneiro de.

Conversor CC-CC de alto ganho com característica de fonte de corrente na saída para aplicações em sistemas fotovoltaicos e injeção de corrente em nanorredes / Francilino Carneiro de Araújo. – 2017. 132 f. : il. color.

Dissertação (mestrado) – Universidade Federal do Ceará, Campus de Sobral, Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação, Sobral, 2017.

Orientação: Prof. Dr. Kleber César Alves de Souza. Coorientação: Prof. Dr. Edilson Mineiro Sá Júnior.

1. Conversor CC-CC. 2. Alto Ganho Estático. 3. Indutor Acoplado. 4. Sistemas Fotovoltaicos. 5. Nanorredes. I. Título.

FRANCILINO CARNEIRO DE ARAUJO

CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO COM CARACTERÍSTICA DE FONTE DE CORRENTE NA SAÍDA PARA APLICAÇÕES EM SISTEMAS FOTOVOLTAICOS E

INJEÇÃO DE CORRENTE EM NANORREDES

Dissertação apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação da Universidade Federal do Ceará, como requisito parcial à obtenção do título de Mestre em Engenharia Elétrica e Computação. Área de concentração: Eletrônica de Potência.

Aprovada em: 30 / 11 / 2017.

BANCA EXAMINADORA

________________________________________ Prof. Dr. Kleber Cesar Alves de Souza (Orientador)

Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Ceará (IFCE)

________________________________________ Prof. Dr. Edilson Mineiro Sá Junior (Coorientador)

Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia do Ceará (IFCE)

_______________________________________ Prof. Dr. Denizar Cruz Martins

Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC)

_________________________________________ Prof. Dr. Marcus Rogério de Castro

À Deus.

AGRADECIMENTOS

Meus primeiros agradecimentos são a Deus por me dar forças e nunca me abandonar por toda essa caminhada. Guiando e iluminando meus caminhos para chegar até aqui.

Foram muitas as contribuições para a realização deste trabalho, portanto não é justo deixar de citar as pessoas que estiveram comigo nesta caminhada acadêmica.

Aos meus pais, João Alves de Araújo e Antonia de Fátima C. Araújo, por toda dedicação e atenção comigo. Aos meus irmãos Júnior e Liliane pelo apoio.

A minha esposa Tatiane pela amor, carinho, paciência e incentivos durante o desenvolvimento deste trabalho. Aos meus filhos Tháis e Théo pelo carinho e amor.

Aos meus orientadores Kleber César Alves de Souza e Edilson Mineiro Sá Júnior pela participação ao longo desta trajetória, incentivando, apoiando, ensinando e principalmente, orientando de uma maneira extraordinária.

Aos professores do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação, pelo trabalho de qualidade na educação superior do Ceará e pela criação do primeiro mestrado no interior do estado na área de engenharia elétrica e computação. Aos professores em especial, Marcus, Elmano e Vandilberto.

Aos professores do Instituto Federal do Ceará Campus de Sobral, a quem tenho muita estima e consideração.

Aos professores participantes da banca examinadora Denizar Martins e Marcus Rogério, pelas valiosas colaborações e sugestões.

RESUMO

Este trabalho propõe um conversor CC-CC de alto ganho não isolado, operando em modo de condução contínua, alimentado a partir de um painel fotovoltaico e projetado para conexão em nanorredes. A proposta utiliza uma célula elevadora de tensão associada a um indutor acoplado para obtenção de um alto ganho estático. Diferentemente das topologias de conversores de alto ganho propostas na literatura, este apresenta característica inerente de fonte de corrente na saída, ideal para conexão em barramentos de tensão CC. Além das características já citadas, o conversor também apresentou condições favoráveis com relação à operação do interruptor controlado, pois este, além de entrar em condução em corrente nula (ZCS), fica submetido a baixa tensão quando desligado, o que contribuiu para redução das perdas e elevação do rendimento. A análise qualitativa e quantitativa do conversor é apresentada. Um protótipo de 200 W foi implementado em laboratório e testado em campo, apresentando um rendimento máximo de aproximadamente 96,7%.

ABSTRACT

This paper proposes a high-gain non-isolated DC-DC converter, operating in continuous

conduction mode, powered from a photovoltaic panel and designed for connection in

nanogrids. The proposal uses a voltage boosting cell associated with a coupled-inductor in

order to achieve the high step-up voltage gain. Differently from the high gain converters

frequently proposed in the literature, this one presents inherent characteristic of current source

at the output, ideal for connection in DC voltage bus. In addition, the converter also presented

favorable conditions with respect to the operation of the controlled switch, since, besides it

turns on zero current switching (ZCS), it is subjected to low voltage when off, which contributed

to reduction of losses and elevation of the efficiency. The qualitative and quantitative analysis

of the converter is presented. A rated power 200 W prototype was implemented in the laboratory

and tested, presenting a maximum efficiency of approximately 96.7%.

Keywords — DC-DC Converter; High Static Gain; Coupled Inductor; Solar Photovoltaics;

Nanogrid.

LISTA DE FIGURAS

Figura 1.1 – Participação de Renováveis na Matriz Elétrica Brasileira. ... 2

Figura 1.2 – Oferta Interna de Energia Elétrica por Fonte. ... 2

Figura 1.3 – Sistema fotovoltaico combinado em uma casa. ... 3

Figura 1.4 – Geração Distribuída por classe de consumo. ... 4

Figura 1.5 – Número de Conexões por Fontes. ... 5

Figura 1.6 – Sistema com múltiplas redes. ... 5

Figura 2.1 – Painel fotovoltaico, conversor CC-CC, barramento CC, inversor e rede CA. ... 9

Figura 2.2 – Conversor Boost Clássico. ... 10

Figura 2.3 – Ganho estático em função do ciclo de trabalho. ... 11

Figura 2.4 – Classificação dos conversores Boost não isolados... 12

Figura 2.5 – Esquemático do conversor Boost em cascata clássico. ... 13

Figura 2.6 – Conversor Boost quadrático com apenas um interruptor. ... 13

Figura 2.7 – Circuito do conversor proposto por (CABRAL et al., 2013). ... 14

Figura 2.8 – Conversor Boost intercalado tradicional. ... 15

Figura 2.9 – Circuito do conversor proposto por (TSENG; CHENG; CHEN, 2016). ... 15

Figura 2.10 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO; LEE, 2003). ... 16

Figura 2.11 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO et al., 2012). ... 17

Figura 2.12 – Circuito do conversor proposto por (YEH; HSIEH; CHEN, 2013). ... 17

Figura 2.13 – Circuito do conversor proposto por (HASANPOUR; BAGHRAMIAN; MOJALLALI, 2017). ... 18

Figura 2.14 – Conversor com capacitor comutado bidirecional de N estágios. ... 18

Figura 2.15 – Circuito do conversor proposto por (BHASKAR et al., 2014). ... 19

Figura 2.16 – (a) Célula de rede ativa e (b) Topologia SC-ANC. ... 19

Figura 2.17 – Conversor com capacitor chaveado de alto ganho. ... 20

Figura 2.18 – (a) Célula Up1 e (b) Célula Up2. ... 20

Figura 2.19 – Célula Up1 integrada ao conversor Boost clássico. ... 21

Figura 2.20 – Célula Up2 integrada ao conversor Cuk clássico. ... 22

Figura 2.21 – Topologia escolhida. ... 23

Figura 3.1 – Conversor Proposto ... 25

Figura 3.2 – Formas de onda ideais do conversor proposto. ... 26

Figura 3.3 – Circuito da primeira etapa de operação. ... 27

Figura 3.5 – Circuito da terceira etapa de operação. ... 28

Figura 3.6 – Circuito da quarta etapa de operação. ... 28

Figura 3.7 – Representação gráfica da função. ... 31

Figura 3.8 – Comparação do ganho estático do conversor proposto e conversor Boost clássico. ... 31

Figura 3.9 – Gráfico de perdas dos magnéticos e semicondutores. ... 48

Figura 4.1 – Circuito de potência do conversor proposto simulado. ... 50

Figura 4.2 – Bloco Módulo Fotovoltaico ... 51

Figura 4.3 – Bloco Transformador real. ... 52

Figura 4.4 – Tensão do barramento CC do conversor. ... 53

Figura 4.5 – Corrente no indutor acoplado. ... 54

Figura 4.6 – Tensão e corrente no interruptor. ... 54

Figura 4.7 – Tensão e corrente no interruptor no ligar. ... 55

Figura 4.8 – Tensão no interruptor e no capacitor C1 evidenciando o grampeamento de tensão no interruptor. ... 55

Figura 4.9 – Corrente Saída do Conversor. ... 56

Figura 4.10 – Tensões em VC1, VC3 e VC4. ... 56

Figura 4.11 – Tensões VD1, VD3 e VD4. ... 57

Figura 4.12 – Modelo Painel Kyocera. ... 57

Figura 4.13 – Modelo de Emulador PV. ... 58

Figura 4.14 – Esquemático Conversor Proposto. ... 59

Figura 4.15 – Protótipo montado do conversor proposto. ... 59

Figura 4.16– Forma onda da Tensão de entrada (Vin), (10 V/div) e Corrente de entrada (Iin), (3 A/div). Base de Tempo (5 µs/div). ... 60

Figura 4.17 – Forma onda da Tensão de saída (Vo), (100 V/div) e Corrente de saída (Io), (200 mA/div). Base de Tempo (20 µs/div). ... 60

Figura 4.18 – Corrente no indutor L1 (IL1), (5 A/div), corrente no indutor L2 (IL2), (2 A/div) e função matemática MCC (ILMED), (5 A/div). Base de tempo (5 µs/div). ... 61

Figura 4.19 – Forma de onda da tensão (VS), (20 V/div) e corrente (IS), (5 A/div) no interruptor controlado. Base de Tempo (2 µs/div). ... 61

Figura 4.20 – Forma de onda da tensão (VS), (20 V/div) e corrente (IS), (5 A/div) no interruptor ao ligar. Base de tempo (2 µs/div). ... 62

Figura 4.22 – Forma de onda da tensão no capacitor (VC1), (30 V/div), tensão no capacitor (VC3), (50 V/div) e tensão no capacitor (VC4), (150 V/div). Base de Tempo (20 ms/div). ... 63 Figura 4.23 – Forma de onda da tensão no diodo (Vd1), (30 V/div), tensão no diodo (Vd3),

(150 V/div) e tensão no diodo (Vd4), (150 V/div). Base de Tempo (20 ms/div). ... 63 Figura 4.24 – Forma onda da tensão de entrada (20 V/div), Corrente de entrada (3 A/div) e

LISTA DE TABELAS

Tabela 3.1 – Especificação parâmetros do núcleo. ... 37

Tabela 3.2 – Parâmetros assumidos. ... 41

Tabela 3.3 – Valores equacionados do indutor acoplado. ... 42

Tabela 3.4 – Características do MOSFET IRFB4310 ... 44

Tabela 3.5 – Características do diodo MBR580. ... 45

Tabela 3.6 – Características do diodo - IDT02S60C. ... 46

Tabela 3.7 – Características do indutor acoplado. ... 46

Tabela 3.8 – Perdas Indutor acoplado. ... 47

Tabela 3.9 – Perdas magnéticos e semicondutores... 48

Tabela 4.1 – Parâmetros de projeto e especificações dos componentes. ... 50

Tabela 4.2 – Parâmetros do indutor acoplado simulados. ... 53

LISTA DE SIGLAS E ABREVIAÇÕES

ANEEL Agência Nacional de Energia Elétrica

BEN Balanço Energético Nacional

CA Corrente Alternada

CC Corrente Contínua

EPIA European Photovoltaic Industry Association

EPE Empresa de Pesquisa Energética

IEA International Energy Agency

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

MCC Modo de condução contínua

ONU Organização das Nações Unidas

LISTA DE SÍMBOLOS

Dimensão do enrolamento normalizado primário

Dimensão do enrolamento normalizado secundário

Amplitude densidade do fluxo.

Capacitância dreno-fonte Razão cíclica

� Frequência de Comutação

� ℎ_ �� Fator de perdas do enrolamento primário

� ℎ_ � Fator de perdas do enrolamento secundário

� Fator de correção da resistência do enrolamento primário � Fator de correção da resistência do enrolamento secundário � Fator de correção do efeito pelicular primário

� Fator de correção do efeito pelicular secundário � � Fator de correção de proximidade no primário

� � Fator de correção de proximidade no secundário

� , , , Corrente nos diodos

� _ Corrente média do diodo D1

� _ Corrente de pico do diodo D1

� _ Corrente eficaz do diodo D1

� _ Corrente média do diodo D2

� _ Corrente de pico do diodo D2

� _ Corrente eficaz do diodo D2

� _ Corrente média do diodo D3

� _ Corrente de pico do diodo D3

� _ Corrente eficaz do diodo D3

� _ Corrente média do diodo D4

� _ Corrente de pico do diodo D4

� _ Corrente eficaz do diodo D4

�� Corrente de entrada

� Corrente de saída

�� Corrente no secundário do indutor acoplado

�� _ Corrente média no primário do indutor acoplado

�� _ Corrente eficaz no primário do indutor acoplado

�� _ �� Corrente de pico no primário do indutor acoplado

�� _ Corrente média no secundário do indutor acoplado

�� _ Corrente eficaz no secundário do indutor acoplado

�� _ �� Corrente de pico no secundário do indutor acoplado

�� Corrente indutor de saída

�� _ Corrente média no indutor de saída

�� _ Corrente eficaz no indutor de saída

�� _ Corrente de pico no indutor de saída

�_ Corrente de pico no MOSFET

�_ Corrente eficaz no MOSFET

�_ Corrente média no MOSFET

� Corrente no MOSFET

� Correntes no enrolamento primário considerando harmônicas � Correntes no enrolamento secundário considerando harmônicas

Coeficiente de perdas por correntes parasitas � Coeficiente de acoplamento

Indutância do enrolamento primário Indutância do enrolamento secundário Indutância de magnetização

Indutância de dispersão no primário Indutância de dispersão no secundário � Potência de saída

�� Potência de entrada

� Perdas no interruptor S

� Perdas por condução no interruptor S � Perdas por comutação no interruptor S

� _ Perdas por comutação no interruptor S ao ligar

� _ Perdas por comutação no interruptor S ao desligar

� � _ Perdas totais no núcleo

�� Perdas por histerese

� Perdas por correntes parasitas � � _ Perdas totais no enrolamento

� �_ Potência dissipada CC pelo enrolamento primário

� _ Potência dissipada CC pelo enrolamento secundário

� _ � Potência dissipada CA pelo enrolamento primário

� _ � Potência dissipada CA pelo enrolamento secundário

Resistência dreno-fonte para temperatura de junção

� Resistência do enrolamento primário � Resistência do enrolamento secundário

Interruptor controlado Período de comutação

�� Tensão no enrolamento primário do indutor acoplado

�� Tensão no enrolamento secundário do indutor acoplado

�� Tensão no indutor de saída

� Tensão no capacitor C1 � Tensão no capacitor C2 � Tensão no capacitor C3 � Tensão no capacitor C4 �� Tensão de entrada

� Tensão de saída

� Sinal de comando interruptor �_ Tensão de pico no MOSFET

�_ Tensão média no MOSFET

�_ Tensão eficaz no MOSFET

� Tensão no MOSFET

� _ Tensão de pico no diodo D1

� _ Tensão eficaz no diodo D1

� _ Tensão de pico no diodo D3

� _ Tensão eficaz no diodo D3

� � Queda de Tensão nominal sobre o diodo

� Volume do núcleo projetado Relação entre espiras

� Rendimento

∆�� Variação de corrente na indutância de magnetização

SUMÁRIO

1 INTRODUÇÃO ... 1

2 CONVERSORES CC-CC NÃO ISOLADOS DE ALTO GANHO APLICADO A FONTE RENOVÁVEIS DE ENERGIA... 9

2.1 Introdução ... 9

2.2 Escolha da topologia do conversor elevador ... 9

2.3 Conversores Boost em cascata e quadráticos ... 12

2.4 Conversor Boost Interleaved ... 14

2.5 Conversor Boost com indutor acoplado. ... 16

2.6 Conversores elevadores com capacitor comutado. ... 18

2.7 Topologia proposta ... 22

2.8 Considerações finais ... 23

3 CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO APLICADO A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS ... 25

3.1 Introdução ... 25

3.2 Formas de Onda Teórica ... 25

3.3 Análise Qualitativa – Etapas de Operação. ... 26

3.3.1 Primeira etapa (t0– t1) ... 26

3.3.2 Segunda etapa (t1– t2) ... 27

3.3.3 Terceira etapa (t2– t3) ... 28

3.3.4 Quarta etapa (t3 – t4) ... 28

3.4 Analise quantitativa... 29

3.5 Esforços nos Semicondutores ... 33

3.5.1 Esforço de tensão e corrente no interruptor controlado ... 33

3.5.2 Esforço nos diodos D1, D2, D3 e D4 ... 34

3.6 Perdas no Interruptor Controlado e Diodos D1, D2, D3 e D4 ... 35

3.6.1 Perdas no Interruptor Controlado ... 35

3.6.2 Perdas por condução ... 36

3.6.3 Perdas por comutação ... 36

3.6.4 Perdas nos diodos D1, D2, D3 e D4 ... 36

3.7 Perdas no indutor acoplado ... 37

3.7.1 Perdas no núcleo ... 37

3.8 Solução do equacionamento do conversor proposto ... 40

3.8.1 Cálculo dos Parâmetros principais ... 41

3.8.2 Determinação da razão cíclica ... 41

3.8.3 Dimensionamento das indutâncias do indutor acoplado ... 41

3.8.4 Dimensionamento da indutância Lo ... 42

3.9 Esforços de tensão e corrente nos semicondutores ... 43

3.9.1 Esforços de tensão e corrente no interruptor controlado ... 43

3.9.2 Esforços de corrente e tensão nos diodos D1, D2, D3 e D4 ... 43

3.10 Cálculo das perdas teóricas ... 44

3.10.1 Perdas no Interruptor Controlado ... 44

3.10.2 Perdas nos diodos D1, D2, D3 e D4 ... 45

3.10.3 Perdas no indutor acoplado ... 46

3.11 Rendimento teórico ... 48

3.12 Considerações finais ... 49

4 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS ... 50

4.1 Resultados da simulação ... 50

4.2 Formas de ondas ... 53

4.3 Resultados Experimentais... 57

4.4 Formas de ondas ... 60

4.5 Rendimento do conversor ... 64

4.6 Considerações Finais ... 65

5 CONCLUSÃO... 66

PRODUÇÃO CIENTÍFICA RESULTANTE DESTE TRABALHO ... 67

REFERÊNCIA BIBLIOGRÁFICA ... 68

APÊNDICE A – PROJETO CONVERSOR ALTO GANHO ... 73

APÊNDICE B – PROJETO INDUTOR ACOPLADO ... 81

APÊNDICE C – PROJETO INDUTOR DE SAÍDA ... 95

APÊNDICE D – PARAMETROS DO INDUTOR ACOPLADO ... 106

1 INTRODUÇÃO

O crescimento da população mundial, atingiu a marca de 7,6 bilhões de pessoas e deve subir para 8,6 bilhões em 2030, segundo estudo da Organização das Nações Unidas (ONU, 2017). A evolução da humanidade está atrelada a energia elétrica. Para que a sociedade conviva em harmonia, tenha um bem-estar e se desenvolva em todos os âmbitos é um fator importante que a energia elétrica esteja disponível ao consumidor a qualquer momento desejado. Essa evolução está vinculada a um aumento do consumo de energia elétrica, demandando cada vez mais energia para os diversos processos produtivos. De acordo com a International Energy Agency (IEA, 2017), o fornecimento de energia mundial atingiu aproximadamente 13.790 milhões de toneladas equivalentes de petróleo (Mtep) em 2015, enquanto no Brasil, de acordo com a Empresa de Pesquisa Energética (EPE, 2017), esse valor chegou a 288,3 Mtep em 2016. No Brasil, segundo o Plano Nacional de Energia (PNE, 2016), a projeção de aumento do consumo final de energia pode ser de 2,2 % ao ano até 2050.

Atualmente inúmeros desafios são impostos aos setores de produção da energia elétrica no mundo, como um crescimento sustentável não associado ao esgotamento de recursos energéticos (REN21, 2017). Essa diversificação da matriz energética com fontes mais seguras evidenciou-se principalmente após a crise do petróleo em 1973, onde diversos países passaram a investir em uma matriz energética com disponibilidade de recursos a longo prazo e de acordo com a disponibilidade de cada país. Cria-se dessa forma um cenário propício à utilização de energias renováveis como uma solução para a diminuição dos impactos causados pelo homem na Terra.

Figura 1.1 – Participação de Renováveis na Matriz Elétrica Brasileira.

Fonte: (EPE, 2017).

Particularmente no Brasil, conforme indica o Balanço Energético Nacional (BEN, 2017), verifica-se a dependência de modo significativo da geração de energia elétrica através das usinas hidrelétricas, tendo essa modalidade de geração sido responsável por 68,1% de toda energia elétrica produzida no Brasil no ano de 2016, como mostra a Figura 1.2. Essa fonte de energia renovável e não poluente, apesar de todas as críticas voltada a sua utilização, ainda é, e será responsável por manter a grande demanda de energia do país. Porém, não podemos descartar outras fontes alternativas de fornecimento de energia, como forma a complementar o suprimento de energia existente.

Figura 1.2 – Oferta Interna de Energia Elétrica por Fonte.

Com a necessidade de suprir a demanda da matriz elétrica do Brasil de modo sustentável, surgiram várias novas fontes de produção de energia, entre elas estão à fotovoltaica, eólica e biomassa. Essas fontes além de suprir a demanda, traz o benefício de uma maior diversificação da matriz energética, elevando a confiabilidade e segurança no suprimento. Dentre estas fontes, a energia solar fotovoltaica (Photovoltaic - PV) é uma das mais importantes fontes de energia renovável e apresenta grande potencial, com destaque no cenário mundial como uma das fontes com maior crescimento em potência instalada (EPIA, 2015). Segundo (BEN, 2017), a geração solar fotovoltaica, com 53,6 GWh, apresentou um crescimento de 44,7% ficando a atrás da geração eólica que atingiu 33,5 TWh e um crescimento de 54,9% em comparação a 2015.

Atualmente no mundo, os sistemas de geração fotovoltaica interligados à rede elétrica vêm ocupando grande destaque entre as fontes renováveis mais utilizadas, ficando atrás apenas da geração hidroelétrica e da geração eólica (EPIA, 2015). Existem diversos sistemas projetados para captar energia solar, seja através do aquecimento direto ou da utilização de painéis fotovoltaicos. Os módulos fotovoltaicos são utilizados para converter energia solar em energia elétrica por meio do efeito fotovoltaico e podem ser isolados ou conectados à rede. As principais vantagens dos sistemas fotovoltaicos conectados à rede estão na possibilidade de se produzir eletricidade nos próprios pontos de consumo, onde o cliente pode optar por usar uma parte da energia produzida pelos painéis fotovoltaicos em benefício próprio e injetar o restante na rede elétrica convencional (RUTHER, 2010). A Figura 1.3 mostra um exemplo de sistema fotovoltaico aplicado a uma casa.

Figura 1.3 – Sistema fotovoltaico combinado em uma casa.

Como incentivo à geração distribuída, a Agência Nacional de Energia Elétrica (ANEEL, 2012; ANEEL, 2015) aprovou a resolução normativa N° 482 em 17 de abril de 2012, que foi atualizada pela Resolução Normativa Nº 687 de 2015, possibilitando a mini e microgeração distribuída, onde o consumidor final poderá gerar sua própria energia elétrica e compensar o excedente. Esses consumidores receberam a denominação de prossumidores residenciais. Esse termo prossumidor, tem origem no termo inglês pro-sumer, no qual o cliente produz sua própria energia (REN21, 2015).

A Figura 1.4 mostra a porcentagem de participação das classes de consumo na geração distribuída brasileira.

Figura 1.4 – Geração Distribuída por classe de consumo.

Fonte: (EPE, 2017).

Na Figura 1.4, pode-se notar que a classe que apresentou maior consumo foi a residencial, indicando que as resoluções normativas criadas no Brasil, durante os últimos anos, para consumidores de baixa tensão, têm favorecido a utilização de fontes renováveis. Segundo ANEEL, o número de conexões por sistemas de geração distribuída no Brasil que mais cresceu foi o setor fotovoltaico.

Figura 1.5 – Número de Conexões por Fontes.

Fonte: (ANEEL, 2017).

Observando os dados da Figura 1.5, nota-se que o mercado energético de produção em pequena escala, microrrede e nanorrede, será, cada vez mais, explorado como uma das alternativas para elevar a produção de energia elétrica no mundo.

A microrrede pode ser definida como um sistema de potência elétrica que atende apenas uma construção ou um número restrito de construções, já a nanorrede pode ser definida como um sistema com potência instalada geralmente menor que 25 kW, que consiste em duas ou mais fontes de geração distribuídas baseadas em energias limpas com pequenas cargas, como uma residência ou um ponto comercial (BRYAN; DUKE; ROUND, 2004). Nesse trabalho é analisado apenas sistemas pertencentes à nanorrede, ficando sistemas de microrrede como opção para trabalhos futuros.

A Figura 1.6, representada a seguir, mostra um esquema de como esses sistemas de múltiplas redes são dispostos.

Figura 1.6 – Sistema com múltiplas redes.

As nanorredes, atualmente, podem ser divididas em híbridas ou em corrente contínua. São híbridas, quando utilizam tanto corrente alternada (C.A.) quanto corrente contínua (C.C.) no mesmo sistema, ou podem ser exclusivamente em corrente contínua. O sistema com nanorredes em corrente contínua está ganhando cada vez mais espaço, devido as nonorredes hibridas operarem com baixa eficiência, devido as perdas por conversão, com acréscimo do inversor frequência. Apesar de ser mais comerciais (HELDWEIN, 2010).

Uma vez escolhido uma nanorrede em corrente contínua, é necessário estabelecer os níveis de tensões internas que esse sistema possuirá. Essa escolha é um passo importante para a implementação de uma rede elétrica em corrente contínua eficiente e deve ser realizada levando-se em consideração a variedade de níveis de tensões apresentada pelos inúmeros aparelhos encontrados em uma residência comum.

Caso o valor de tensão escolhido seja inapropriado para o local, ele poderá ocasionar perdas elevadas nos cabos e cuidados necessários devem ser pontuados na escolha dos dispositivos de proteção.

É importante frisar que não há nenhuma norma vigente, que regulamente um nível de tensão para aplicações em nanorredes. Segundo (RODRIGUEZ-DIAZ et al., 2016) valores de tensão contínua, como 24 V e 48 V estão sendo considerados como opções viáveis para melhorar a eficiência e evitar o sobredimensionamento excessivo nos condutores.

Atualmente, existe uma aliança entre várias multinacionais para tornar realidade a o desenvolvimento de uma residência puramente em corrente contínua. A Emerge Alliance tem como objetivo principal em suas pesquisas o desenvolvimento de uma padronização em relação à distribuição de energia em corrente contínua em construções residenciais e comerciais. (PATTERSON, 2013).

A Emerge Alliance possui duas linhas de padronizações. A primeira seria para sistemas fechados, como casas, escritórios, entre outros estabelecimentos, em que os equipamentos seriam alimentados com tensão contínua de 24 V. E a segunda linha consistiria na padronização da alimentação de centros de dados por tensão contínua de 380 V.

Além da Emerge Alliance, existe também outro grupo de empresas que estão trabalhando na normalização de sistemas em corrente contínua. A Rebus Alliance, por exemplo, é uma associação entre empresas e intuições de pesquisa que busca também padronizar o valor de tensão contínua de 380 V como o valor padrão para sistemas em corrente contínua.

cogeradoras de energia elétrica baseada em fontes renováveis como, fotovoltaica e eólica, destinadas a atender a pequenos centros de consumo (LASSETER, 2011).

Dessa forma, sistemas de distribuição de energia elétrica poderão ter seu fornecimento por corrente continua (CC) no futuro. Essa tendência já pode ser evidenciada em países como Coreia do Sul e Japão, onde existem predisposições para o desenvolvimento de projetos com aplicações em redes CC de baixa tensão (RODRIGUEZ-DIAZ et al., 2016).

A grande maioria das cargas encontradas nas residências atualmente apresentam fontes de alimentação com dois estágios de conversão (primeiramente em CA-CC e, em seguida, CC-CC). Porém, estas facilmente podem ser adaptadas a sistemas com alimentação em corrente continua, pois, o estágio de conversão CA-CC pode ser retirado, o que possibilita o aumento do rendimento. Além disso, esses sistemas não produzem potências reativas e a maioria das fontes alternativas de energia disponíveis gera energia em CC.

Sistemas fotovoltaicos enquadram-se bem nessa categoria, sendo uma das fontes de energia mais promissoras e atraentes, devido a seu baixo custo de operação e de manutenção. Entretanto, os módulos fotovoltaicos geram baixos níveis de tensões, o que geralmente obriga a conexão em série de vários módulos para obter a tensão desejada. Porém, uma possível falha em um deste módulos poderia prejudicar a geração de todo o conjunto. Para uso de forma independente dos módulos em nanorredes, essa fonte de energia necessita de um conversor CC-CC de alto ganho para elevar seus valores de tensão, o que possibilita a redução da seção dos condutores e facilita a ampliação do sistema. Além disso, a conexão de um conversor de alto ganho de tensão a cada módulo fotovoltaico permite o rastreamento do ponto de máxima potência de forma individual, independentemente do estado de funcionamento dos outros módulos do sistema (CABRAL et al., 2013).

a geração é representada por uma fonte de corrente e existe uma capacitância intrínseca decorrente da junção semicondutora (KIM et al., 2013). Assim, capacitores podem ser inseridos na entrada do conversor para reduzir esta ondulação sem a necessidade de adição de magnéticos. Além disso, muitas topologias utilizam comutação suave para redução das perdas (ZHANG; NGO; NILLES, 2016).

A nanorrede possui uma característica intrínseca de fonte de tensão, sendo adequada a conexão de conversores com característica de fonte de corrente. Entretanto, a maioria dos conversores de alto ganho apresenta característica de fonte de tensão na saída, o que pode prejudicar a sua conexão na nanorrede (PAULA et al., 2014). Como exemplo, variações bruscas de tensão na nanorrede poderia ser refletida para o módulo fotovoltaico, podendo causar a saída de operação no ponto de máxima potência e obrigar a utilização de algoritmos mais complexos para sua estabilização.

Considerando o elevado crescimento do setor fotovoltaico nos últimos anos, este trabalho consiste no estudo teórico e prático de um conversor CC-CC de alto ganho aplicado a fontes renováveis de energia. Esse conversor será conectado a um módulo fotovoltaico e terá como objetivo injetar corrente em um barramento de tensão constante de uma nanorrede.

Foi realizado um breve levantamento da situação do setor fotovoltaico no Brasil e no mundo, mostrando suas principais tendências e aplicações, assim como, um estudo sobre nanorredes e seus benefícios com a utilização de corrente contínua em consumidores de baixa tensão, entre outros fatores.

No capítulo 2, será dado início revisão bibliográfica sobre os conversores CC-CC de alto ganho para aplicação em sistemas fotovoltaicos, com o intuito de se determinar a topologia que mais se adequa às necessidades do projeto. Serão ainda analisadas, neste capítulo, as principais características da topologia escolhida, mostrando seus problemas e como serão resolvidos.

No capítulo 3, será realizado a análise qualitativa e quantitativa do conversor proposto, operando em modo de condução contínua.

No capítulo 4, será verificada se os resultados de simulação e experimentais do protótipo montado em laboratório, estão de acordo com os estudos teóricos realizados nos capítulos anteriores.

2 CONVERSORES CC-CC NÃO ISOLADOS DE ALTO GANHO APLICADO A

FONTE RENOVÁVEIS DE ENERGIA.

2.1 Introdução

O capítulo apresenta uma breve revisão sobre algumas topologias de conversores CC-CC de alto ganho não isolado que podem ser aplicados a fontes renováveis de energia.

O conversor CC-CC proposto será acoplado em cada módulo fotovoltaico individualmente, com o intuito de injetar corrente em um barramento de 380 Vcc. Nesse projeto, foi utilizado um módulo fotovoltaico com tensão de saída de 26 Vcc. A topologia proposta precisa permitir um ganho estático de aproximadamente 14 vezes (26 Vcc / 380 Vcc), e apresentar um bom rendimento. Na Figura 2.1 abaixo é mostrada a conexão do conjunto painel fotovoltaico e conversor CC-CC estudado, dentro de um sistema de nanorredes.

Figura 2.1 – Painel fotovoltaico, conversor CC-CC, barramento CC, inversor e rede CA.

Fonte: Elaborado pelo autor.

2.2 Escolha da topologia do conversor elevador

Nos painéis fotovoltaicos pode-se obter energia elétrica resultante da irradiação solar incidente, tendo sua tensão de saída contínua. Porém, como o objetivo é conectar um módulo fotovoltaico a um barramento CC-CC, é necessária uma adequação entre os níveis de tensão do módulo e do barramento. Essa tarefa é desempenhada através de um conversor CC-CC com características que possibilitem essa adequação. Tais conversores são conhecidos como conversores CC-CC elevadores de tensão.

de tensão para diferentes aplicações de energia, várias técnicas de aumento de tensão são apresentadas na literatura (SILVA et al.,2015).

As topologias dos conversores Boost clássicos são sem dúvida as mais adequadas para aplicações que se tem a necessidade de um ganho de tensão entre a tensão de entrada e a tensão de saída. O conversor Boost clássico possui vários recursos que o tornaram adequado para várias aplicações, desde dispositivos portáteis de baixa potência até aplicações estacionárias de alta potência. A Figura 2.2 mostra o esquemático do conversor Boost clássico. (JOTHI; GEETHA, 2016).

Figura 2.2 – Conversor Boost Clássico.

Fonte: Adaptado de JOTHI; GEETHA. (2016).

No entanto, apesar de sua importância, o conversor Boost clássico tem algumas desvantagens por não fornecer uma grande elevação de tensão, além de apresentar sobretensões sobre o interruptor de potência, que são iguais à tensão de saída do conversor;

Figura 2.3 – Ganho estático em função do ciclo de trabalho.

Fonte: Adaptado de TOFOLI et al.(2015).

Ciclos de trabalho bastante elevados, da ordem de 0,75, geram uma instabilidade natural no conversor Boost requerendo um controle bem mais complexo que pode prejudicar seu funcionamento, além de reduzir seu rendimento devido principalmente ao aumento das perdas de condução nos componentes, pelo alto valor de pico das correntes. Algumas dessas particularidades nos conversores Boost convencionais levaram a uma ampla investigação e proposta de novas topologias e técnicas para a conversão de energia CC - CC com características desejadas e melhor performance.

A utilização de conversores CC-CC não-isolados, quando comparados a conversores CC-CC isolados, tem se mostrado uma solução adequada para sistemas fotovoltaicos, por permitir uma elevada eficiência do sistema nos quais estão inseridos e custo reduzido(MOHAMED; FARDOUN, 2016).

Figura 2.4 – Classificação dos conversores Boost não isolados.

Fonte: Adaptado de TOFOLI et al.(2015).

Várias topologias apresentam diferentes técnicas para o aumento de tensão como conversores multinível, interleaved, em cascata, usando multiplicações de tensão, capacitor comutado e indutor acoplado (LI et al., 2009; SAHA, 2017; TOFOLI et al., 2015). Dentre estas topologias, destacam-se as estruturas que usam células multiplicadoras de tensão, capacitor comutado e indutor acoplado, porque conseguem altos ganhos utilizando entre alguns fatores apenas um interruptor controlado (SCHMITZ; COELHO; MARTINS, 2015).

De modo a avaliar as estruturas mencionadas, a seguir são apresentadas algumas topologias de conversores para obtenção de alto ganho de tensão.

2.3 Conversores Boost em cascata e quadráticos

Figura 2.5 – Esquemático do conversor Boost em cascata clássico.

Fonte: Adaptado de PAULA et al.(2014).

Entretanto, mesmo colocando um conversor que tenha eficiência elevada com outros em cascata, o conjunto apresenta considerável perdas no sistema, devido a necessidade da utilização de dois interruptores ativos e de um controle complexo. (FENG et al., 2002).

A Figura 2.6 ilustra um conversor Boost quadrática (NAVA-CRUZ et al., 2016). Os conversores quadráticos podem operar com uma gama mais ampla de tensão do que o conversor Boost convencional e para aplicações em que o ganho de tensão é limitado. No conversor quadrático a substituição do interruptor S1 por um diodo D2 acaba diminuindo sua limitação em comparação com o conversor Boost em cascata, com a redução das perdas por comutação e a complexidade do controle do conversor. Eles também podem operar com variações mais restritas de ganho estático, o que simplifica o projeto e melhora o desempenho (FENG et al., 2002).

Figura 2.6 – Conversor Boost quadrático com apenas um interruptor.

Fonte: Adaptado de NAVA-CRUZ et al.(2016).

Outra opção de topologia que segue a mesma linha dos dois conversores citados anteriormente pode ser visto em (CABRAL et al., 2013). Nesse artigo, é apresentado o conversor Boost quadrático de três níveis. O conversor apresenta ganho estático igual a uma função quadrática da razão cíclica, e a tensão de pico em ambos os interruptores é a metade da tensão de saída. Entretanto, a corrente que percorre os interruptores pode ser elevada, sendo a soma da corrente de ambos os indutores. Além disso, apresenta na saída característica de fonte de tensão, controle complexo e também requer um circuito adicional para equilibrar a tensão em ambos os capacitores de filtro. A Figura 2.7 mostra o esquemático desse conversor.

Figura 2.7 – Circuito do conversor proposto por (CABRAL et al., 2013).

Fonte: Adaptado de CABRAL et al.(2013).

2.4 Conversor Boost Interleaved

Figura 2.8 – Conversor Boost intercalado tradicional.

Fonte: Adaptado de LI et al.(2009).

Em (TSENG; CHENG; CHEN, 2016) foi proposto um conversor Boost intercalado de alto ganho para geração distribuída aplicado a fontes de energia renováveis, o qual é mostrado na Figura 2.9. A redução da ondulação de corrente na entrada foi obtida principalmente pela disposição dos indutores intercalados. As sobretensões nos interruptores foram reduzidas devido ao circuito de grampeamento passivo. Por fim, o alto ganho de tensão é obtido por meio das células multiplicadoras de tensão (diodo-capacitor). Contudo, o interruptor adicional aumenta o custo e o acionamento é mais complexo. Para um ganho estático maior, o conversor opera com razões cíclicas maiores, o que pode aumentar as perdas nos componentes e comprometer a estabilidade.

Figura 2.9 – Circuito do conversor proposto por (TSENG; CHENG; CHEN, 2016).

2.5 Conversor Boost com indutor acoplado.

Topologias com indutores acoplados permitem alcançar ganhos de tensão elevados, pois o ganho de tensão depende da relação entre as espiras dos indutores acoplados do circuito. Porém, a indutância de dispersão dos indutores acoplados pode induzir uma sobretensões nos semicondutores, podendo elevar as perdas e, consequentemente, a redução do rendimento do conversor. Um circuito de grampeamento pode ser inserido para proteger os semicondutores contra essas sobretensões. Entretanto, convém utilizar um que possa regenerar essa energia absorvida da indutância de dispersão e retorná-la para o sistema, possibilitando elevar o rendimento do conversor. (LIU; LI, 2015)

Em (ZHAO; LEE, 2003) foi proposto uma topologia com indutores acoplados com elevada eficiência utilizando um grampeamento de tensão passivo (capacitor, Diodo). Entretanto, houve a necessidade de utilizar um circuito Snubber no diodo de saída devido a capacitância parasita deste entrar em ressonância com a indutância de dispersão dos indutores. Desta forma, a estrutura apresenta um estágio de potência complicado e circuitos de controle não desejáveis. A Figura 2.10 mostra a topologia do conversor de alto ganho com indutores acoplados. Essa topologia pode ser considerada como umas das topologias básicas de conversores acoplados baseados no conversor Boost.

Figura 2.10 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO; LEE, 2003).

Fonte: Adaptado de ZHAO; LEE.(2003).

Figura 2.11 – Circuito do conversor proposto por (ZHAO et al., 2012).

Fonte: Adaptado de ZHAO et al.(2012).

Em (YEH; HSIEH; CHEN, 2013) propuseram uma topologia aplicada a um sistema de geração distribuída que utiliza indutores acoplados e capacitor comutado para conseguir alto ganho de tensão, mostrado na Figura 2.12. A sobretensão no interruptor controlado e diodo de saída foi reduzida por meio de um grampeado passivo. Entretanto, o usar indutores acoplados com conexão direta com a entrada, geralmente, pode proporcionar uma elevada ondulação de corrente na entrada, o que é inerente do próprio acoplamento dos indutores.

Figura 2.12 – Circuito do conversor proposto por (YEH; HSIEH; CHEN, 2013).

Fonte: Adaptado de YEH; HSIEH; CHEN.(2013).

Figura 2.13 – Circuito do conversor proposto por (HASANPOUR; BAGHRAMIAN; MOJALLALI, 2017).

Fonte: Adaptado de HASANPOUR; BAGHRAMIAN; MOJALLALI, (2017).

2.6 Conversores elevadores com capacitor comutado.

Conversores CC-CC com capacitor comutado são comumente empregados em circuitos para aplicações de baixa potência. Tais conversores baseiam-se no circuito em que cada capacitor comuta, sendo que em um ciclo de operação o mesmo é carregado pela fonte de alimentação, para depois descarregar na carga ou em outro capacitor (CHUNG; IOINOVICI; CHEUNG, 2003).

A Figura 2.14 mostra o conversor proposto por (CHUNG; IOINOVICI; CHEUNG, 2003). Nessa estrutura cada célula é composta por um diodo, um capacitor e dois interruptores de potência que se combinam para obter um elevado ganho de tensão na saída. Entretanto, por possuir muitos semicondutores, apresenta perdas elevadas nos interruptores, tornando-o inviável para aplicações de elevada potência. Além disso, os interruptores no seu acionamento precisam de um controle mais complexo, podendo apresentar baixo rendimento.

Figura 2.14 – Conversor com capacitor comutado bidirecional de N estágios.

Fonte: Adaptado de CHUNG; IOINOVICI; CHEUNG, (2003).

semicondutores as perdas por condução total do conversor tornam-se uma limitação para aplicações de média e elevada potência.

Figura 2.15 – Circuito do conversor proposto por (BHASKAR et al., 2014).

Fonte: Adaptado de BHASKAR et al.(2014).

Em (TANG; WANG; HE, 2014), foi proposto um conversor de alto ganho baseado um capacitor comutado em uma rede ativa (SC-ANC). As Figura 2.16 (a) e (b) mostram a célula de rede ativa e o conversor com capacitor comutado adaptado a célula respectivamente. O conversor não necessita de novas células de capacitores comutados para consegui elevar o ganho estático e reduzir o estresse nos semicondutores, devido a alternância dos interruptores da rede ativa. Entretanto, com a adição de um interruptor (S2) e um indutor (L2) tem sua eficiência comprometida.

Figura 2.16 – (a) Célula de rede ativa e (b) Topologia SC-ANC.

(a) (b)

Em (AXELROD; BERKOVICH; IOINOVICI, 2003), propuseram um conversor baseado no conversor Boost clássico, com uma célula composta de dois diodos, dois capacitores e um interruptor de potência, mostrado na Figura 2.17. A célula de alto ganho além de proporcionar um alto ganho de tensão, reduz as sobretensões no interruptor. Entretanto, apresenta perdas na comutação significativas, quando opera em frequência elevadas.

Figura 2.17 – Conversor com capacitor chaveado de alto ganho.

Fonte: Adaptado de AXELROD; BERKOVICH; IOINOVICI.(2003).

Em (IOINOVIC, 2013) foram apresentados uma linha de conversores elevadores visando um alto ganho de tensão baseados em células multiplicadoras de tensão. Nesse estudo serão apresentadas apenas as células que são utilizadas para gerar variações do conversor Boost.

As Figura 2.18 apresentam as duas células em questão. Ao qual vamos denominar de célula

Up1 e célula Up2, que na sua construção utiliza-se dois diodos e dois capacitores.

Figura 2.18 – (a) Célula Up1 e (b) Célula Up2.

(a) (b)

A célula mostrada apresenta dois estágios de operação, no primeiro é a chamado fase de carga, quando os capacitores estão sendo carregados, e o segundo de fase de descarga. Na fase de descarga, os diodos permanecem bloqueados, e a corrente que circula nos pontos “a -b” e “c-d” é a mesma corrente que circula através dos capacitores, ou seja, o circuito tem característica série. Já na fase de carregamento o circuito apresenta característica em paralelo, agora com os diodos em condução, a corrente que circula nos pontos é a soma i_c1+ i_c2 .

As duas células aplicadas no conversor Boost clássico apresentam aumento no ganho estático quando os capacitores C1 e C2 são carregados em paralelo no momento em que o interruptor de potência está desligado e descarregados em série quando o interruptor torna a ligar. Esse funcionamento da célula auxilia o aumento de tensão na saída com valor de tensão maior do que a entrada. Como existe essa pequena variação de tensão intermediária é possível a utilização de um indutor na saída como filtro de tamanho reduzido. A Figura 2.19 mostra o conversor Boost clássico integrado com a célula Up1. Nessa figura pode-se observar que o diodo retificador utilizado na topologia clássica do conversor Boost pode ser integrado a célula para que haja a economia de um componente e a presença de um indutor de saída, dando característica de fonte de corrente, que é interessante para injeção no barramento de uma nanorrede que apresenta característica de fonte de tensão.

Figura 2.19 – Célula Up1 integrada ao conversor Boost clássico.

Fonte: Adaptado de IOINOVIC (2013).

Na Figura 2.20 é mostrado um exemplo de topologia utilizando a célula Up2

Figura 2.20 – Célula Up2 integrada ao conversor Cuk clássico.

Fonte: Adaptado de IOINOVIC.(2013).

Essa integração da célula Up2 ao conversor Cùk apresenta características similares citadas para o conversor apresentado na Figura 2.19. Entretanto, a tensão de saída é invertida.

2.7 Topologia proposta

Dentre as topologias analisadas, basicamente os conversores utilizam técnicas de cascateamento, de multiplicação de tensão ou de acoplamento de indutores, como forma de elevar o ganho estático do Boost clássico para obter alto ganho. Os métodos com conversores em cascata ou de multiplicação de tensão são muito utilizados por ser mais simples, porém, para atingir alto ganho de tensão desejado, precisam de inúmeros estágios, reduzindo a eficiência do conversor. Por sua vez, os indutores acoplados permitem que o ganho estático seja ajustado pela relação de transformação entre os enrolamentos, não sendo necessário muitos componentes ao circuito. Entretanto, implica em perdas nos enrolamentos, na elevação da tensão sobre o diodo de saída e no aspecto construtivo do indutor acoplado.

O conversor proposto apresenta uma topologia não-isolada, contudo para compensar o ganho promovido pelo transformador, indutores acoplados são propostos conectado com célula multiplicadora de tensão. As sobretensões no interruptor, típica em indutores acoplados, provocadas pela energia armazenada na indutância de dispersão, são grampeadas pelo capacitor da célula.

Figura 2.21 – Topologia escolhida.

Fonte: Elaborado pelo autor.

O conversor é constituído de uma célula Up1 proposta por (IOINOVIC, 2013), formada pelos capacitores C1 e C2 e pelos diodos D1 e D2, em destaque na Figura 2.21. Essa célula proporciona um ganho de tensão, uma redução dos esforços de tensão no interruptor S ao desligar e juntamente com indutor Lo, atribui a característica de fonte de corrente na saída do conversor. Um indutor acoplado (L1 e L2) foi utilizado para aumentar o ganho de tensão em função da sua relação de espiras. Um circuito utilizando capacitor comutado formado por C3 e D3 possibilita a elevação de tensão, devido ao capacitor comutado C3 que ao absorver a energia vinda da entrada, a transfere de forma direta para saída, auxiliando também na redução do indutor acoplado. Além disso, evita as sobretensões no diodo D4 decorrentes da indutância de dispersão e carregar o capacitor C4 juntamente com o indutor acoplado.

Neste trabalho, o conversor de alto ganho será empregado no sistema fotovoltaico, onde elevará a tensão do painel de 26 V para a tensão de barramento CC-CC de 380 V. Tendo como principais características possuir corrente contínua na fonte de entrada, com baixa ondulação, permitir ganho estático de aproximadamente 14 vezes (Vin = 26 V / Vo = 380 V), apresentar sobretensões reduzidas no interruptor para permitir o uso de interruptores com resistências série equivalente (RSE) baixa para diminuir as perdas por condução e apresentar elementos magnéticos com volume reduzido.

2.8 Considerações finais

3 CONVERSOR CC-CC DE ALTO GANHO APLICADO A SISTEMAS FOTOVOLTAICOS

3.1 Introdução

Neste capitulo serão apresentadas as análises qualitativa e quantitativa do conversor definido no capítulo anterior.

Para a análise qualitativa do conversor, os valores das capacitâncias C1, C2, C3 e C4 são suficientemente elevados para considerar a tensão nestes componentes praticamente constante. As perdas por condução e por comutação dos componentes foram desconsideradas e a indutância de dispersão e resistência série foram desconsiderados. Para análise das etapas de operação, o conversor opera em modo de condução contínua (fluxo magnético continuo no indutor L1). Na Figura 3.1 é apresentado o circuito do conversor proposto.

Figura 3.1 – Conversor Proposto

Fonte: Elaborada pelo autor.

3.2 Formas de Onda Teórica

As formas de onda ideal utilizadas para caracterizar as etapas de operação do conversor proposto foram: O sinal de comando do interruptor (Vgs), as correntes no indutor

acoplado IL1 e IL2, corrente indutor de saída IL0 e corrente nos diodos ID1, ID2, ID3 e ID4, todas

Figura 3.2 – Formas de onda ideais do conversor proposto.

Fonte: Elaborada pelo autor.

3.3 Análise Qualitativa – Etapas de Operação.

3.3.1 Primeira etapa (t0– t1)

Esta etapa é mostrada na Figura 3.3. A etapa inicia no instante t0, momento que o

interruptor entra em condução. Os diodosD1, D2 e D4 estão bloqueados. Os capacitores C1, C2 e C4 estão em processo de descarga fornecendo energia para saída. O indutor L1 armazena energia a partir da fonte de entrada Vin e sua corrente cresce linearmente. O indutor Lo armazena

Figura 3.3 – Circuito da primeira etapa de operação.

Fonte: Elaborada pelo autor.

Durante a primeira etapa de operação, em que o interruptor está conduzindo, as equações (3.1), (3.2), (3.3) e (3.4) descrevem a operação.

1 L In

V V (3.1)

1 2 4

Lo C C C o

V V V V V (3.2)

2 4 2

Lo C C o

V  V V V (3.3)

2 3

L C

V V (3.4)

3.3.2 Segunda etapa (t1– t2)

Nesta etapa, a qual é mostrada na Figura 3.4, o interruptor S está bloqueado, os diodos D1, D2 e D4 estão conduzindo e D3 está bloqueado. Os capacitores C1 e C2 recebem energia do indutor de entrada através de D1 e D2. Os capacitores C3 e C4 estão descarregando. Nesta etapa, a carga é suprida pelo indutor L1 e o indutor Lo, enquanto que o indutor L2 armazena energia.

Figura 3.4 – Circuito da segunda etapa de operação.

Fonte: Elaborada pelo autor.

Na segunda etapa de operação, em que o interruptor está desligado, as equações (3.5), (3.6) , (3.7), (3.8), (3.9) e (3.10) descrevem a operação.

1 2

L in C

1 2

C C

V V (3.6)

2 2

L in C

V V  n V n (3.7)

1 3 4

L C C

V V V (3.8)

1 3 2

Lo C C L o

V V V V V (3.9)

1 4

Lo C C o

V V V V (3.10)

3.3.3 Terceira etapa (t2– t3)

Nesta etapa, a qual é mostrada na Figura 3.5, o interruptor S continua bloqueado e o capacitor C4 entra em processo de carga. Essa etapa finaliza com o bloqueio dos diodos D1 e D2.

Figura 3.5 – Circuito da terceira etapa de operação.

Fonte: Elaborada pelo autor.

Na terceira etapa de operação, as equações (3.11), (3.12) e (3.13) descrevem a operação.

1 2

L in C

V V V (3.11)

1 3 2

Lo C C L o

V V V V V (3.12)

1 4

Lo C C o

V V V V (3.13)

3.3.4 Quarta etapa (t3 – t4)

A Figura 3.6 mostra a quarta etapa. Nesta etapa ainda com o interruptor bloqueado, os capacitores C1 e C2 começam a descarregar e o capacitor C4 continua carregando. O diodo D3 encontra-se bloqueado e o diodo D4 encontra-se em condução carregando o capacitor C4 com uma parcela da energia armazenada na indutância de magnetização. A etapa termina no instante que o interruptor S entra em condução.

Fonte: Elaborada pelo autor.

Na quarta etapa de operação, as equações (3.14) e (3.15) descrevem a operação.

1 1 2 3 2

L in C C C L Lo o

V V V V V V V V (3.14)

1 2 1 4

Lo in C C L C o

V  V V V V V V (3.15)

3.4 Analise quantitativa

A metodologia utilizada como referência para análise quantitativa foi baseada em (KAZIMIERCZUK, 2008; MARTINS; BARBI, 2006; HART, 2010).

A relação entre espiras do indutor acoplado pode ser definida por (3.16). 1

2

N n

N

 (3.16)

Sendo:

N1– Número de espira do primário

N2– Número de espira do secundário

n

As indutâncias dos enrolamentos L1 e L2 são determinadas, respectivamente, por

(3.17) e (3.18).

1 m K1

L L L (3.17)

2

2 m k2

L n L L (3.18)

Sendo:

Lk1– Indutância de dispersão no primário

Lk2– Indutância de dispersão no secundário

Lm– Indutância de magnetização

O coeficiente de acoplamento é obtido em (3.19).

1 m

m K

L k

L L



 (3.19)

Sabendo que o valor médio de tensão no indutor L1 é zero, pode ser definida a equação (3.20).

1 1 1

0 0

( ) ( ) ( ) 0

s s s

s

T DT T

L L L

DT

V t dt V t dt V t dt







Aplicando (3.1) e (3.5) em (3.20) obtém-se a equação (3.21).

1 2 1 in C C V V V D  

 (3.21)

Sabendo que o valor médio de tensão no indutor L2 é zero, pode ser definida a equação (3.22).

2 2 2

0 0

( ) ( ) ( ) 0

s s s

s

T DT T

L L L

DT

V t dt  V t dt  V t dt 







Aplicando (3.4) e (3.7) em (3.22) temos (3.23).

2 3

(1 ) (1 )

in C

C

V n D V n D

V

D

       

 (3.23)

Aplicando (3.21) em (3.23) temos (3.24):

3 C in

V V n (3.24)

Aplicando (3.4) e (3.8) em (3.22) temos (3.25).

4 1 in C V n V D  

 (3.25)

Sabendo que o valor médio de tensão no indutor Lo é zero, pode ser definida a equação (3.26).

0 0

( ) ( ) ( ) 0

s s s

s

T D T T

Lo Lo Lo

D T

V t dt V t dt V t dt





     







Aplicando (3.3) e (3.10) em (3.26) obtém-se a equação (3.27) que equivale ao ganho estático do conversor.

1 1

o

in

V D n

V D

  

 (3.27)

Figura 3.7 – Representação gráfica da função.

Fonte: Elaborada pelo autor.

A comparação do ganho do conversor Boost clássico e o conversor proposto neste trabalho é apresentado na Figura 3.8.

Figura 3.8 – Comparação do ganho estático do conversor proposto e conversor Boost clássico.

Fonte: Elaborada pelo autor.

A razão cíclica máxima do conversor proposto pode ser determinada por (3.28).

 

o in in o

V V n

D

V V

  

 _ (3.28)

A tensão sobre os terminais do indutor VL1 pode ser expressa pela equação (3.29).

1

1 1 L L

di

V L

dt

Considerando a variação de corrente de magnetização linear, durante a primeira etapa o interruptor está ligado e a tensão no indutor VL1 é igual a tensão de entrada Vin.

Aplicando (3.1) em (3.29) pode ser obtida a partir de (3.30) .

1 1 1 L L in i L V V DT  

  (3.30)

1 L i

 -Variação de corrente na indutância de magnetização.

T

Isolando L1 em (3.30), a indutância do primário pode ser obtida por (3.31).

1 1 in L s V D L i f  

  (3.31)

Considerando a relação de espiras entre duas indutâncias em um transformador ideal teremos a equação.

2

2 1

L n L (3.32)

L2 - Indutância do secundário.

A potência de saída pode ser definida por (3.33). in in o V I P 

 (3.33)

Sendo:

in

I - Valor médio de corrente de entrada.



A corrente de saída pode ser determinada pela expressão (3.34).

o o o P I V

 (3.34)

Sendo:

o

V - Tensão de saída.

o

P - Potência de saída.

Os valores máximos e mínimos da corrente no indutor L1 podem ser determinados

por (3.35) e (3.36), respectivamente.

1 1_ 1 ₂L L max L

i

I I  (3.35)

1 1_ min 1

2 L

L L

i

A corrente média e eficaz no primário do indutor pode ser expressa por (3.37) e (3.38).

1_ o o L med in V I I V 

 (3.37)

1_

L ef in

I  I D (3.38)

A corrente de pico, média e eficaz no secundário do indutor por ser determinada respectivamente por (3.39), (3.40) e (3.41).

_ 2 _ in pk L Max I I n

 (3.39)

2 _ Lpm L med I I n

 (3.40)

2 _ ₁ o L ef

I I

D



 (3.41)

A expressão que determina a indutância de saída pode ser expressa por(3.42).

0 Lo Lo V D L i fs  

  (3.42)

Lo i

 - Variação de corrente no indutor de saída.

A corrente de média, eficaz e máxima do indutor de saída por ser determinada respectivamente por (3.43), (3.44) e (3.45).

_

Lo med o

I



I

_ Lo ef o

I I (3.44)

_

2 Lo Lo pk o

i

I  I  (3.45)

3.5 Esforços nos Semicondutores

Nesta seção é apresentada a análise dos esforços de tensão nos interruptores controlado e não controlados do conversor proposto, visto que uma de suas principais vantagens é sua baixa tensão em relação à tensão de saída.

3.5.1 Esforço de tensão e corrente no interruptor controlado

A tensão máxima sobre o interruptor S, operando no modo de condução contínua, pode ser calculado em relação à tensão de entrada, conforme apresentado na expressão (3.46).

_ 1

1 in s pk C

V

V V

D

 

O valor médio de tensão pode ser determinado por (3.47).

_ _ (1 )

s med s pk

V V  D (3.47)

O valor eficaz da tensão pode ser determinado por (3.48).

_ _ 1

s ef s pk

V V  D (3.48)

A corrente de pico do interruptor controlado pode ser obtida a partir de (3.49).

_ _ 1

s pk in pk L

I I I (3.49)

Sendo:

IL1 - Corrente no primário do Indutor.

Iin_pk - Corrente de pico para corrente máxima na entrada.

O valor médio da corrente do interruptor pode ser dado pela expressão (3.50).

_ ₂ _

S med in S pk

D

I   I I (3.50)

A corrente eficaz do interruptor controlado pode ser obtida a partir de (3.51).

2 2

_ (2 _ min) (2 _ min) _ _

4

S ef in in S pk S pk

D

I  _ I  I I I _ (3.51)

3.5.2 Esforço nos diodos D1, D2, D3 e D4

Os valores médios das correntes nos diodos D1 e D2 são iguais ao valor médio da corrente de saída Io, portanto, pode ser determinado por (3.52).

1_ 2_

D med D med o

I



I



I

A corrente de pico dos diodos D1 e D2 pode ser determinada por (3.53). O valor de pico da corrente nesse diodo é igual a metade do valor máximo da corrente magnetizante.

_

1_ 2 _ ₂

Lm pk D pk D pk

I

I I  (3.53)

Sendo:

_

Lm pk

I

A corrente eficaz dos diodos D1 e D2 por ser determinado por (3.54).

 

 (3.54)

A tensão de pico que o diodo D1 fica submetido pode ser determinada pela expressão (3.55).

1_ ₁ in D pk

V V

D

