Sistema de controle sensorless aplicado a motor brushless de corrente contínua

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SUL – UNIJUÍ

CURSO DE GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

SISTEMA DE CONTROLE SENSORLESS APLICADO A MOTOR BRUSHLESS DE CORRENTE CONTÍNUA

ARTHUR DE JESUS STAATS

Ijuí, RS 2019

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Trabalho apresentado ao curso de graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Regional do Noroeste do Estado do Rio Grande do Sul, como requisito final para obtenção do título de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Prof. Dr. Mateus Felzke Schonardie

Ijuí, RS 2019

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Este Trabalho de Graduação foi julgado adequado para a obtenção do grau de Engenheiro Eletricista e aprovado em sua forma final pela Comissão Examinadora e pelo Colegiado do Curso de Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Regional do Noroeste do Estado do Rio Grande do Sul – UNIJUI.

Banca Examinadora:

_________________________________________________ Dr. Eng. Mateus Felzke Schonardie – DCEEng / UNIJUÍ

_________________________________________________ Me. Eng. Júlio Cezar Oliveira Bolacell – DCEEng / UNIJUÍ

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RESUMO

STAATS, Arthur de J. Sistema de Controle Sensorless Aplicado a Motor Brushless de Corrente Contínua. 2019. Trabalho de Conclusão de Curso. Curso de Engenharia Elétrica, Universidade Regional do Noroeste do Estado do Rio Grande do Sul – UNIJUÍ, Ijuí, 2019.

As máquinas elétricas modernas estão se tornando cada vez mais comuns nas mais diversas aplicações, desde micromotores até sistemas de potências elevadas visando a redução de peso e tamanho, além da busca por maiores rendimentos na conversão de energia. Este trabalho objetiva o desenvolvimento de um sistema para o acionamento e controle de motores brushless de corrente contínua, uma vez que estas máquinas ainda são pouco exploradas ou estudadas no Brasil. No decorrer da pesquisa é explorado o funcionamento do motor, além dos sistemas de aquisição de dados, eletrônica de potência, dimensionamento da malha de controle, desenvolvimento de hardware e software, além de simulações e a aplicação prática em plataforma montada. Ao final são realizados testes sob variações de carga aferindo o funcionamento do sistema projetado e da técnica de estimativa de velocidade sem a aplicação de sensores físicos, a qual provoca um incremento na confiabilidade e robustez do controle.

Palavras-chave: Controle de Velocidade Sensorless, Acionamento de Máquinas, Motor

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ABSTRACT

STAATS, Arthur de J. Sistema de Controle Sensorless Aplicado a Motor Brushless de Corrente Contínua. 2019. Trabalho de Conclusão de Curso. Curso de Engenharia Elétrica, Universidade Regional do Noroeste do Estado do Rio Grande do Sul – UNIJUÍ, Ijuí, 2019.

Modern electric machines are becoming more and more common in a wide range of applications, from micromotors to high power systems for weight and size reduction, as well as the search for greater energy conversion efficiency. This work aims at the development of a system for the drive and control of brushless motors of direct current, since these machines are still little explored or studied in Brazil. In the course of the research, the operation of the motor is explored, as well as data acquisition systems, power electronics, control mesh sizing, hardware and software development, as well as simulations and the practical application in assembled platform. At the end, tests are performed under load variations assessing the operation of the designed system and the speed estimation technique without the application of physical sensors, which causes an increase in the reliability and robustness of the control.

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LISTA DE FIGURAS

Figura 1 - Controlador de velocidade comercial para motor brushless ... 13

Figura 2 - Esquema físico de um motor brushless. ... 15

Figura 3 - Formas de onda da FCEM, Corrente e Conjugado: (a) PMSM; (b) BLDC ... 16

Figura 4 - Esquema de inversor trifásico para acionamento de motor BLDC ... 19

Figura 5 - Sequência de acionamento para um motor BLDC com giro no sentido horário ... 20

Figura 6 - Primeira etapa de operação do inversor ... 21

Figura 7 - Pontos de ZCP detectados por comparadores ... 22

Figura 8 - Detecção do ponto de ZCP através da FCEM ... 23

Figura 9 - Malha de controle com realimentação de velocidade ... 23

Figura 10 - Malha de controle com realimentação de corrente ... 24

Figura 11 - Malha de controle com realimentação de velocidade e corrente ... 24

Figura 12 - Diagrama do sistema para implementação de controle sensorless ... 25

Figura 13 - Resistência específica ideal para MOSFET de potência ... 27

Figura 14 - Modelo de capacitâncias de um MOSFET ... 27

Figura 15 - Driver para MOSFET com terminal source conectado à referência ... 28

Figura 16 - Driver para MOSFET canal P superior. ... 29

Figura 17 - Boostrap driver para acionamento de MOSFET canal N superior. ... 29

Figura 18 - Carga e descarga do capacitor de bootstrap ... 30

Figura 19 - Linhas de microcontroladores da STMicroelectronics ... 31

Figura 20 - Diagrama de circuito do STM32F303 ... 32

Figura 21 - Motor da fabricante Sunnysky ... 34

Figura 22 - Encapsulamento dos MOSFETs utilizados ... 36

Figura 23 - Esquemático de um braço do inversor trifásico ... 37

Figura 24 - Diagrama do STM32F401RC ... 38

Figura 25 - STM32F401RC no encapsulamento LQFP-64 ... 38

Figura 26 - Esquemático referente ao microcontrolador ... 39

Figura 27 - Pinos utilizados para cada tarefa ... 40

Figura 28 - Circuito de filtro e atenuação das tensões de fase ... 41

Figura 29 - Resposta do circuito de sensoriamento de tensão ... 42

Figura 30 - Filtro e amplificação para sensoriamento de corrente ... 43

Figura 31 - Diagrama de blocos ACS712 ... 44

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Figura 33 - Placa de circuito impresso projetada ... 46

Figura 34 - Foto da placa montada ... 47

Figura 35 - Plataforma montada ... 48

Figura 36 - Esquemático de carga ... 48

Figura 37 - Tensões de fase com lógica de partida... 49

Figura 38 - Tensões de neutro e fases na partida ... 50

Figura 39 - Tensões de fase com comutação sincronizada ... 51

Figura 40 - Corrente em cada fase no controle por histerese ... 52

Figura 41 - Malha de controle de corrente por histerese ... 53

Figura 42 - Corrente de fase do motor medida ... 53

Figura 43 - Esquemático de aquisição de dados pela USB no Simulink ... 54

Figura 44 - Resposta ao degrau em malha aberta ... 55

Figura 45 - Diagrama de blocos do sistema: (a) completo; (b) simplificado ... 56

Figura 46 - Comparação da resposta prática e função de transferência determinada ... 57

Figura 47 - Malha de controle do sistema ... 58

Figura 48 - Resposta em malha fechada do PID Tuner ... 59

Figura 49 - Corrente de referência gerada pelo controlador PI ... 59

Figura 50 - Simulação em tempo contínuo no PSIM... 62

Figura 51 - Simulação em tempo discreto no PSIM ... 62

Figura 52 - Resposta de velocidade em tempo contínuo e discreto na simulação... 63

Figura 53 - Resposta de corrente em tempo contínuo e discreto na simulação ... 63

Figura 54 - Resposta de velocidade com referência em 4000 rpm e 0,5 ohms por fase ... 64

Figura 55 - Medição da velocidade com o tacômetro e referência em 4000 rpm ... 65

Figura 56 - Resposta de velocidade com referência em 4000 rpm e variações de carga ... 65

Figura 57 - Resposta de velocidade com referência em 4800 rpm e 0,5 ohms por fase ... 66

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LISTA DE TABELAS

Tabela 1 - Comparação entre motores escovados e brushless... 12

Tabela 2 - Comparação entre motores BLDC e PMSM ... 16

Tabela 3 - Sequência de chaveamento do inversor... 20

Tabela 4 - Dados da máquina escolhida ... 34

Tabela 5 - Características das chaves utilizadas ... 36

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LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

ARM Advanced RISC Machine

BLDC Brushless Direct Current

FCEM Força Eletromotriz Inversa

PMSM Permanent Magnet Synchronous Motor

SPWM Sine Pulse Width Modulation

MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

ZCP Zero-Crossing Point

PI Proporcional Integral

PID Proporcional Integral Derivativo

DSP Digital Signal Processor

ADC Analog-to-Digital Converter

A/D Analog-to-Digital Converter

TBJ Transistor De Junção Bipolar

V Volts

I Ampéres

Hz Hertz

Ω Ohms

RPM Rotações Por Minuto

USB Universal Serial Bus

FPU Float Point Unit

SMD Surface Mounting Device

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SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO ... 11 1.1 TEMA ... 11 1.2 DELIMITAÇÃO DO TEMA ... 11 1.3 FORMULAÇÃO DO PROBLEMA ... 11 1.4 JUSTIFICATIVA ... 12 1.5 OBJETIVOS ... 14 1.5.1 Objetivo Geral ... 14 1.5.2 Objetivos Específicos ... 14 2 EMBASAMENTO TEÓRICO ... 15

2.1 MOTOR BRUSHLESS DE CORRENTE CONTÍNUA ... 15

2.2 MODELO DINÂMICO E EQUACIONAMENTO DO MOTOR BLDC ... 17

2.3 ACIONAMENTO DO MOTOR BLDC ... 18

2.4 TÉCNICA DE ESTIMATIVA DE VELOCIDADE E CONTROLE SENSORLESS ... 21

2.5 CHAVES DE POTÊNCIA ... 25

2.6 DRIVER DE ACIONAMENTO DAS CHAVES ... 28

2.7 MICROCONTROLADOR DE ALTA PERFORMANCE ... 30

3 METODOLOGIA ... 33 3.1 TÉCNICAS DE PESQUISA ... 33 3.2 MÉTODO DE ABORDAGEM... 33 4 DESENVOLVIMENTO DO PROTÓTIPO ... 34 4.1 DADOS DA MÁQUINA ... 34 4.2 ESCOLHA DO SEMICONDUTORES ... 35

4.2.1 Chaves De Potência e Driver ... 35

4.2.2 Microcontrolador ... 37

4.3 SISTEMAS DE SENSORIAMENTO ... 40

4.3.1 Sensor de Tensão ... 40

4.3.2 Sensor de Corrente ... 43

4.4 PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO ... 45

4.5 MONTAGEM DO PROTÓTIPO ... 47

5 ACIONAMENTO DA MÁQUINA ... 49

5.1 DESENVOLVIMENTO DA LÓGICA DE COMUTAÇÃO ... 49

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5.3 AQUISIÇÃO DE DADOS COM O SIMULINK ... 54

5.4 FUNÇÃO DE TRANSFERÊNCIA DA VELOCIDADE ... 55

6 RESULTADOS E DISCUSSÕES ... 58

6.1 SISTEMA DE CONTROLE E GANHOS ... 58

6.2 SIMULAÇÕES DO SISTEMA DE CONTROLE ... 62

6.3 APLICAÇÃO E RESPOSTA PRÁTICA À VARIAÇÕES DE CARGA ... 64

7 CONCLUSÃO ... 68

7.1 CONSIDERAÇÕES FINAIS ... 68

7.2 SUGESTÕES PARA TRABALHOS FUTUROS ... 69

REFERÊNCIAS ... 70

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1 INTRODUÇÃO

O referido projeto trata-se de um Trabalho de Conclusão de Curso apresentado pelo acadêmico de bacharel em Engenharia Elétrica, Arthur de Jesus Staats, orientado pelo professor Doutor Mateus Felzke Schonardie.

1.1 TEMA

Pesquisa e desenvolvimento de um controlador eletrônico sensorless de velocidade para motores brushless de corrente contínua.

1.2 DELIMITAÇÃO DO TEMA

Através de pesquisa será abordado o funcionamento do motor brushless, assim como a metodologia de controle sensorless pelo monitoramento da força eletromotriz inversa da máquina, com o intuito de desenvolvimento de uma plataforma voltada ao ensino, a qual permite a realização de alterações no controlador digital através de uma interface intuitiva, visando a implementação de testes práticos de sistemas de controle e acionamento de máquinas elétricas, além de um acompanhamento das variáveis em tempo real através de software.

1.3 FORMULAÇÃO DO PROBLEMA

A utilização de motores brushless em substituição aos motores escovados pode representar uma melhora no rendimento e confiabilidade de um sistema, assim como uma plataforma de desenvolvimento voltada ao controle de velocidade sensorless de motores

brushless pode facilitar o estudo de técnicas de controle e acionamento de máquinas elétricas

sem a aplicação de sensores físicos. A utilização do kit desenvolvido no âmbito educacional pode significar uma melhora no ensino de conceitos envolvidos em disciplinas do curso de Engenharia Elétrica.

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1.4 JUSTIFICATIVA

Os motores elétricos de corrente contínua são máquinas desenvolvidas com o objetivo de realizar conversão eletromecânica de energia, podendo-se facilmente classificá-los como ferramentas fundamentais aos processos industriais atuais. Segundo Ikhlas (2015), deve-se levar em consideração a importância dos motores brushless, visto que estas máquinas possuem uma densidade de potência elevada, longa vida útil, frequência de manutenção baixa, alta eficiência e operação confiável, características provenientes da não utilização de escovas e outros contatos físicos entre partes girantes e estáticas da máquina. Na Tabela 1 pode-se observar as principais diferenças entre motores escovados e brushless.

Tabela 1 - Comparação entre motores escovados e brushless

Motores escovados Motores brushless

Baixa eficiência Alta eficiência (sem queda nas escovas) Vida útil mais curta Vida útil mais longa (menos perdas)

Faixa de velocidade moderada Alta faixa de velocidade (sem limite das escovas) Alto ruído elétrico (pelas escovas) Baixo ruído elétrico

Baixo custo de construção Maior custo de construção Controle simples e barato Controle mais complexo e caro Potência baixa para relação de tamanho Potência alta para relação de tamanho

Manutenção periódica necessária Menor necessidade de manutenção (sem escovas) Dissipação de calor menos eficiente Boa dissipação de calor

Fonte: Ikhlas (2015, p. 4)

Ikhlas (2015) comenta ainda que inicialmente os motores brushless eram utilizados principalmente em aplicações militares de alta tecnologia, porém seus benefícios únicos e queda no preço nos últimos anos fizeram com que estas máquinas passassem a ser aplicadas em equipamentos de uso cotidiano em substituição aos motores de indução tradicionais, reduzindo o tamanho e elevando o rendimento do sistema.

Com o avanço tecnológico e pesquisas nas áreas de desenvolvimento de veículos elétricos e quadricópteros não tripulados, a aplicação de motores brushless teve um brusco incremento, ocasionado principalmente pela necessidade de máquinas operando em velocidades elevadas e o alto rendimento proporcionado pelos ímãs permanentes de terras raras utilizados para geração do campo de excitação permanente.

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O principal motivador para o desenvolvimento deste trabalho se concentra na necessidade observada de maiores estudos voltados ao controle de velocidade de motores

brushless, algo que se encontra atualmente distante da realidade de alunos de graduação no

Brasil, visto que existem poucos estudos publicadas no país. A pesquisa visa o desenvolvimento de um kit, com o qual pretende-se aumentar o contato com as metodologias de controle e acionamento dos motores brushless, assim como permite a realização de ensaio laboratorial destas máquinas.

Atualmente os controladores disponíveis no mercado não realizam o feedback de velocidade e corrente, visto que necessita de maior processamento e aquisição de dados, os mesmos apenas recebem o nível de velocidade desejado e aumentam a tensão imposta à máquina, sem a realização de observação da corrente aplicada, podendo ocasionar danos ao motor. Na Figura 1 está apresentado um controlador comercial que não apresenta nenhum sistema de sensoriamento de corrente.

Figura 1 - Controlador de velocidade comercial para motor brushless

Fonte: Autoria própria.

A opção pela utilização de uma metodologia para controle de velocidade sensorless parte das inúmeras vantagens apresentadas sobre a aplicação de sensores. Segundo Raza (2016), a não utilização de sensores para leitura de velocidade representa um decréscimo no consumo de energia, ponto crucial em aplicações móveis, além de representar um incremento no desempenho geral do motor, proveniente da remoção de fios de conexão e hardware de sensoriamento no rotor. O controle sensorless representa ainda um incremento na confiabilidade de todo o sistema, visto que é necessário apenas o monitoramento das grandezas elétricas para estimar a velocidade e posição da máquina.

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1.5 OBJETIVOS

1.5.1 Objetivo Geral

Este trabalho tem como objetivo geral a construção de um kit de desenvolvimento para o controle da velocidade de um motor brushless, realizado a partir da implementação através de um microcontrolador ARM, estudos do funcionamento da máquina e da técnica para estimativa de velocidade sensorless, que segundo Gamazo-Real (2010), consiste na aquisição da força eletromotriz inversa da máquina, a fim de melhorar a estabilidade, confiabilidade e rendimento do sistema através da exclusão de sensores físicos.

Objetiva-se ainda o desenvolvimento de um firmware base para o sistema, o qual permite uma interface simplificada com o computador para realização de alterações no controlador e acompanhamento em tempo real do funcionamento, facilitando o estudo de técnicas de controle digital.

1.5.2 Objetivos Específicos

Para alcançar o objetivo geral descrito anteriormente, este trabalho apresenta os seguintes objetivos específicos:

• Estudar o funcionamento do motor brushless de corrente contínua;

• Estudar a técnica de estimativa de velocidade através da força eletromotriz inversa; • Estudar a eletrônica de potência aplicada ao acionamento da máquina;

• Determinar os melhores circuitos para aquisição de dados de tensão e corrente, necessários para a realização do controle em malha fechada;

• Desenvolver uma placa de circuito impresso que possibilite o controle de velocidade da máquina, permitindo alterações de ganhos do controlador;

• Determinar a função de transferência da máquina em estudo; • Realizar a sintonização de ganhos do controlador para o motor; • Desenvolvimento de um firmware para o microcontrolador ARM;

• Desenvolvimento de um software para alterações no controlador e acompanhamento em tempo real;

• Realizar testes com o kit montado, com a finalidade de verificar o funcionamento e possível aplicação do mesmo em estudos voltados à motores brushless.

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2 EMBASAMENTO TEÓRICO

2.1 MOTOR BRUSHLESS DE CORRENTE CONTÍNUA

Um motor brushless direct current (BLDC) consiste em uma máquina síncrona com ímãs permanentes no rotor e enrolamentos trifásicos no estator. Os ímãs permanentes criam o fluxo do rotor, que por sua vez é atraído pelos pólos eletromagnéticos do estator quando energizado. Utilizando a sequência de fase apropriada para alimentação dos enrolamentos, um campo girante é obtido, gerando o movimento do motor sem contatos físicos entre partes estáticas e girantes da máquina (AKIN; BHARDWAJ, 2015).

Existem algumas variantes construtivas de motores BLDC, podendo ou não possuir sensores de efeito hall, os quais são aplicados para determinar o momento exato em que os braços do inversor devem ser comutados. Os modelos que não possuem sensores físicos acoplados para determinação da posição da máquina utilizam-se de métodos de leitura da força eletromotriz inversa (FCEM) para determinar o momento de comutação e a velocidade, é o chamado controle sensorless (BALDURSSON, 2005). Na Figura 2 é ilustrado o esquema de um motor BLDC com sensores de efeito hall.

Figura 2 - Esquema físico de um motor brushless.

Fonte: Mohammed (2014, f. 13)

O BLDC é uma máquina que possui seus princípios de funcionamento e construção muito parecidos com o permanent magnet synchronous motor (PMSM), sendo assim imprescindível conhecer as diferenças entre ambos, as quais estão apresentadas na Tabela 2.

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Tabela 2 - Comparação entre motores BLDC e PMSM

BLDC PMSM

Máquina síncrona Máquina síncrona

Alimentado com corrente contínua Alimentado com corrente senoidal Força eletromotriz inversa trapezoidal Força eletromotriz inversa senoidal Comutação do fluxo do estator a cada 60º Variação contínua do fluxo do estator Duas fases alimentadas simultaneamente Três fases alimentadas simultaneamente Ondulação de torque nas comutações Sem ondulação de torque nas comutações Harmônicos de corrente de baixa ordem Menores harmônicos (alimentação senoidal) Perdas no núcleo maiores pelas harmônicas Perdas no núcleo menores

Menores perdas de comutação Maiores perdas de comutação Algoritmo de controle simples Algoritmo de controle complexo

Fonte: Akin; Bhardwaj (2015, p. 3)

Pode-se observar através dos dados apresentados na Tabela 2 que a principal diferença entre os motores BLDC e os PMSM consiste na força eletromotriz inversa e consequentemente na tensão de alimentação, sendo esta senoidal para os motores síncronos e trapezoidal para os motores brushless, o que acaba por simplificar muito a metodologia de controle para motores BLDC, que não necessitam de modulação senoidal e controle simultâneo da tensão de cada uma das três fases (BARATIERI, 2011). Uma comparação entre as formas de onda das máquinas é mostrada na Figura 3.

Figura 3 - Formas de onda da FCEM, Corrente e Conjugado: (a) PMSM; (b) BLDC

Fonte: Baratieri (2011, f. 26)

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Nota-se na Figura 3 que a presença de um conjugado eletromagnético constante depende de correntes de fase diferentes para cada uma das máquinas, senoidal para PMSM e retangular para BLDC. Esta diferença nas correntes influencia diretamente no tipo de acionamento do motor, realizado com modulação por largura de pulso senoidal (SPWM) nos três braços de um inversor trifásico para a máquina síncrona e de uma forma simplificada para o motor brushless, a qual consiste em acionar dois braços do inversor e manter a terceira fase não energizada para a identificação da posição e velocidade do rotor através da detecção de passagem por zero da FCEM da máquina (BARATIERI, 2011).

A simplicidade construtiva e de controle sensorless do motor BLDC aliadas ao aumento da eficiência energética desta máquina faz com que a mesma possua uma série de aplicações interessantes com a utilização de diferentes métodos de controle (MOHAMMED, 2014).

Para um controle em malha aberta pode-se citar as seguintes aplicações segundo Mohammed (2014):

• Ventiladores; • Bombas; • Sopradores.

Ainda conforme Mohammed (2014), utilizando-se um controle de velocidade em malha fechada, os motores BLDC são largamente aplicados em:

• Bombas de combustível; • Direção eletrônica;

• Controles de motor automotivo; • Propulsão em carros elétricos; • Quadricópteros.

2.2 MODELO DINÂMICO E EQUACIONAMENTO DO MOTOR BLDC

Segundo Chiasson (2005) ao realizar uma análise do circuito equivalente do motor BLDC obtém-se a seguinte equação:

𝑣_𝑎 = 𝑅_𝑎𝑖_𝑎+ 𝑑

𝑑𝑡[𝐿𝑎𝑖𝑎− 𝑀𝑖𝑏− 𝑀𝑖𝑐] + 𝑒𝑎(𝜃𝑟), (1)

onde, 𝑣𝑎 é a tensão de fase do enrolamento a, 𝑅𝑎 é a resistência de fase do enrolamento a, 𝑖𝑎 é

a corrente de fase do enrolamento a, 𝐿_𝑎 é a indutância própria da fase a, 𝑒_𝑎 é a FCEM da fase a, 𝑀 é a indutância mútua e 𝜃_𝑟 é a posição angular do rotor.

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Desta forma é possível a representação dinâmica elétrica do motor BLDC em espaços de estados considerando as três fases, que conforme Chiasson (2005) é dada por:

[ 𝑣𝑎 𝑣_𝑏 𝑣_𝑐] = [ 𝑅_𝑎 0 0 0 𝑅𝑏 0 0 0 𝑅_𝑐 ] [ 𝑖_𝑎 𝑖𝑏 𝑖_𝑐 ] + 𝑑 𝑑𝑡[ 𝐿_𝑎 −𝑀 −𝑀 −𝑀 𝐿𝑏 −𝑀 −𝑀 −𝑀 𝐿_𝑐 ] [ 𝑖_𝑎 𝑖𝑏 𝑖_𝑐 ] + [ 𝑒_𝑎(𝜃𝑟) 𝑒_𝑏(𝜃𝑟) 𝑒_𝑐(𝜃𝑟) ] (2)

Considerando os enrolamentos do motor idênticos, têm-se que: 𝑅_𝑎 = 𝑅_𝑏= 𝑅_𝑐 = 𝑅 e 𝐿𝑎 = 𝐿𝑏 = 𝐿𝑐 = 𝐿. Considerando ainda as correntes de fase balanceadas: 𝑖𝑎+ 𝑖𝑏+ 𝑖𝑐 = 0,

pode-se simplificar o modelo:

[ 𝑣_𝑎 𝑣_𝑏 𝑣𝑐 ] = 𝑅 [ 𝑖𝑎 𝑖_𝑏 𝑖_𝑐 ] + 𝑑 𝑑𝑡[ 𝐿 + 𝑀 0 0 0 𝐿 + 𝑀 0 0 0 𝐿 + 𝑀 ] [ 𝑖𝑎 𝑖_𝑏 𝑖_𝑐 ] + [ 𝑒_𝑎(𝜃_𝑟) 𝑒𝑏(𝜃𝑟) 𝑒𝑐(𝜃𝑟) ] (3)

Conforme Baratieri (2011) o conjugado eletromagnético do motor BLDC pode ser descrito como:

𝑇_𝑒 = 1

𝜔_𝑟[𝑒𝑎(𝜃𝑟)𝑖𝑎+ 𝑒𝑏(𝜃𝑟)𝑖𝑏+ 𝑒𝑐(𝜃𝑟)𝑖𝑐] (4) Onde basicamente é realizado o produto da FCEM e corrente, resultando na potência entregue a cada fase, realizando a divisão da potência pela velocidade angular da máquina, pode-se facilmente determinar o conjugado eletromagnético.

Baratieri (2011) comenta ainda sobre as equações diferenciais que regem o comportamento dinâmico mecânico do motor BLDC:

𝐽 𝑑 𝑑𝑡𝜔𝑟+ 𝐵𝜔𝑟+ 𝑇𝑐 = 𝑇𝑒 , (5) 𝑑 𝑑𝑡𝜃𝑟 = 𝑃 2𝜔𝑟 , (6)

onde, 𝐽 é a constante de inércia do motor, 𝐵 é o coeficiente de atrito viscoso, 𝑇𝑒 é o conjugado

eletromagnético, 𝑇_𝑐 é o conjugado de carga e 𝑃 é o número de pólos do motor.

2.3 ACIONAMENTO DO MOTOR BLDC

Como o motor BLDC não possui escovas para a realização da comutação e variação do campo eletromagnético, o mesmo necessita de um circuito de acionamento sincronizado com a posição do rotor. Para tal normalmente é empregada a topologia de inversor estático com três braços a MOSFETs ou IGBTs (BARATIERI, 2011). Na Figura 4 é apresentado um exemplo de circuito de acionamento.

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Figura 4 - Esquema de inversor trifásico para acionamento de motor BLDC

Fonte: Baldursson (2005, p. 11)

Como o motor BLDC não necessita o acionamento simultâneo das três fases, é necessário conhecer a posição do mesmo para a realização da comutação do inversor no momento certo, visando reduzir as ondulações de torque. A estimativa de posição do mesmo pode-se realizar de forma simplificada através da aquisição da FCEM da fase não energizada, dispensando a utilização de sensores mecânicos e elevando a confiabilidade do sistema. As demais técnicas utilizadas para estimar a posição possuem uma complexidade maior de implementação com poucos ganhos de desempenho, visto que o motor brushless é uma máquina desenvolvida para possibilitar um controle simplificado, permitindo a implementação

sensorless sem um conhecimento avançado do modelo matemático da planta e dispensando a

utilização de observadores de estados (BARATIERI, 2011). Baratieri (2011) cita outras técnicas utilizadas para a estimativa da posição sem a utilização de sensores mecânicos:

A informação da posição do rotor necessária ao sincronismo do circuito de acionamento é determinada de duas formas, com o uso de sensores mecânicos (sensores Hall, encoders, resolvers) que aumentam o custo e reduzem a confiabilidade do sistema, ou com técnicas de estimação sem sensores mecânicos (sensorless) [...]. Dentre algumas destas técnicas tem-se a detecção da posição através da FCEM, a estimação pela variação da indutância do enrolamento estatórico, o uso de estimadores do fluxo magnético concatenado e de observadores de estados, com ou sem modelo mecânico do BLDCM. A estimativa da velocidade do rotor é uma resultante derivativa da estimativa da posição. (BARATIERI, 2011, f. 27).

Para a obtenção de um campo girante no estator, responsável direto pelo movimento do motor, é necessária a realização da comutação das chaves do inversor de modo a energizar duas fases por ciclo de chaveamento, comutando sempre o braço correto para o sentido de fluxo eletromagnético desejado, afetando o sentido de giro da máquina (BALDURSSON, 2005). Na Figura 5 é ilustrada a sequência de alimentação das fases de um motor BLDC ligado em estrela, de modo que o rotor desenvolva um giro no sentido horário.

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Figura 5 - Sequência de acionamento para um motor BLDC com giro no sentido horário

Fonte: Baldursson (2005, p. 11)

Como o acionamento é realizado com a alimentação de duas fases por chaveamento, o rotor possui seis posições possíveis, sempre permanecendo entre duas fases, seguindo o campo girante. O momento correto para a comutação é quando o rotor atingiu o ponto central entre as duas fases energizadas, desta forma é necessário manter a alimentação de uma das fases e acionar a próxima, que se encontra fisicamente na sequência, fazendo com que o rotor se movimente por 60º a cada chaveamento. Ao final do ciclo de seis acionamentos o rotor realizou um movimento de 360º, sendo necessário reiniciar a sequência para manter o movimento. Caso deseja-se inverter o sentido de rotação da máquina, basta inverter a sequência de chaveamento, fazendo com que o campo girante tenha o sentido alterado (MOHAMMED, 2014).

Na Tabela 3 é apresentada a sequência de acionamento que pode ser implementada ao inversor da Figura 4 de modo a energizar as fases do motor BLDC conforme a Figura 5.

Tabela 3 - Sequência de chaveamento do inversor

Intervalo de Chaveamento

Número da

Sequência Chaves Acionadas

Corrente de Fase A B C 0º - 60º 0 Q1 Q4 + - off 60º - 120º 1 Q1 Q6 + off - 120º - 180º 2 Q3 Q6 off + - 180º - 240º 3 Q3 Q2 - + off 240º - 300º 4 Q5 Q2 - off + 300º - 360º 5 Q5 Q4 off - + Fonte: Baldursson (2005, p. 11)

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A sequência de acionamento da Tabela 3 é aplicada de forma que o campo magnético do rotor se mantenha sincronizado com o campo do estator, ou seja, de 0º a 60º são acionadas as chaves 1 e 4, fazendo com que o rotor avance até o ângulo de 60º, quando detectada que a posição do mesmo atingiu o referido ângulo, é realizado o acionamento das chaves 1 e 6, modificando o fluxo do estator para 120º, fazendo com que o rotor continue avançando e realizando o movimento de giro da máquina.

Para melhor exemplificar a sequência de acionamento do inversor está ilustrado na Figura 6 a primeira etapa de operação, onde as chaves 1 e 4 encontram-se acionadas e as demais abertas.

Figura 6 - Primeira etapa de operação do inversor

Para este caso a tensão de linha entre os terminais A e B é dada por: 𝑣𝑎𝑏 = 𝑉𝑐𝑐. A

corrente da fase C é nula, permitindo a medição desta fase para a realização do sincronismo de chaveamento e estimação da velocidade do rotor (BARATIERI, 2011). Quando o rotor alcança o ângulo de 60º é realizada a comutação, onde realiza-se o acionamento das chaves 1 e 6, resultando em: 𝑣_𝑎𝑐 = 𝑉_𝑐𝑐 e 𝑖_𝑏 = 0. Neste instante a medição de sincronismo e estimação de velocidade é realizada sobre a fase B.

2.4 TÉCNICA DE ESTIMATIVA DE VELOCIDADE E CONTROLE SENSORLESS

A técnica mais utilizada para estimativa da posição sensorless do motor BLDC consiste na aquisição do ponto de passagem por zero (ZCP) da FCEM, pois desta forma é possível determinar a posição da máquina, visto que a FCEM é induzida no estator pelos pólos permanentes do rotor em movimento, gerando uma FCEM alternada e trapezoidal (BARATIERI, 2011).

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Segundo Iizuka (1985 apud BARATIERI, 2011) dentre as opções de aquisição do ZCP de FCEM está a utilização de um circuito com filtros analógicos e comparadores de tensão, de modo a simplificar a forma de onda trapezoidal em um sinal quadrado, o qual tem seu valor alternado sempre que a tensão da fase em estudo passa por zero. Esta técnica foi a pioneira para a realização do sincronismo de acionamento do inversor, e devido a sua simplicidade e funcionalidade ainda é largamente utilizada. Na Figura 7 são ilustrados os pontos de ZCP.

Figura 7 - Pontos de ZCP detectados por comparadores

Observa-se na Figura 7 que os pontos de ZCP são responsáveis por manter o sincronismo do acionamento, sendo realizada uma comutação do inversor sempre em 30º elétricos após a detecção de ZCP. Desta forma se faz necessário conhecer também a velocidade do rotor para obter o ponto exato da comutação, pois a velocidade permite determinar o tempo de espera necessário após a ZCP.

A estimação da velocidade de forma sensorless é realizada justamente pela determinação do tempo presente entre dois pontos de ZCP, que consistem em 60º elétricos, assim é possível determinar o tempo que o motor BLDC levou para realizar um giro de 60º elétricos, sendo perfeitamente possível o cálculo da velocidade do rotor, a qual varia conforme o número de pólos da máquina (BARATIERI, 2011).

A comparação da FCEM para obtenção dos pontos de ZCP pode ser desenvolvida através da inserção de um ponto de neutro virtual, conforme tratado por Torres (2008) e ilustrado na Figura 8.

(24)

Figura 8 - Detecção do ponto de ZCP através da FCEM

Fonte: Torres (2008, p. 4)

O controle de velocidade do motor BLDC pode ser aplicado através de uma malha fechada conforme apresentado por Akin e Bhardwaj (2015) e mostrado no diagrama de blocos da Figura 9.

Figura 9 - Malha de controle com realimentação de velocidade

Desta forma o circuito de ZCP é utilizado para a sincronização de chaveamento do inversor de frequência trifásico e para a estimativa de velocidade do rotor, que possui uma realimentação simples, basicamente obtendo o erro e aplicando em um controlador proporcional integral (PI) para realizar o controle da tensão terminal do motor BLDC através do PWM das chaves, objetivando anular o erro de velocidade em regime permanente (AKIN; BHARDWAJ, 2015).

Deve-se observar ainda que o controle apresentado na Figura 9 não leva em consideração os valores de correntes aplicados ao motor, os quais podem ser prejudiciais, visto que o controlador pode elevar a tensão aplicada aos terminais da máquina acima da nominal para a curva de velocidade de saída desejada. Assim, faz-se necessária a aplicação de uma malha para o controle da corrente de armadura do motor BLDC, conforme ilustrada na Figura 10.

(25)

Figura 10 - Malha de controle com realimentação de corrente

O funcionamento do diagrama de blocos apresentado na Figura 10 é simples, basicamente é obtido o erro de corrente através da subtração de um valor de referência e a medição realizada com a implementação de sensores, o erro é aplicado ao controlador proporcional integral derivativo (PID) para realizar o controle da tensão terminal do motor BLDC através do PWM das chaves, objetivando manter a corrente da máquina constante (AKIN; BHARDWAJ, 2015).

O diagrama ilustrado na Figura 9 tende a funcionar corretamente, porém não apresenta controle de corrente, visto que leva em consideração apenas a tensão de entrada e a velocidade de saída. Pode-se assim aplicar-se uma malha de controle que realize simultaneamente ambos os controles de variáveis (corrente e tensão), com o objetivo principal de melhorar o rendimento, confiabilidade do sistema e a vida útil do motor (AKIN; BHARDWAJ, 2015).

Na Figura 11 é apresentado o diagrama proposto por Akin e Bhardwaj (2015) para o controle simultâneo das variáveis do sistema, onde o próprio controlador de velocidade oferece uma referência de corrente.

Figura 11 - Malha de controle com realimentação de velocidade e corrente

O sistema apresentado na Figura 11 apresenta bom rendimento e permite o controle de todos os parâmetros elétricos do motor BLDC, garantindo que o mesmo opere dentro dos limites de tensão e corrente. Para facilitar a implementação do sistema de controle, assim como

(26)

permitir modificações no mesmo, este deve ser desenvolvido de forma digital, o que normalmente é realizado através de um microcontrolador ou digital signal processor (DSP) (BARATIERI, 2011). A Figura 12 ilustra o sistema de controle implementado em um DSP.

Figura 12 - Diagrama do sistema para implementação de controle sensorless

No sistema observado na Figura 12, as tensões amostradas pelo conversor analógico/digital (ADC) na saída do motor são utilizadas para identificação do ZCP da FCEM e para a estimativa de velocidade do rotor, enquanto a tensão amostrada sobre o resistor shunt é utilizada para a síntese da corrente de fase do motor, visto que apenas duas chaves são acionadas por ciclo, permitindo a leitura de corrente diretamente no barramento (BARATIERI, 2011).

2.5 CHAVES DE POTÊNCIA

O transistor de junção bipolar (TBJ) costumava ser o dispositivo utilizado para o acionamento de motores, visto que o mesmo consegue trabalhar bem com altas correntes e tensões, porém o metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) e o insulated

(27)

gate bipolar transistor (IGBT) são hoje as duas principais opções para comutação de energia,

visto que são dispositivos controlados por tensão, o que facilita o acionamento e desligamento dos mesmos (DUNN, 2003).

As semelhanças entre o MOSFET e o IGBT ficam restritas ao acionamento, visto que a condução de corrente de ambos é totalmente diferente. O MOSFET quando acionado apresenta uma resistência entre o terminal drain e o terminal source (DUNN, 2003), desta forma pode-se calcular as perdas do mesmo:

𝑃𝑃𝑒𝑟𝑑𝑎𝑠 𝑀𝑂𝑆𝐹𝐸𝑇 = 𝐼𝑟𝑚𝑠2∗ 𝑅𝐷𝑆−𝑜𝑛 , (7)

onde, 𝐼_𝑟𝑚𝑠 é a corrente rms entre drain e source, 𝑅_{𝐷𝑆−𝑜𝑛} é a resistência entre drain e source.

Já o IGBT possui uma junção PN entre o terminal coletor e o emissor, gerando uma queda de tenção entre estes terminais quando em condução (DUNN, 2003), desta forma pode-se calcular as perdas no mesmo:

𝑃_{𝑃𝑒𝑟𝑑𝑎𝑠 𝐼𝐺𝐵𝑇} = 𝐼_𝑎𝑣𝑔∗ 𝑉_𝐶𝐸 , (8) onde, 𝐼_𝑎𝑣𝑔 é a corrente média entre o coletor e o emissor, 𝑉_𝐶𝐸 é a tensão entre coletor e emissor.

A principal diferença observada é que a perda de energia no MOSFET leva em consideração o quadrado da corrente, ou seja, para manter as perdas baixas neste componente, a resistência entre drain e source deve ser muito baixa, o que não acontece para tensões acima de 200V. Desta forma o IGBT é uma melhor opção para aplicações com tensões elevadas, porém é mais lento que o MOSFET, gerando maiores perdas de comutação (BALIGA, 2008). Para motores BLDC menores, como os de quadricópteros, que operam em baixas tensões, normalmente ocorre a aplicação de MOSFETs com baixo valor de 𝑅𝐷𝑆−𝑜𝑛 no

chaveamento do inversor trifásico, visto que estes componentes atendem perfeitamente a demanda, mesmo em correntes elevadas.

A resistência em acionamento ideal para MOSFETs fabricados em silício é apresentada por Baliga (2008), o qual traz uma série de cálculos considerando mudanças de intensidade críticas no campo elétrico e a concentração de dopagem associada a cada tensão de ruptura, chegando ao resultado ilustrado na Figura 13.

Pode-se observar na Figura 13 que a resistência específica ideal para o silício tipo P é de aproximadamente três vezes maior que para o silício tipo N, por isto o MOSFET canal N é preferencialmente aplicado em relação ao canal P, apresentando uma resistência entre drain e

source menor e consequentemente menores perdas elétricas, além de ser um componente que

(28)

Figura 13 - Resistência específica ideal para MOSFET de potência

Fonte: Baliga (2008, p. 282)

Para acionar um MOSFET basta a aplicação de uma tensão entre os terminais gate e

source, tensão esta que depende dos parâmetros de construção e varia entre os modelos

disponíveis no mercado, porém para que o mesmo entre em condução é necessário realizar a carga da capacitância parasita 𝐶𝐺𝑆 que está apresentada na Figura 14 (DUNN, 2003).

Figura 14 - Modelo de capacitâncias de um MOSFET

Fonte: Dunn (2003, p. 10)

A capacitância parasita deve ser carregada muito rapidamente para altas frequências de chaveamento, tendo em vista a necessidade que o MOSFET entre em condução quase instantaneamente para o correto funcionamento do sistema e a redução de perdas por chaveamento (BALIGA, 2008).

(29)

2.6 DRIVER DE ACIONAMENTO DAS CHAVES

Segundo Balogh (2002), para realizar o chaveamento de forma rápida e eficiente é necessária a utilização de gate drivers para os MOSFETs, que consistem em circuitos para realizar a carga e descarga da capacitância parasita no menor tempo possível. Balogh (2002) cita ainda os drivers mais utilizados quando o terminal source está conectado à referência:

• Driver com transistores bipolares integrados; • Totem-pole com transistores bipolares;

• Totem-pole com MOSFETs (um canal N e um canal P para baixa potência);

Na Figura 15 está ilustrado um driver com transistores bipolares em um circuito integrado, facilitando a implementação e reduzindo o número de componentes externos.

Figura 15 - Driver para MOSFET com terminal source conectado à referência

Fonte: Balogh (2002, p. 17)

Como o terminal source está conectado à referência (ponto de 0V), basta aplicar a tensão necessária ao terminal gate para que o MOSFET entre em operação, visto que:

𝑉𝐺𝑆 = 𝑉𝐺− 𝑉𝑆 (9)

Sendo 𝑉_𝑆 = 0 𝑉:

𝑉_𝐺𝑆 = 𝑉_𝐺 (10)

Entretanto, quando se utiliza uma topologia de meia ponte com dois MOSFETs, a chave superior não se encontra conectada à referência, gerando problemas para a realização do seu chaveamento, visto que não basta aplicar uma tensão ao terminal gate, e sim entre os terminais

(30)

Uma opção para chave superior é a utilização de um driver em conjunto com um MOSFET canal P, o qual entra em operação com a aplicação de 0 V em seu terminal gate, na Figura 16 é ilustrada uma opção para o acionamento de uma chave superior (BALOGH, 2002).

Figura 16 - Driver para MOSFET canal P superior.

Fonte: Balogh (2002, p. 17)

O circuito ilustrado na Figura 16 possui um bom desempenho de acionamento, porém como apresentado anteriormente, os MOSFETs canal P são mais caros que os canal N, além de possui uma resistência 𝑅_{𝐷𝑆−𝑜𝑛} elevada e maiores perdas, devendo-se evitar o seu uso.

Outra solução para a topologia de meia ponte é a utilização de dois MOSFETs canal N, necessitando para isto de um circuito de driver específico, o qual pode fornecer uma tensão superior ao barramento de corrente contínua para aplicar ao gate da chave superior, garantindo o seu correto chaveamento, são os chamados bootstrap drivers (BALOGH, 2002). Na Figura 17 está apresentado um sistema de bootstrap.

Figura 17 - Boostrap driver para acionamento de MOSFET canal N superior.

(31)

O circuito de bootstrap possui o seguinte funcionamento: quando a chave inferior está acionada e a superior desligada, o capacitor 𝐶𝐵𝑂𝑂𝑇 carrega, como ilustrado na Figura 18 através

da marcação em vermelho. No momento em que o capacitor está totalmente carregado, a tensão sobre ele é de aproximadamente 𝑉𝐷𝐷 (FAIRCHILD, 2014).

Figura 18 - Carga e descarga do capacitor de bootstrap

Fonte: Fairchild (2014, p. 1)

Quando ocorre a comutação, o desligando a chave inferior e acionando a superior, o capacitor 𝐶_{𝐵𝑂𝑂𝑇} supre a alimentação para o driver da chave superior (marcação em azul) através do pino 𝑉𝐵, aplicando ao gate do MOSFET superior uma tensão de: 𝐷𝐶 𝑆𝑈𝑃𝑃𝐿𝑌 + 𝑉𝐶𝐵𝑂𝑂𝑇,

visto que a referência deste driver é o terminal source do MOSFET. Desta forma é possível aplicar entre o gate e source da chave superior uma tensão suficiente ao acionamento da mesma (FAIRCHILD, 2014).

2.7 MICROCONTROLADOR DE ALTA PERFORMANCE

Conforme Baratieri (2011) é necessária a utilização de um processador de alta performance para realização do controle do motor BLDC, devido à realização de diversas tarefas, incluindo a leitura de ZCP da FCEM, estimativa de velocidade do rotor, cálculo dos controladores e acionamento das chaves através de técnicas de modulação que permitem o controle de corrente.

Os microcontroladores ARM Cortex-M surgem como uma excelente opção quando existe a necessidade de alto poder de processamento aliada a um baixo custo e consumo

(32)

energético eficiente (YIU, 2010). Possuindo um barramento de 32 bits os núcleos ARM apresentam as seguintes características conforme Yiu (2010):

• Maior eficiência de desempenho, permitindo a realização de mais trabalho sem incrementos de frequência ou consumo energético;

• Baixo consumo de energia, permitindo aplicações críticas em produtos portáteis, incluindo redes sem fio;

• Determinismo aprimorado, garantindo que as tarefas e interrupções sejam atendidas o mais rápido possível e em ciclos conhecidos;

• Facilidade de uso, proporcionando programação e depuração mais rápida quando comparado com outros processadores de alto desempenho ou DSPs;

• Soluções de menor custo, reduzindo os custos do sistema baseado em 32 bits para um valor próximo aos dispositivos de 8 bits ou 16 bits;

• Ampla escolha de ferramentas de desenvolvimento, com diversos compiladores e depuradores disponíveis no mercado, incluindo versões gratuitas.

Em frente as vantagens encontradas nos microcontroladores ARM encontram-se inúmeras fabricantes que utilizam a arquitetura para o desenvolvimento de produtos, podendo-se citar a STMicroelectronics, a qual possui uma grande quantidade de microcontroladores voltados a diferentes aplicações. Na Figura 19 estão apresentadas todas as linhas de microcontroladores fabricados pela empresa.

Figura 19 - Linhas de microcontroladores da STMicroelectronics

(33)

Entre os microcontroladores ARM que atendem à demanda de processamento requerida pelo sistema de controle do motor BLDC encontram-se os Cortex-M3, Cortex-M4 e Cotex-M7, possuindo estes dois últimos uma unidade de DSP integrada (YIU, 2010).

Como um exemplo que apresenta todos os periféricos pode-se observar na Figura 20 o diagrama de um microcontrolador STM32F303, que consiste em um ARM Cortex-M3 com velocidade de 72MHz.

Figura 20 - Diagrama de circuito do STM32F303

Fonte: STMicroelectronics

A Figura 20 foi citada como um exemplo para uma noção básica dos periféricos e processamento de um núcleo ARM, porém existem diversos dispositivos no mercado que atendem perfeitamente os requisitos necessários para o projeto proposto. Durante a etapa de escolha dos componentes serão analisadas mais opções para a escolha correta do microcontrolador.

(34)

3 METODOLOGIA

3.1 TÉCNICAS DE PESQUISA

O referido trabalho possui natureza de pesquisa explicativa com aplicação de método experimental através do desenvolvimento prático de um sistema de controle. Para alcançar os objetivos traçados foi inicialmente realizada uma pesquisa bibliográfica em livros, dissertações e artigos com o objetivo de explorar o funcionamento e técnicas aplicadas ao sistema proposto. Posteriormente será realizado o desenvolvimento de um protótipo para realização de análises práticas e comparação de desempenho de diferentes métodos de controle, caracterizando-se como uma pesquisa experimental.

O desenvolvimento do protótipo seguirá uma sequência de procedimentos aplicados no projeto de circuitos eletrônicos microcontrolados, tais como:

• Estudo do funcionamento do circuito;

• Escolha dos componentes eletrônicos a serem utilizados; • Desenho do diagrama esquemático do circuito;

• Desenho da placa de circuito impresso; • Fabricação da placa de circuito impresso; • Solda dos componentes;

• Programação do microcontrolador; • Testes na plataforma.

Os testes finais têm por objetivo verificar a funcionalidade do sistema proposto e comparar os resultados para variações do controlador implementado, sendo assim uma plataforma que tem por objetivo facilitar o ensino de técnicas de controle e acionamento de máquinas elétricas.

3.2 MÉTODO DE ABORDAGEM

A pesquisa possui caráter quantitativo, permitindo uma comparação numérica dos diferentes resultados obtidos ao final do estudo, desenvolvimento experimental e testes realizados na plataforma de controle com a aplicação dos sistemas propostos durante o decorrer do trabalho.

(35)

4 DESENVOLVIMENTO DO PROTÓTIPO

Neste capítulo é descrito o desenvolvimento do sistema, onde estão abordados a escolha dos componentes, sensoriamento, comunicação, placa de circuito impresso e montagem.

4.1 DADOS DA MÁQUINA

O motor BLDC escolhido para a aplicação consiste na máquina X2212 980KV da fabricante americana Sunnysky e tem sua aplicação principal voltada para quadricópteros de pequeno porte. Os principais motivos para a escolha deste motor são a facilidade de aquisição e sua qualidade construtiva quando comparado com outras fabricantes de máquinas semelhantes. O motor está ilustrado na Figura 21.

Figura 21 - Motor da fabricante Sunnysky

Fonte: Sunnysky.

Os dados da máquina disponíveis pelo fabricante estão apresentados na Tabela 4.

Tabela 4 - Dados da máquina escolhida

Especificação X2212 980KV

Diâmetro do estator 22mm

Número de braços no estator (enrolamentos) 12

Número de polos no rotor 14

Relação média entre tensão e velocidade 980 rpm por volt

Corrente à vazio (10 V) 0,7 A

Resistência do enrolamento 100 mΩ

Corrente contínua máxima 25 A por 30 segundos

Tensão de linha máxima 16,5 V

(36)

Como pode-se observar na Tabela 4, a máquina escolhida apresenta rotações elevadas devido a sua aplicação principal, podendo chegar a velocidade teórica de:

𝑉𝑒𝑙(𝑟𝑝𝑚) = 𝑉 ∗ 𝐾𝑉 , (9)

onde, V é a tensão do motor, KV é a relação média entre tensão e velocidade. Desta forma:

𝑉𝑒𝑙 𝑚á𝑥(𝑟𝑝𝑚) = 16,5 ∗ 980 𝑉𝑒𝑙 𝑚á𝑥(𝑟𝑝𝑚) = 16170 𝑟𝑝𝑚

Outro importante dado apresentado pela fabricante é o número de polos da máquina, sendo imprescindível para o cálculo da velocidade através da frequência, visto que o motor

brushless é uma máquina síncrona e não apresenta escorregamento. Conforme Chapman

(2013), a velocidade de rotação mecânica está em sincronia com a rotação dos campos magnéticos e consequentemente, com a frequência elétrica aplicada, podendo ser determinada por:

𝑛𝑚 =

120 ∗ 𝑓

𝑃 , (10)

onde, 𝑛𝑚 é a rotação mecânica em rpm, 𝑓 é a frequência elétrica aplicada e 𝑃 é o número de

polos da máquina.

Desta forma, para a máquina em questão:

𝑛_𝑚 =120 ∗ 𝑓

14 (11)

A maioria dos controladores utilizados comercialmente com motores brushless de pequeno porte não realizam o controle de corrente e velocidade em malha fechada, o que faz com que a fabricante não disponibilize nenhum catálogo com informações relevantes sobre seus parâmetros de indutância e coeficientes mecânicos, dificultando a modelagem matemática da dinâmica do mesmo. Sendo assim, optou-se pela realização da programação da lógica de acionamento e observação experimental da resposta de velocidade quando aplicado um degrau de corrente.

4.2 ESCOLHA DO SEMICONDUTORES

4.2.1 Chaves De Potência e Driver

Tendo em vista a necessidade de implementação de um inversor trifásico conectado ao barramento com tensão de 12 V optou-se pela simplicidade dos braços utilizando MOSFETs

(37)

canal N como chaves inferiores e MOSFETs canal P como chaves superiores, retirando a necessidade de drivers mais complexos e a aplicação de capacitores de bootstrap.

A busca pelas chaves retornou ótimas opções da STMicroelectronics com excelentes custos-benefícios, entre estes o STD45N10F7 e o STD35P6LLF6, canal N e P respectivamente. Algumas características dos MOSFETs estão apresentadas na Tabela 5.

Tabela 5 - Características das chaves utilizadas

Especificação STD45N10F7 STD35P6LLF6

Canal N P

RDS – Resistência série 14,5 mΩ 25 mΩ

ID – Corrente máxima de dreno 45 A 35 A

VDS – Tensão máxima entre dreno e source 100 V 60 V

VGS – Tensão máxima entre gate e source ± 20 V ± 20 V

QG – Total de carga do gate 25 nC 30 nC

Encapsulamento TO-252 (SMD) TO-252 (SMD)

Fonte: Datasheet STD45N10F7 e STD35P6LLF6.

Uma análise da Tabela 5 permite concluir que os MOSFETs atendem as necessidades do projeto além de apresentarem baixas resistências série e valores de carga de gate reduzidos, o que representa menores perdas no sistema. As chaves também estão disponíveis em encapsulamentos TO-252 de tamanhos reduzidos, conforme a Figura 22, permitindo a miniaturização do projeto.

Figura 22 - Encapsulamento dos MOSFETs utilizados

Fonte: lcsc.com.

Para o acionamento das chaves foi escolhido o circuito integrado TC4424 da Microchip, que consiste em um driver de MOSFET duplo e de alta velocidade, o qual apresenta corrente

(38)

de pico de 3 A por saída e pode ser alimentado com tensões de 4,5 V à 18 V, além de aceitar entradas em nível lógico, ou seja, pode ser conectado diretamente ao microcontrolador, simplificando o desenvolvimento de hardware.

Na Figura 23 está ilustrado o esquemático do circuito de um braço do inversor trifásico incluindo o respectivo driver e resistores shunt para a medida de corrente nas chaves.

Figura 23 - Esquemático de um braço do inversor trifásico

Observa-se na Figura 23 a simplicidade do circuito utilizando MOSFETs superiores de canal P e drivers comerciais, acarretando na redução de componentes externos e consequentemente incrementando a robustez do sistema de potência.

4.2.2 Microcontrolador

Para a realização do controle e acionamento foi escolhido o microcontrolador STM32F401RC, que consiste em um núcleo ARM de 32 bits e alta performance da

STMicroelectronics, possuindo poder de processamento e todos os periféricos necessários à

aplicação. Na Figura 24 pode-se observar o diagrama geral do controlador.

O microcontrolador possui um conversor A/D (analógico/digital) de 12 bits com 2,4 milhões de amostras por segundo e 16 canais, o que é imprescindível para a aplicação, visto que é necessário o sensoriamento das tensões e correntes em cada uma das fases. O ARM conta ainda com um timer de 16 bits específico para a geração de PWM e controle de motores, além da comunicação USB (Universal Serial Bus) Full Speed com taxa de transferência de 12 Mbit/s, que é perfeita para o envio de dados em altas velocidades.

(39)

Figura 24 - Diagrama do STM32F401RC

Fonte: STMicroelectronics

O STM32F401RC conta com um núcleo de processamento ARM Cortex-M4 que pode operar a uma frequência máxima de 84 MHz, que significa a execução de 105 milhões de instruções por segundo, além de contar com unidades de DSP (Digital Signal Processor) e FPU (Float Point Unit) integradas, permitindo maiores velocidades de cálculos com números decimais.

Pensando na redução do tamanho físico da placa de circuito impresso for escolhido o microcontrolador no encapsulamento SMD (Surface Mounting Device) LQFP-64, conforme a Figura 25.

Figura 25 - STM32F401RC no encapsulamento LQFP-64

(40)

Foram desenvolvidos todos os circuitos auxiliares necessários ao correto funcionamento do microcontrolador, incluindo os reguladores de tensão, sistemas de reset, clock, pinos para gravação do firmware e capacitores de desacoplamento alocados próximos aos pinos de alimentação para eliminar os ruídos provenientes da etapa de potência que podem afetar a correta operação do processador. Como o objetivo do trabalho é uma plataforma de desenvolvimento foram disponibilizados acesso a todos os pinos não usados em sensores ou atuadores para possível uso futuro.

O esquemático de circuito referente ao microcontrolador está ilustrado na Figura 26.

Figura 26 - Esquemático referente ao microcontrolador

O circuito conta com dois reguladores de tensão, permitindo maior versatilidade de alimentação, a qual pode ser retirada tanto do barramento de 12 V e regulada para 3,3 V (tensão de operação do microcontrolador), quanto da porta USB. O sistema de potência e de sensores conta com contatos seccionadores, permitindo a retirada da conexão dos mesmos ao microcontrolador caso necessário.

(41)

Na Figura 27 estão descritos os pinos utilizados e suas respectivas funções.

Figura 27 - Pinos utilizados para cada tarefa

Conforme a Figura 27 foram utilizados 6 pinos para a leitura de sinais analógicos de tensão e corrente de cada fase através do conversor A/D, as 6 saídas para o controle de cada chave do inversor de maneira individual e as interfaces de comunicação serial, USB e gravação de firmware.

4.3 SISTEMAS DE SENSORIAMENTO

4.3.1 Sensor de Tensão

Para a implementação da técnica de cálculo da velocidade sensorless e sincronizar o chaveamento com a posição do motor sem sensores físicos é necessária a aquisição das tensões de cada uma das fases, objetivando detectar o ZCP da FCEM e o momento certo para a comutação do inversor. Como as fases são alimentadas com PWM de 12 V, se faz necessária a aplicação de um filtro passa-baixas e um circuito de atenuação para permitir a leitura diretamente no conversor A/D do microcontrolador. O circuito implementado para o sensoriamento das tensões de fase está ilustrado na Figura 28.

(42)

Figura 28 - Circuito de filtro e atenuação das tensões de fase

O circuito da Figura 28 consiste em duas etapas, sendo a primeira um divisor resistivo, determinado por:

𝑉_𝑂= 𝑉𝐼𝑁∗ 3𝑘3

33𝑘 + 3𝑘3 (12)

O divisor foi dimensionado para que mesmo sob a tensão máxima de 12 V na entrada a saída não ultrapasse a alimentação do microcontrolador, deixando ainda uma sobra para possíveis oscilações na alimentação. Portanto a saída de tensão para uma entrada de 12 V é dada por:

𝑉_𝑂 = 12 𝑉 ∗ 3𝑘3

33𝑘 + 3𝑘3 (13)

𝑉_𝑂= 1,091 𝑉

Desta forma fica assegurado que a saída do sensor nunca ultrapassará os 3,3 V de alimentação do conversor A/D.

A segunda etapa do circuito de sensoriamento de tensão consiste em um capacitor acoplado ao divisor resistivo, formando um filtro passa-baixas com a finalidade de retirar as harmônicas da frequência de chaveamento. Analisando o sistema a partir do ponto de conexão dos capacitores observa-se que o mesmo consiste em um filtro RC (resistor - capacitor) de primeira ordem, onde o valor da R equivalente é dado pelo paralelo dos resistores:

𝑅₃||𝑅₈ = 33𝑘 ∗ 3𝑘3

33𝑘 + 3𝑘3 (14)

(43)

Segundo Pertence (2003), a frequência de corte do filtro pode ser calculada como: 𝑓_𝐶 = 1 2𝜋𝑅𝐶 (15) 𝑓_𝐶 = 1 2𝜋 ∗ 3 𝑘Ω ∗ 100𝑛𝐹 (16) 𝑓_𝐶 = 530,52 𝐻𝑧

Para comprovar os cálculos foi realizada a simulação de uma das fases do circuito de sensoriamento no software PSIM e obtida a resposta de ganho apresentada na Figura 29.

Figura 29 - Resposta do circuito de sensoriamento de tensão

Deseja-se trabalhar com velocidades que variam entre 2000 rpm e 7000 rpm, desta forma, a maior frequência aplicada à máquina pode ser calculada com a Equação 11:

7000 𝑟𝑝𝑚 = 120 ∗ 𝑓

14 (17)

𝑓 =7000 𝑟𝑝𝑚 ∗ 14 120 𝑓 = 817 𝐻𝑧

O filtro apresenta uma atenuação de aproximadamente -6 dB para a frequência máxima arbitrada de trabalho, resposta considerada satisfatória, visto que o sinal de tensão tem o único objetivo de proporcionar os pontos de passagem por zero possibilitando o sincronismo do chaveamento, não sendo necessária precisão nas medidas de tensão.

(44)

4.3.2 Sensor de Corrente

O sistema de sensoriamento de corrente foi inicialmente projetado com resistores shunt conectados em série ao inversor trifásico e o barramento de corrente contínua, juntamente com o circuito de amplificação e filtro passa-baixas da Figura 30.

Figura 30 - Filtro e amplificação para sensoriamento de corrente

Segundo Pertence (2003), o ganho em função da frequência para o circuito acima é descrito por:

𝐴_𝑉𝑓 = 1 + 𝑅32/ 𝑅33

√1 + (2𝜋𝑓 ∗ 𝑅32∗ 𝐶29)2

(18)

Observa-se que para baixas frequências o ganho é fixo e dado por aproximadamente:

𝐴𝑉𝑓 = 1 +

𝑅₃₂ 𝑅33

(19)

Para frequências maiores o sistema se comporta como um filtro passa-baixas, tendo o seu corte determinado pela Equação 15:

𝑓_𝐶 = 1

2𝜋𝑅₃₂𝐶₂₉ (20)

𝑓_𝐶 = 1

2𝜋 ∗ 10 𝑘Ω ∗ 10 𝑛𝐹 (21)

𝑓_𝐶 = 1591,55 𝐻𝑧

O filtro foi projetado para não atenuar a frequência de 817 Hz, correspondente a maior velocidade estipulada, atendendo perfeitamente a este requisito, porém o método de resistência

(45)

shunt complicou o controle de corrente, uma vez que não permite a leitura quando as chaves

estão abertas. Para solucionar o problema de aquisição das correntes do motor foram aplicados sensores diretamente conectados nas fases da máquina.

Os sensores de corrente ACS712-30A da Allegro, se mostraram uma boa opção, pois se utilizam do efeito Hall para aquisitar correntes de até 30 A com uma banda passante de 80 kHz, além de integrar todo o circuito de instrumentação e possuir uma saída que permite a conexão direta com conversores A/D de microcontroladores. Na Figura 31 pode-se observar o diagrama interno do sensor.

Figura 31 - Diagrama de blocos ACS712

Fonte: Datasheet ACS712

O ACS712 pode ser inserido na saída do inversor trifásico sem problemas, sendo que realiza a leitura da corrente através do campo magnético induzido e de forma isolada, não apresentando nenhum problema com referência de tensão.

A saída deste sensor possui um offset de tensão de 2,5 V quando a corrente é nula, visando facilitar a leitura em microcontroladores alimentados com 5 V, entretanto o conversor A/D do projeto é operado em 3,3 V, apresentando melhor aproveitamento da faixa de atuação do sensor com offset de 1,65 V. Para corrigir este problema e permitir uma maior banda de leitura foi implementado o circuito da Figura 32, o qual consiste de um capacitor para desacoplar o sinal alternado do sensor do novo valor de offset contínuo determinado pelo divisor de tensão resistivo.

(46)

Figura 32 - Circuito de offset para o sensor de corrente

O valor de tensão do novo offset é dado pelo divisor:

𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 = 𝑉𝐼𝑁∗ 𝑅38 𝑅38+ 𝑅37 (20) 𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 = 5𝑉 ∗ 1,65 𝑘Ω 1,65 𝑘Ω + 3,35 𝑘Ω 𝑜𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 = 1,65 𝑉

Desta forma é possível a leitura de corrente com o sensor ACS712 em um conversor A/D alimentado em 3,3 V aproveitando toda a faixa para valores positivos e negativos do sinal alternado de consumo do motor.

4.4 PLACA DE CIRCUITO IMPRESSO

A finalidade deste trabalho é o desenvolvimento de um sistema de controle completo, composto por todas as etapas de hardware e software necessárias ao objetivo de projeto inicialmente traçado, desta maneira faz-se necessário a elaboração de uma placa de circuito impresso integrando todos os sistemas indispensáveis ao funcionamento da máquina tratados na seção secundária anterior.

Para os componentes escolhidos ao desenvolvimento é necessário o traçado de trilhas extremamente finais e praticamente impossíveis de conseguir fabricando a placa sem os requisitos mínimos de profissionalismo, tendo este aspecto em vista foi decidido realizar o projeto e terceirizar a fabricação com empresa especializada e profissional do ramo.

Na Tabela 6 estão apresentadas as capacidades de produção da empresa comparadas com os requisitos do projeto.

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Tabela 6 - Capacidade de produção e requisitos do projeto da placa de circuito

Especificação Capacidade Requisito

Camadas 1-6 2 (dupla face)

Material FR-4 (fibra de vidro) FR-4 (fibra de vidro)

Dimensões 400 x 500mm (máx) 100 x 100 mm

Máscara de solda Sim Sim

Espessura da placa 0,4 – 2 mm 1,6 mm

Espessura de cobre 1 oz / 2 oz 1 oz

Espessura mínima de trilha 0,0889 mm 0,254 mm

Espaço mínimo entre trilhas 0,0889 mm 0,254 mm

Menor tamanho de furo 0,2 mm 0,35 mm

Em conformidade com a Tabela 6 constata-se que os requisitos de projeto são atendidos pela empresa encolhida para a fabricação da placa de circuito projetada no software Autodesk

EAGLE, a qual está ilustrada na Figura 33.

Figura 33 - Placa de circuito impresso projetada

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As etapas do circuito foram divididas na área da placa de circuito impresso conforme a Figura 33 com o objetivo de simplificar o processo de projeto e traçado das trilhas, além de garantir uma maior imunidade a interferências de um sistema no outro, uma vez que a placa apresenta duas malhas conectadas ao ground (uma em cada face) e interligadas em pontos estratégicos.

4.5 MONTAGEM DO PROTÓTIPO

Dispondo da placa fabricada foi realizada a montagem da mesma em laboratório através do uso de estação de solda e retrabalho para os componentes menores e mais sensíveis ao calor. Uma foto da placa de circuito finalizada pode ser observada na Figura 34.

Figura 34 - Foto da placa montada

A placa montada permite a realização dos primeiros testes de acionamento do motor, contudo se julgou mais adequada a construção de uma plataforma completa incluindo os sensores de corrente e um conjunto com duas máquinas acopladas ao mesmo eixo (motor/gerador) que permitem a variação de carga no motor através da alternância de consumo do gerador. A Figura 35 ilustra a plataforma montada.