RIO GRANDE DO SUL – UNIJUÍ
ANDERSON ANDREI SCHWERTNER
CONVERSOR BOOST OPERANDO COMO CORRETOR DE
FATOR DE POTÊNCIA
Ijuí 2018
CONVERSOR BOOST OPERANDO COMO CORRETOR DO
FATOR DE POTÊNCIA
Trabalho de Conclusão de Curso de Engenharia Elétrica apresentado como requisito parcial para obtenção do título de Engenheiro Eletricista.
Orientador: Prof. Eliseu Kotlinski
Ijuí 2018
Aos meus pais, que jamais mediram esforços para me incentivar e apoiar nesses anos de graduação, fornecendo uma base estruturada para o meu desenvolvimento pessoal e profissional. Agradeço também ao meu irmão, pelo exemplo de dedicação no meio acadêmico, servindo sempre como um modelo de profissional a ser almejado.
Ao meu orientador e professor Eliseu Kotlinski, pela dedicação depositada neste trabalho e na sua profissão como professor, sendo para mim uma inspiração ao longo desses anos como aluno.
A Unijuí e ao GAIC, pelo auxílio na compra de componentes eletrônicos e cessão dos laboratórios, os quais foram fundamentais para a concretização desta pesquisa.
Ao meu colega Leonardo Mai, pelo companheirismo ao longo de 5 anos de curso, tanto dentro como fora da universidade, sempre motivando e contribuindo para o desenvolvimento desse trabalho.
Aos professores Mateus Schonardie e Douglas Camponogara, pela oportunidade de trabalhar como bolsista de iniciação científica e por terem despertado em mim o interesse pela pesquisa.
“All we know about the new economic world tell us that nations which train engineers will prevail over those which train lawyers. No nation has ever sued its way to greatness.” Richard Lamm
Boa parte dos equipamentos elétricos não opera nos padrões de rede alternada, necessitando de uma fonte de alimentação capaz de converter a tensão para os padrões requisitados pelo aparelho. Na maioria dos casos, essas fontes utilizam circuitos retificadores e conversores chaveados, projetados para produzirem as tensões adequadas aos aparelhos. Por se tratarem de cargas não lineares, em casos específicos, essas fontes podem apresentar Fator de Potência na ordem de 0,5 – 0,6, poluindo a rede elétrica com harmônicos, além do elevado consumo de reativos. Este Trabalho de Conclusão de Curso apresenta a implementação de uma técnica de Correção de Fator de Potência, utilizando o conversor Boost no Modo de Condução Crítico, controlado pelo circuito integrado L6562, fabricado pela ST Microelectronics. Este controlador foi escolhido principalmente por atender a norma IEC 61000-3-2, regulação internacional para harmônicos em circuitos monofásicos de baixa tensão. Além disso, possui um driver integrado para acionamento do MOSFET e permite alterações no controle, uma vez que a malha de realimentação é externa ao CI. Essa técnica foi utilizada para melhorar o Fator de Potência de uma fonte de computador, originalmente de 0,53. Pós implementação do circuito, o Fator de Potência da fonte foi elevado para 0,95, sendo compatível com a IEC 61000-3-2 em todas as faixas de harmônicos. Além dessa análise, este trabalho apresenta uma discussão dos problemas causados por harmônicos e pelo baixo Fator de Potência, explorando também outras técnicas para solucionar essas complicações.
Palavras-chave: Eletrônica de Potência. Qualidade de Energia. Correção do Fator de Potência.
Most of the electrical equipment does not operate in alternating current patterns, requiring a power supply able to convert the voltage to the standards required by the devices. In most cases, these power supplies use rectifiers circuits and switched-mode converters, design to provide the proper voltages to the equipment. Because they are non-linear loads, in specific cases, these sources may present a Power Factor around 0.5 - 0.6, polluting the electric grid with harmonics, in addition to the high reactive consumption. This Course Conclusion Work presents the implementation of a Power Factor Correction technique using the Boost converter in the Critical Conduction Mode, controlled by the integrated circuit L6562, manufactured by ST Microelectronics. This controller was chosen mainly because it complies with the IEC 61000-3-2, international regulation for harmonics in single-phase low voltage grids. Furthermore, it has an integrated driver for the MOSFET and allows changes in the control, since the feedback loop is external to the integrated circuit. This technique was used to improve the Power Factor of a computer power supply that was, by default, 0.53. After the implementation of the circuit, the Power Factor was improved to 0.95, also being fully compatible with IEC 61000-3-2 in all harmonic range. Besides this analysis, this work addresses a discussion of the problems caused by harmonics and by the low Power Factor, exploring other techniques to solve these conditions. Keywords: Power Electronics. Power Quality. Power Factor Correction
Figura 1 – Esquemático de um retificador padrão ... 16
Figura 2 – Comparativo entre corrente e tensão de entrada. ... 16
Figura 3 – Comparação entre senoide pura e uma com conteúdo harmônico . 19 Figura 4 – Transformada Rápida de Fourier da corrente distorcida ... 20
Figura 5 – Espectro harmônico de um retificador comum ... 22
Figura 6 – Valores máximos para harmônicos segundo a IEC61000-3-2 ... 25
Figura 7- PFC com filtro indutivo ... 27
Figura 8 – Rede de filtros LC ... 27
Figura 9 – Filtro Valley-Fill ... 28
Figura 10 – Esquemático de um conversor Buck ... 29
Figura 11 – Esquemático de um conversor Boost ... 30
Figura 12 – Esquemático de um conversor Buck-Boost ... 31
Figura 13 – Etapas de operação em CCM ... 33
Figura 14 – Corrente no indutor em CCM ... 33
Figura 15 – Terceira etapa de operação em DCM ... 34
Figura 16 – Curva da corrente no indutor em DCM ... 35
Figura 17 – Corrente no indutor no CrCM ... 35
Figura 18 – Comparação da corrente de entrada nos modos de condução ... 36
Figura 19 – Esquema proposto para o trabalho ... 38
Figura 20 – Estágios de operação de uma PSU ... 39
Figura 21 – Esquema simplificado da interligação entre os estágios ... 39
Figura 22 – Placa original da PSU ... 40
Figura 23 – Placa da PSU modificada para conexão com o PFC ... 41
Figura 24 – Pinos e dimensões do CI L6562... 42
Figura 25 – Placa de potência ... 46
Figura 26 – Placa de controle... 46
Figura 27 – Conexão das placas do PFC ... 47
Figura 28 – Bancada de testes ... 47
Figura 29 – Formas de onda da tensão e corrente da fonte original ... 48
Figura 30 – FFT da tensão e corrente da fonte original ... 49
Figura 31 – Formas de onda da tensão e corrente com PFC ... 50
Tabela 1 – Classes de equipamentos segundo a IEC61000-3-2 ... 25 Tabela 2 – Comparativo da fonte original com a IEC61000-3-2 ... 49 Tabela 3 – Comparativo do PFC com a IEC61000-3-2 ... 51
CA Corrente Alternada CC Corrente Contínua
CCM Continuous Conduction Mode – Modo de Condução Contínuo CI Circuito Integrado
CrCM Critical Conduction Mode – Modo de Condução Crítico
DCM Discontinuous Conduction Mode – Modo de Condução Descontínuo
EMC Electromagnetic Compability – Compatibilidade Eletromagnética EMI Electromagnetic Interference – Interferência Eletromagnética FFT Fast Fourier Transform – Transformada Rápida de Fourier FP Fator de Potência
IEC International Electrotechnical Comission – Comissão Internacional de Eletrotécnicos
INEP Instituto de Eletrônica de Potência KDESL Fator de Deslocamento
KDIST Fator de Distorção
PC Computador Pessoal
PFC Power Factor Correction – Correção do Fator de Potência PSU Power Supply Unit – Fonte para computador
PWM Pulse Width Modulation – Modulação por Largura de Pulso RDS (ON) Resistência Drain-Source do MOSFET
RMS Roots Mean Square – Raiz da Média Quadrática THD Total Harmonic Distortion – Distorção Harmônica Total
1 INTRODUÇÃO ... 10 1.1 DESCRIÇÃO DO TRABALHO ... 11 1.2 MOTIVAÇÃO E JUSTIFICATIVA ... 11 1.3 OBJETIVOS ... 12 1.3.1 Objetivos específicos ... 12 1.4 ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO ... 12 2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA ... 14
2.1 ELETRÔNICA DE POTÊNCIA E QUALIDADE DE ENERGIA ... 14
2.2 ORIGENS ELÉTRICAS DA DISTORÇÃO HARMÔNICA ... 15
2.3 DISTORÇÃO HARMÔNICA E FATOR DE POTÊNCIA ... 17
2.4 EFEITOS CAUSADOS POR BAIXA QUALIDADE DE ENERGIA ... 22
2.5 NORMAS E REGULAÇÕES PARA DISTORÇÃO HARMÔNICA ... 24
2.6 TÉCNICAS PARA CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA ... 26
2.6.1 Correção Passiva do Fator de Potência ... 26
2.6.2 Correção Ativa do Fator de Potência ... 28
2.7 O CONVERSOR BOOST ... 31
2.7.1 Modo de Condução Contínuo ... 32
2.7.2 Modo de Condução Descontínuo ... 34
2.7.3 Modo de Condução Crítico ... 35
2.7.4 Comparação entre os modos de condução ... 36
3 IMPLEMENTAÇÃO DO CORRETOR DO FATOR DE POTÊNCIA ... 38
3.1 FONTE ESCOLHIDA E MODIFICAÇÕES NECESSÁRIAS ... 38
3.2 PROJETO DO CONVERSOR PFC ... 42
3.2.1 Controlador L6562 ... 42
3.2.2 Semicondutores de Potência... 43
3.2.3 Proteção ... 45
3.2.4 Placas de Circuito Impresso Produzidas ... 45
4 DISCUSSÃO DOS RESULTADOS ... 48
5 CONSIDERAÇÕES FINAIS ... 53
1 INTRODUÇÃO
Apesar de o padrão de distribuição de energia elétrica ser na forma de corrente alternada, a grande maioria dos equipamentos elétricos utiliza corrente contínua em pelo menos uma tarefa. Seja em indicadores luminosos, através de leds, ou complexos sistemas eletrônicos, como um computador, os aparelhos alimentados por corrente contínua são predominantes, principalmente nos ambientes residenciais e comerciais.
Para que esses equipamentos possam ser conectados à rede de distribuição, primeiramente é necessário um circuito conversor. De modo geral, o modelo mais utilizado nessas fontes, principalmente nas de baixo custo, é o retificador à diodos com filtro capacitivo. Apesar de cumprir bem a sua função como retificador, fornecendo corrente contínua para a carga, essa topologia apresenta péssimo comportamento no que diz respeito a qualidade de energia.
Por via de regra, os retificadores convencionais poluem o sistema de distribuição de energia com harmônicos1. A implantação generalizada de
eletroeletrônicos em nossa sociedade tornou dos harmônicos um problema sério, causando distúrbios e perturbações perceptíveis até aos usuários mais comuns. Diante disso, há a necessidade de desenvolver retificadores de melhor qualidade, capazes de operar com alto Fator de Potência e menor produção de harmônicos (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 589).
Atualmente, existem diversas normas internacionais que limitam a magnitude dos harmônicos, seja para equipamentos de alta potência, como inversores em plantas industriais, ou para fontes de computador, essas, com potências bem inferiores. Um dos temas abordados neste trabalho é a IEC 61000-3-2, que regula os harmônicos de equipamentos com corrente nominal de até 16 A por fase, conectados a uma rede pública de baixa tensão alternada, de 50 ou 60 Hertz.
1 Tensões e correntes em frequências múltiplas da frequência fundamental, responsáveis por deformações nas formas de onda que se repetem a cada ciclo da rede elétrica.
1.1 DESCRIÇÃO DO TRABALHO
Este trabalho relata o estudo, a implementação e os resultados da aplicação do conversor Boost como Corretor do Fator de Potência em uma fonte de alimentação para computadores. A fonte utilizada como exemplo é de um modelo padrão, de baixo custo, comercializada por diversos fabricantes nacionais, que apresenta baixo Fator de Potência principalmente pela utilização de um circuito retificador com filtro capacitivo na entrada. De fato, toda a entrada de energia da fonte foi removida, sendo substituída pelo conversor proposto, juntamente com a reposição de alguns componentes por alternativas mais eficientes.
Com a utilização desse conversor, buscou-se tornar a fonte compatível com as limitações impostas pela IEC 61000-3-2, transformando-a em um produto apto a funcionar em qualquer rede de baixa tensão. O trabalho objetivou também melhorias de confiabilidade do dispositivo, sendo capaz de absorver perturbações da rede sem perda de performance. Em vista disso, esse projeto pode ser uma alternativa ao buscar equipamentos mais robustos, ou em caso de regulações mais rigorosas para harmônicos e reativos no Brasil.
1.2 MOTIVAÇÃO E JUSTIFICATIVA
Devido a contínua expansão na quantidade de cargas não lineares conectadas à rede, o desenvolvimento de fontes de alimentação pouco poluentes torna-se cada vez mais relevante para o setor elétrico. A produção de harmônicos e o consumo de reativos dessas cargas contribuem para a degradação do sistema como um todo, causando, além da subutilização da infraestrutura, o risco de interferências e mau funcionamento de outros equipamentos conectados à mesma rede, inclusive dispositivos de manobra e proteção (BATARSEH e WEI, 2007, p. 518); (KIRSTEN, 2011, p. 72).
Percebe-se que qualidade de energia é um tema cada vez mais importante, principalmente se considerarmos que a tendência de difusão dos eletroeletrônicos e da Internet das Coisas é cada vez maior. Desta forma, fica clara a necessidade de pesquisas para o desenvolvimento de fontes de alimentação, buscando, além de atender as regulações internacionais, melhorias na performance, no custo e no volume ocupado.
1.3 OBJETIVOS
O objetivo deste trabalho é discutir a implementação do conversor Boost como Corretor do Fator de Potência em uma fonte de computador, substituindo a entrada de energia padrão da fonte pelo conversor proposto, de forma a torná-la compatível com as regulações internacionais de qualidade de energia.
1.3.1 Objetivos específicos
Revisar a bibliografia sobre Fator de Potência e Distorção Harmônica; Revisar a norma IEC 61000-3-2 para a equipamentos da classe D;
Revisar a bibliografia acerca das técnicas existentes para Correção do Fator de Potência;
Construir um protótipo para testes;
Testar o protótipo alimentando um computador, de forma a verificar a compatibilidade com a IEC 61000-3-2.
1.4 ORGANIZAÇÃO DO TRABALHO
Este trabalho está dividido em 5 capítulos principais, organizados da seguinte forma:
Esta Introdução, que busca informar o leitor sobre os temas que são abordados ao longo do trabalho.
No Capítulo 2 é apresentado um estudo teórico, com o objetivo de discutir conceitos relevantes ao trabalho, como a qualidade de energia, os problemas causados por harmônicos e reativos, juntamente com uma análise sobre diferentes topologias para Correção do Fator de Potência.
O Capítulo 3 discorre a respeito do protótipo construído, os componentes utilizados, a fonte de computador escolhida, assim como o modo de interligação utilizado entre a placa desenvolvida e a fonte do fabricante. Por fim, são exibidas imagens demonstrando as placas e as suas conexões.
O Capítulo 4 expõem e pondera sobre os resultados obtidos durante os testes, comparando a fonte original e a modificada com a IEC 61000-3-2, além de confrontar o comportamento do Fator de Potência dos dois casos.
O Capítulo 5 encerra o trabalho, apresentando as considerações finais do autor, juntamente de comentários sobre a performance do protótipo e um breve resumo sobre a problemática abordada.
2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA
Este capítulo apresenta um estudo teórico de conceitos fundamentais para o entendimento do estado da arte em termos de Correção do Fator de Potência. São analisados os efeitos que a utilização de conversores e retificadores com baixo Fator de Potência provocam no sistema elétrico, assim como técnicas para solucionar essas adversidades.
2.1 ELETRÔNICA DE POTÊNCIA E QUALIDADE DE ENERGIA
Dependendo da análise, o termo “qualidade de energia” pode ter diferentes significados. Para os fornecedores de energia, inicialmente essa expressão significava apenas a qualidade do serviço prestado aos consumidores, tendo como referência indicadores de continuidade, tempo de resposta e de satisfação do consumidor. Para os consumidores finais, qualidade de energia significa simplesmente a capacidade de utilizar a energia fornecida da maneira desejada (HALPIN e CARD, 2001, p. 818).
Contudo, os tópicos considerados podem ser bem mais específicos que isso. Para o Instituto de Eletrônica de Potência (Inep) (2016, p. 4), “Uma interpretação mais técnica define qualidade de energia como sendo uma medida de o quão bem a energia elétrica pode ser utilizada pelos consumidores”, levando em consideração efeitos prejudiciais como as distorções harmônicas.
Na maioria dos casos, equipamentos que utilizam segmentos de eletrônica de potência são considerados os grandes causadores de distorções harmônicas. Para Halpin e Card (2001, p. 817), “Eletrônica de potência e qualidade de energia estão rigorosamente conectadas”, uma vez que os efeitos causados por sistemas baseados em conversores chaveados podem produzir problemas operacionais e de vida útil em outros equipamentos.
A eletrônica de potência é definida por Erickson e Maksimović (2004, p. 1) como “O segmento da engenharia que aborda o processamento de potência elétrica usando componentes eletrônicos”. Rashid (2004, p. 1) aprofunda essa definição, destacando a utilização de eletrônicos de estado sólido e técnicas de controle para a realização desse processamento de energia.
Sabe-se que a forma mais conveniente de gerar, transmitir e distribuir energia é em padrões de corrente alternada (CA). Ao longo do século XX, sistemas de energia
em CA foram celeremente introduzidos em indústrias e residências. No entanto, com o rápido desenvolvimento de dispositivos semicondutores, sistemas eletrônicos que operam em corrente contínua (CC) foram produzidos e expandidos, passando a ocupar espaços em todos os setores da economia (BATARSEH e WEI, 2007, p. 518). Neste cenário, a relevância da eletrônica de potência pode ser facilmente constatada, dado que os circuitos que realizam a conversão de CA para CC, conhecidos como retificadores, são resultados do contínuo desenvolvimento desta área da engenharia elétrica.
Além dos retificadores, também são objeto de estudo os conversores CC-CC, inversores CC-CA, gradadores e cicloconversores CA-CA, os quais, devido a constante interrupção da corrente, causada pela comutação dos semicondutores, apresentam comportamento semelhante da corrente de entrada. A forma como esses circuitos produzem harmônicos é discutida na próxima seção deste trabalho.
2.2 ORIGENS ELÉTRICAS DA DISTORÇÃO HARMÔNICA
Atualmente, interfaces utilizando eletrônica de potência são claramente superiores aos tradicionais reguladores lineares. Apesar de serem mais eficientes, o comportamento não linear desses equipamentos drena correntes distorcidas da rede, resultando em altas taxas de Distorção Harmônica Total (THD, do Inglês, Total Harmonic Distortion) e baixo Fator de Potência (FP). Apesar de individualmente cada dispositivo não representar um problema sério, a condição do sistema de distribuição pode ser deteriorada pelo uso massivo de sistemas baseados nessas tecnologias (BATARSEH e WEI, 2007, p. 518).
Na maioria das aplicações, a entrada de energia é na forma de uma tensão senoidal alternada, de 50 ou 60 Hertz (Hz), que é primeiramente convertida para uma tensão contínua. A forma mais comum de implementar esse processo é a utilização de retificadores a diodo de baixo custo, sem a aplicação de técnicas de controle. A tensão CC de saída do retificador deve possuir o mínimo de oscilação possível, para isso, de modo geral são utilizados grandes capacitores, atuando como filtros no lado CC (MOHAN, UNDELAND e ROBBINS, 2003, p. 3-10).
Figura 1 – Esquemático de um retificador padrão
Adaptado de: www.quora.com 2
Ao praticamente remover o comportamento oscilatório da saída, a tensão de barramento CC no capacitor e na carga se manterá próxima do valor de pico de alimentação. Desta forma, só será drenada corrente da rede quando o ciclo se aproximar do seu valor de pico, caso contrário, a tensão de saída sempre será maior que a da rede, não havendo assim fluxo de corrente no sentindo fonte-carga, sendo esta alimentada diretamente pelo capacitor. Esse comportamento é apresentado na Figura 2, sendo a curva em azul a tensão e a curva em vermelho a corrente exigida da rede.
Figura 2 – Comparativo entre corrente e tensão de entrada.
Fonte: Do autor (2018)
Nota-se na Figura 2 o grande desequilíbrio entre as formas de onda de entrada de um sistema retificador a diodos. A esse comportamento é dado o nome de “não linear”, e é dessa relação de desigualdade entre tensão e corrente que surgem as distorções harmônicas. É importante destacar que esse comportamento não é
2 Disponível em: <https://www.quora.com/How-does-a-full-wave-bridge-rectifier-work> Acesso em: 01 de nov. de 2018.
restrito apenas aos circuitos retificadores. Como discutido na seção anterior, no que diz respeito a corrente de entrada, quase todas as topologias de conversores e inversores atuam de forma não linear, seja pela interrupção da corrente em virtude do chaveamento, a existência de um estágio retificador ou ambas as possibilidades.
Além disso, o Inep (2016, p. 5) destaca que o fenômeno da não linearidade também se faz presente em motores e transformadores, devido a saturação do núcleo magnético. Todavia, como esse trabalho busca analisar apenas os casos dentro da eletrônica de potência, motores e transformadores não serão abordados.
2.3 DISTORÇÃO HARMÔNICA E FATOR DE POTÊNCIA
Para entender os efeitos e a definição de distorção harmônica, primeiramente é necessário discutir outro parâmetro que está diretamente ligado ao assunto: o Fator de Potência.
Fator de Potência é um indicador muito importante na engenharia elétrica, em virtude de representar o quão efetiva é a utilização do sistema elétrico como um todo. Além disso, também é capaz de retratar a medida da distorção harmônica da corrente, junto a diferença de fase entre ela e a tensão (BATARSEH e WEI, 2007, p. 518).
O FP sempre terá um valor entre 0 e 1. O caso ideal, em que é unitário, só ocorre para uma carga puramente resistiva, apresentando corrente e tensão em fase além de possuir o mesmo espectro harmônico, isto é, não existente ou idêntico em ambas (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 594).
Para Pomilio (2007, p. 3), FP é definido como “A relação entre a Potência Ativa e a Potência Aparente consumidas por um dispositivo ou equipamento, independentemente da forma que as ondas de tensão e corrente apresentem”. Essa afirmação é representada matematicamente pela Equação 1.
FP = Potência Ativa Potência Aparente= 1 T ∫ Vi(t).ii(t).dt VRMS.IRMS (1) Sendo que:
VRMS = Tensão eficaz da fonte;
𝑉i = Tensão sobre a carga;
𝑖i = Corrente na carga;
𝑇 = Período da tensão de entrada.
Cabe apontar que o FP retrata a eficiência com a qual a energia é transmitida entre uma fonte e a carga, não devendo ser confundindo com a eficiência de um equipamento, que representa quanta energia é desperdiçada nele durante sua operação.
Ghandi e Ezhilmaran (2013, p. 18) enfatizam que, “Em sistemas lineares, a carga drena uma corrente puramente senoidal da fonte, logo, o FP pode ser determinado simplesmente pela diferença de fase (θ) entre a tensão e a corrente”. Desta forma, para sistemas lineares, a Equação 1 pode ser simplificada conforme a Equação 2.
FP = cos(θ) (2)
Todavia, o comportamento não linear dos sistemas de eletrônica de potência faz com que somente a análise da defasagem angular não seja válida. É necessário também examinar os harmônicos de corrente produzidos por esses equipamentos.
Para determinar o Fator de Potência em circuitos que possuem comportamento não linear, considerando que somente a forma de onda da corrente está distorcida, Batarseh e Wei (2007, p. 518), Pomilio (2007, p. 3) e Ghandi e Ezhilmaran (2013, p. 18) propõem a utilização da Equação 3.
FP = Is1,RMS
Is,RMS .cos(θ) (3)
Na qual:
Is1,RMS = Valor eficaz da componente fundamental da corrente;
Is,RMS = Valor eficaz total da corrente;
θ = Diferença angular entre a tensão e a componente fundamental da corrente.
Nota-se que o FP não é mais influenciado somente pela diferença de fase. Existe também uma relação entre a componente fundamental da corrente e o valor RMS (Raiz da Média Quadrática, do inglês, Root Mean Square) total. Para assimilar melhor essa equação, primeiro é necessário entender como os harmônicos influenciam nos valores RMS de corrente.
Arrilaga e Watson (2003, p. 5) definem harmônicos como “Tensões e correntes senoidais em frequências que são múltiplos inteiros da frequência fundamental gerada”. Para o Inep (2016, p. 5), distorção harmônica é “A deformação de forma de onda que se apresenta de forma similar em cada ciclo da frequência fundamental em relação à uma senoide de referência”.
Quando uma fonte de tensão senoidal com frequência definida é aplicada à uma carga linear, a corrente segue a envoltura da tensão, apresentando corrente somente na componente fundamental. Se essa mesma fonte de tensão for então usada em uma carga não linear, a forma de onda da corrente terá um formato distorcido da fundamental pura, apresentando valores em frequências múltiplas da fundamental.
A Figura 3 exemplifica esses dois casos. A curva em azul expressa uma corrente puramente senoidal de 60 Hz, enquanto que a em vermelho exibe a mesma senoide, agora com conteúdo harmônico.
Figura 3 – Comparação entre senoide pura e uma com conteúdo harmônico
Fonte: Do autor (2018)
No intuito de identificar esses harmônicos, a Figura 4 demonstra a Transformada Rápida de Fourier (FFT, do inglês, Fast Fourier Transform) da curva em vermelho da Figura 3. A partir dessa ferramenta, é possível converter a forma de onda para o domínio da frequência, permitindo identificar em que frequências estão situados os harmônicos. Nota-se a presença de correntes nas frequências de 300 e
660 Hz, sendo respectivamente as harmônicas de 5ª e 11ª ordem, uma vez que 5x60 = 300 e 11x60 = 660.
Figura 4 – Transformada Rápida de Fourier da corrente distorcida
Fonte: Do autor (2018)
Os harmônicos de corrente fazem com que o circuito extraia mais corrente RMS da fonte, sem um ganho real de potência ativa, já que a energia só é transmitida para a carga quando tensão e corrente possuem termos na mesma frequência, como mostra a equação 4 (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 591-594).
P = V0I0+ VnIn 2 cos φn-θn ∞ n=1 (4) Visto que:
V0I0 = Valores de tensão e corrente contínua (0 Hz);
VnIn = Valores de tensão e corrente na ordem “n” da frequência
fundamental;
φn-θn = Diferença angular entre a tensão e a corrente na frequência definida por “n”.
Agora é possível entender a afirmação de que o FP retrata a eficiência da utilização do sistema elétrico. Sempre que cargas não lineares são alimentadas pela rede, a presença de harmônicos de corrente aumenta o valor RMS da corrente, ainda que não haja um ganho real de potência ativa. Isso vem de encontro com a Equação 3 previamente apresentada, que afirma que o FP é uma razão entre o valor da corrente
fundamental (sem a presença de harmônicos) e o valor de corrente RMS. Esse parâmetro é conhecido como Fator de Distorção (KDIST).
Além disso, a presença de dinâmica de carga e elementos reativos faz com que a fase dos componentes fundamentais de tensão e corrente divirjam entre si. Devido à característica do termo cos (θ) da Equação 3, sempre que houver uma defasagem angular esse valor se torna se torna menor que 1, reduzindo assim o FP (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 595). Esse critério é conhecido como Fator de Deslocamento (KDESL).
Batarseh e Wei (2007, p. 519) e Erickson e Maksimović (2004, p. 594) sugerem que a Equação 3 seja simplificada utilizando os dois critérios recém definidos, de forma que o FP seja expresso como o produto de dois termos, um representando a defasagem angular, e outro resultante dos harmônicos de corrente. Essa simplificação é descrita pela Equação 5.
FP = KDIST . KDESL (5)
Visto que:
KDIST = Fator de Distorção = Is1,RMS / Is,RMS;
𝐾DESL= Fator de Deslocamento = cos(θ).
Outro parâmetro muito importante e amplamente utilizado na análise de harmônicos é a THD. Erickson e Maksimović (2004, p. 596) especificam THD como “A razão entre o valor RMS da forma de onda, sem incluir a fundamental, e a magnitude RMS da frequência fundamental”. Em outras palavras, THD representa a relação da soma de todas as harmônicas presentes em um sinal em referência a fundamental, sendo matematicamente exposta pela Equação 6.
THD= ∑ In2 ∞ n=2 I12 (6) Sendo que:
In = Corrente na ordem “n” da frequência fundamental I1 = Corrente na frequência fundamental
Agora que FP e THD foram definidos, serão discutidos os problemas causados pela utilização de equipamentos com baixa qualidade de energia, isto é, de baixo FP e/ou alta THD.
2.4 EFEITOS CAUSADOS POR BAIXA QUALIDADE DE ENERGIA
Conforme discutido nos segmentos anteriores, um dos parâmetros representados pelo FP é a eficiência com a qual o sistema de distribuição de energia é utilizado. Para exemplificar essa afirmação, será novamente analisado o caso de um retificador comum com alta capacitância de barramento.
Ao realizar a FFT da corrente de entrada em um retificador desse tipo, nota-se a prenota-sença de harmônicos de baixa ordem com grande magnitude, atingindo valores semelhantes aos da frequência fundamental. Esse comportamento pode ser observado na Figura 5.
Figura 5 – Espectro harmônico de um retificador comum
Adaptado de: Erickson e Maksimović (2004, p. 597)
Apesar de a componente fundamental da corrente estar em fase com a tensão, caracterizando um Fator de Deslocamento próximo da unidade, a amplitude dos harmônicos faz com que o Fator de Distorção seja alto, oscilando em torno de 0,6. Dado que o FP é calculado pelo produto de KDIST e 𝐾DESL, é correto afirmar que, em
circuitos como esse, o FP se manterá com valores próximos de 0,6 (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 597).
Dizer que o FP de um equipamento é menor que 1, significa afirmar que ele consome uma Potência Aparente (S) maior que a Potência Ativa (P) utilizada, reduzindo assim a eficiência do uso da rede, de acordo com a Equação 7.
P = S . FP (7)
No Brasil, a regra geral para dimensionamento de circuitos de baixa tensão é a NBR 5410, produzida pela Associação Brasileira de Normas Técnicas (ABNT). Seguindo esta recomendação, os pontos de tomadas devem ser projetados para 10 ou 20 A. Ao considerar uma tomada de 220 Volts e 10 A, a Potência Aparente disponível no ponto é de 2200 VA (Volt-Amperes). No entanto, se o equipamento conectado possuir FP de 0,6, de acordo com a Equação 7, será possível alimentar apenas uma carga de 1320 Watts (W). Cabe destacar também que a carga real é ainda inferior a esse valor, visto que esse cálculo não considera o rendimento do equipamento.
Todavia, ao analisar um caso em que o aparelho conectados a esse tenha FP 0,95, a carga máxima disponível passa a ser de 2090 W. Verifica-se então o principal problema do baixo Fator De Potência: a subutilização da rede de distribuição.
No comparativo entre os dois casos, o mesmo circuito de 10 A é capaz de alimentar uma carga 60% maior, simplesmente pela diferença no FP das duas. Em vista disso, a utilização de equipamentos com baixo FP faz com que todo o sistema elétrico precise ser sobredimensionado, desde condutores, dispositivos de manobra e proteção, até os transformadores e centrais geradoras, aumentando os gastos com infraestrutura e tarifas do setor elétrico, tanto para as concessionárias quanto para os consumidores.
Outro problema causado pelo baixo FP é o aumento das perdas em condutores e transformadores, visto que o valor RMS da corrente tende a aumentar conforme o FP diminui. Cabe também salientar que os harmônicos de corrente são muito prejudiciais em sistemas trifásicos, especialmente em cargas desbalanceadas, podendo provocar a sobrecarga do condutor neutro (BATARSEH e WEI, 2007, p. 517). O problema mais pertinente da corrente de neutro ocorre em razão dos harmônicos triplos (3, 6, 9, ...), em virtude de que as fases coincidem nessas frequências, de modo que 20% de terceiro harmônico leva a 60% de corrente de neutro. Apesar de terem pouco efeito sobre o valor RMS da corrente de linha, esses
20% provocam uma inesperada, porém significativa, corrente de neutro (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 600).
Além do mais, quando circulam pela rede, os harmônicos de corrente produzem quedas de tensão devido às impedâncias do sistema. Esse comportamento pode provocar deformações e flutuações na forma de onda da tensão, o que por sua vez interfere no funcionamento de outros equipamentos conectados à mesma rede. Os harmônicos de corrente também afetam outros dispositivos através de Interferência Eletromagnética (EMI, do inglês Eletromagnetic Interference), tanto conduzida quanto irradiada, fenômeno que é facilmente percebido em sistemas de telecomunicação por meio de ruídos audíveis (KIRSTEN, 2011, p. 72).
Por fim, Batarseh e Wei (2007, p. 517) enfatizam que, “Devido ao aumento da corrente RMS, os harmônicos podem provocar o acionamento indevido de dispositivos de proteção”, o que muitas vezes é mal interpretado pelos usuários, simplesmente substituindo-os por equipamentos com parâmetros superiores.
2.5 NORMAS E REGULAÇÕES PARA DISTORÇÃO HARMÔNICA
A organização mundialmente reconhecida como a autora de padrões para qualidade de energia é a Comissão Eletrotécnica Internacional (IEC, do inglês International Electrotechnical Comission), localizada em Genebra na Suíça. Ao longo dos anos, a IEC criou uma série de normas, conhecidas como Padrões de Compatibilidade Eletromagnética (EMC, do inglês Eletromagnetic Compability), de forma a combater problemas causados pela má qualidade de energia (ARRILAGA e WATSON, 2003, p. 8).
Com relação à equipamentos com corrente nominal de até 16 A por fase, conectados a uma rede pública de baixa tensão alternada, de 50 ou 60 Hz, a IEC produziu em 1995 a norma IEC61000-3-2, que tem sido revisada e atualizada ao longo dos anos. Essa regulamentação agrupa os aparelhos em quatro classes, baseando-se em critérios como potência consumida, tempo médio de utilização, uso simultâneo e espectro harmônico. Essas quatro classes são organizadas conforme a Tabela 1 (SCHAFFNER, 2006, p. 1).
Tabela 1 – Classes de equipamentos segundo a IEC61000-3-2
Classe A
Equipamentos trifásicos balanceados;
Eletrodomésticos, exceto os identificados na classe D; Ferramentas, excluindo as portáteis;
Dimmers3 para lâmpadas incandescentes;
Equipamentos de áudio;
Todo o resto não incluído nas classes B,C e D. Classe B Ferramentas portáteis;
Equipamento de solda a arco elétrico não profissional. Classe C Dispositivos de iluminação.
Classe D
Computadores pessoais (PC) e monitores para PC; Televisores e receptores.
Nota: Para se enquadrarem na classe D, esses equipamentos precisam ser de 75 a 600 W de potência.
Fonte: Schaffner (2006, p. 1)
É importante destacar que cada classe deve atender limitações para componentes harmônicos máximos diferentes, de acordo com a Figura 6.
Figura 6 – Valores máximos para harmônicos segundo a IEC61000-3-2
Adaptado de: Schaffner (2006, p. 1)
O caso a ser estudado por este trabalho é o de um computador, ou melhor, de uma fonte computacional, que se enquadra na categoria D. Os parâmetros
máximos de harmônicos apresentados na Figura 6 servirão como base técnica para análises de qualidade de energia, antes e depois da implementação da técnica de correção. Essas discussões são apresentadas nos capítulos 3 e 4 deste trabalho.
2.6 TÉCNICAS PARA CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA
Ao longo dos anos, diversas técnicas de filtragem foram desenvolvidas, de modo a reduzir os harmônicos de corrente e melhorar o FP. A essas técnicas se dá o nome de Correção do Fator de Potência (PFC, do inglês Power Factor Correction).
Das, Mohanty e Panda (2015, p. 1) definem PFC como “A técnica para fazer com que a corrente exigida da fonte seja senoidal e em fase com a tensão”. Em consentimento com isso, Aksoy, Sahin e Ting (2006, p. 1) destacam ainda que “Essencialmente, PFC significa reduzir a potência reativa e os harmônicos para o mais próximo de zero possível”.
As técnicas de PFC podem ser divididas em dois grupos principais: topologias passivas e topologias ativas. As duas formas são analisadas nesse capítulo, focalizando especialmente nas técnicas ativas, uma vez que a topologia escolhida para ser implementada se encaixa nessa categoria.
2.6.1 Correção Passiva do Fator de Potência
De acordo com Kirsten (2011, p. 73), “Os métodos passivos de PFC são caracterizados pela adição de elementos reativos que atuam como filtro das componentes harmônicas”. Mohan, Undeland e Robbins, (2003, p. 488) ressaltam que “Capacitores e indutores podem ser utilizados em conjunto com, por exemplo, um retificador, de forma a melhorar a forma de onda da corrente no lado CA”.
Devido à alta confiabilidade e robustez, as topologias passivas são geralmente utilizadas em aplicações de alta potência. A forma mais comum de PFC passivo é o filtro indutivo de entrada, mostrado na Figura 7. Esse circuito é simplesmente um filtro passa baixas, que, dependendo da indutância utilizada, pode apresentar um FP de até 0,9 (BATARSEH & WEI, 2007, p. 521).
Figura 7- PFC com filtro indutivo
Adaptado de: Batarseh e Wei (2007, p. 521)
Outro caso, bastante utilizado na indústria, é a rede de filtros em paralelo com as cargas. São projetados para deixarem passar a componente fundamental enquanto que atenuam harmônicas significativas, como as de 5ª e 7ª ordem. Tais redes são construídas com circuitos ressonantes, sintonizados nas frequências que se deseja filtrar, oferecendo um caminho de baixa impedância para o aterramento (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 622). Um exemplo desse tipo de rede é exibido na Figura 8.
Figura 8 – Rede de filtros LC
Adaptado de: Batarseh e Wei (2007, p. 521)
É importante enfatizar também que, em aplicações envolvendo cargas que produzem poucos harmônicos, muitas vezes é possível eliminar os problemas causados por essas correntes utilizando apenas um único filtro, sintonizado perto da frequência de 5ª ordem (HALPIN e CARD, 2001, p. 825).
Também existem topologias passivas de PFC que utilizam componentes semicondutores. Dalla Costa (2004 apud KIRSTEN, 2011, p. 73) evidencia a diminuição do conteúdo harmônico da corrente de entrada de um retificador comum com base na aplicação do filtro Valley-Fill. A partir da utilização de diodos e
capacitores, essa topologia drena a corrente da rede por um período maior que um simples retificador com filtro capacitivo, melhorando assim os níveis de THD e FP.
Figura 9 – Filtro Valley-Fill
Fonte: Do autor (2018)
Como o tamanho dos componentes reativos é inversamente proporcional à frequência que se deseja filtrar, topologias passivas de PFC geralmente não são recomendadas para aplicações de baixa potência. Além disso, se comparadas às técnicas ativas, de modo geral, as passivas podem apresentar as seguintes desvantagens (BATARSEH & WEI, 2007, p. 521):
FP de no máximo 0,9; Alta THD;
São pesadas e volumosas;
Tensão de barramento não regulada e dependente da rede elétrica; O dimensionamento correto dos componentes passivos geralmente é
difícil;
Defasagem entre a corrente e a tensão, causada pelo indutor na entrada do sistema.
2.6.2 Correção Ativa do Fator de Potência
O princípio básico de operação de um circuito PFC ativo é processar a energia de forma que, quando a potência de entrada for maior que a potência de saída, essa diferença seja armazenada para que ocorra a compensação em outro momento. Nos últimos anos, a utilização de conversores chaveados permitiu o desenvolvimento de
muitos circuitos e métodos de controle para atender normas como a IEC61000-3-2 (BATARSEH e WEI, 2007, p. 522).
Dentre as técnicas ativas de PFC, é predominante o emprego de conversores CC-CC, um dos tipos de conversores chaveados. De acordo com Petry (2001, p. 3), “Esses sistemas são formados por indutores, capacitores e semicondutores de potência, os quais operam como interruptores, tendo como função controlar o fluxo de potência de uma entrada para uma saída”.
Esses conversores apresentam comutação em alta frequência, o que reduz significativamente o volume dos elementos reativos. Essencialmente, as técnicas ativas empregam os seis conversores CC-CC básicos, além de algumas de suas variações. No entanto, as topologias mais utilizadas para PFC são o Boost e o Buck-Boost (BATARSEH & WEI, 2007, p. 522); (KIRSTEN, 2011, p. 72).
De forma a fundamentar o conversor escolhido para esse trabalho, uma breve análise das três topologias básicas CC-CC é apresentada a seguir. São elas Buck, Boost e Buck-Boost.
O conversor Buck (Figura 10), também conhecido como Step-down, é raramente utilizado como PFC, tendo aplicação somente em casos que se deseja uma tensão inferior à de entrada.
Figura 10 – Esquemático de um conversor Buck
Fonte: Kirsten (2011, p. 87)
Mesmo assim, Qian (1997, p. 3) enfatiza que “A presença do interruptor na frente da linha de energia faz com que a corrente de entrada seja naturalmente descontínua”. Além disso, nos momentos em que a tensão de saída é maior que a retificada da rede, uma corrente negativa deveria surgir, o que não é permitido pelos diodos da ponte retificadora. Para Batarseh e Wei (1998, p. 349) “A corrente de entrada é distorcida simplesmente porque o conversor Buck só opera sob a condição
de que a tensão de saída é menor que a de entrada, por consequência, não sendo uma boa opção para PFC”.
Por sua vez, o conversor Boost (Figura 11), ou Step-Up, proporciona uma tensão de saída maior que a de entrada. De acordo com Batarseh e Wei, (1998, p 349) “Contanto que a tensão de saída seja maior que o valor de pico de tensão da linha, a relação entre tensão e corrente é, de certo modo, linear”. Qian (1997, p. 2) realça que “Isso ocorre porque o indutor está sempre em série com o terminal de entrada de linha através do retificador de diodos, o que atenua as ondulações da corrente de entrada e permite uma corrente sem interrupções”.
O conversor Buck-Boost, exibido na Figura 12, é uma topologia abaixadora-elevadora, isto é, trabalha em toda a faixa de tensão de entrada e para qualquer tensão de saída. Essa característica por si própria faria com que, teoricamente, o conversor pudesse ser utilizado em qualquer caso (KIRSTEN, 2011, p. 76).
Figura 11 – Esquemático de um conversor Boost
Fonte: Kirsten (2011, p. 81)
Apesar disso, algumas peculiaridades fazem com que esse conversor abranja um pequeno escopo de aplicações. Um dos principais problemas é em relação a tensão de saída, que é invertida, fazendo com que entrada e saída não compartilhem o mesmo neutro. Outro parâmetro importante é o alto stress elétrico e térmico sob os componentes semicondutores, uma vez que os níveis de tensão são o dobro do que, por exemplo, um conversor Boost, ocasionando maiores perdas por chaveamento, o que limita substancialmente a potência do conversor. Além disso, bem como no conversor Buck, o interruptor está na frente da linha energia, fazendo com que a corrente de entrada seja necessariamente descontínua (BATARSEH & WEI, 2007, p. 523).
Figura 12 – Esquemático de um conversor Buck-Boost
Fonte: Kirsten (2011, p. 76)
Portanto, é correto afirmar que o conversor Boost é o mais adequado para este trabalho, em virtude de que nesta aplicação a tensão de saída precisa ser maior que a de entrada. Qian (1997, p. 2) reitera que “O conversor Boost é o mais indicado para aplicações de PFC, visto que o indutor em série com a entrada de energia possibilita reduzir os picos de corrente, além de facilitar a obtenção de uma corrente contínua da rede”.
Em vista disso, a próxima seção deste trabalho busca discutir aspectos técnicos, como os modos de condução e o comportamento da corrente em um conversor Boost, de forma a entender o funcionamento do sistema como um todo.
2.7 O CONVERSOR BOOST
O conversor Boost é uma topologia bastante popular, sendo amplamente utilizado em fontes de alimentação, uma vez que a tensão de saída é sempre maior, na mesma polaridade e não isolada da entrada. Além disso, o fato de a corrente exigida da rede ser contínua e não pulsante motiva ainda mais a sua aplicação (TEXAS INSTRUMENTS, 1999, p. 1).
A tensão de saída do conversor Boost se eleva conforme a razão cíclica (D) aumenta. A razão cíclica é um parâmetro adimensional entre 0 e 1, representando quanto tempo de um ciclo de chaveamento o interruptor permanece fechado. Para o caso ideal, a tensão de saída tende ao infinito ao mesmo tempo em que D se aproxima de 1. Existem, é claro, limites para a tensão de saída que pode ser produzida por um conversor prático (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 24).
A primeira decisão que deve ser tomada no projeto de um conversor é o modo de condução em que ele irá operar. Os modos de condução dizem respeito ao
comportamento da corrente no indutor durante um ciclo de chaveamento. A topologia Boost pode operar em três formas distintas: Modo de Condução Contínuo (CCM, do inglês Continuous Conduction Mode), Modo de Condução Descontínuo (DCM, do inglês, Discontinuous Conduction Mode) e Modo de Condução Crítico (CrCM, do inglês, Critical Conduction Mode). Uma breve análise dessas três formas é apresentada a seguir.
2.7.1 Modo de Condução Contínuo
Para dar início a análise dos modos de condução, é conveniente que primeiro se entenda as diferentes etapas de operação de um conversor Boost. Essas etapas referem-se ao estado dos componentes semicondutores, isto é, se estão conduzindo ou reversamente polarizados. A Figura 13 exibe as duas etapas que ocorrem no CCM, considerando que o sistema já está em regime permanente.
Como mostra a Figura 13 – a, no primeiro estágio o interruptor “S” está aberto (OFF), fazendo com que a carga e o capacitor sejam diretamente alimentados pela rede. Além disso, parte da energia contida no indutor é fornecida simultaneamente com a rede para esses componentes. A Figura 13 – b exibe o momento em que o interruptor é fechado (ON), dando início ao segundo estágio de operação. Nesse instante, é criado um curto circuito que passa a carregar o indutor através da entrada de energia. Como não há fluxo direto entre a fonte e a carga, esta é alimentada somente pelo capacitor.
Percebe-se que existe um equilíbrio energético que mantém esse circuito funcionando. Caso toda a energia que é descarregada pelo indutor no estágio OFF não seja reabastecida no estágio ON, haverá um déficit de potência disponível para a carga no próximo ciclo de chaveamento. O recíproco também é verdadeiro. Caso toda a energia armazenada no estágio ON não seja liberada para a carga no estágio OFF, esses parâmetros se intensificarão ao longo do tempo, danificando componentes caso um sistema de proteção não seja acionado.
Uma forma simplificada de visualizar essa operação é considerar o indutor como um elemento armazenador de energia. Quando a chave é fechada, energia é adicionada ao indutor. Quando o interruptor é aberto, o indutor e a rede fornecem energia para a carga (TEXAS INSTRUMENTS, 1999, p. 6).
Figura 13 – Etapas de operação em CCM
Fonte: Do autor (2018)
O CCM recebe esse nome porque a corrente no indutor jamais chega a zero. A Figura 14 exemplifica esse comportamento. Durante o subintervalo de carga (TON),
a corrente no indutor aumenta de forma linear, permitindo uma variação calculada pelo projetista. No segundo intervalo, em que a chave é aberta e o indutor descarrega (TOFF), a corrente passa a decair até atingir o valor inicial do ciclo de chaveamento,
quando o processo é reiniciado (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 18).
É importante destacar que a corrente aumenta de forma linear durante TON
porque a tensão aplicada ao indutor é fundamentalmente constante, uma vez que a frequência de chaveamento é muito maior que a da rede. Desta forma, não há uma variação relevante nos níveis de tensão de alimentação durante um ciclo do conversor. Ao analisar a Figura 13 - a, verifica-se que a tensão aplicada sob o indutor durante TOFF passa a ser negativa. Logo, a tendência natural da corrente é tentar fluir
no sentido contrário. Tendo isso em vista, a corrente começa a decair de forma linear, dado que a tensão, apesar de reversa, continua sendo constante (TEXAS INSTRUMENTS, 1999, p. 4-6).
Figura 14 – Corrente no indutor em CCM
2.7.2 Modo de Condução Descontínuo
O DCM surge quando a ondulação de corrente no indutor é maior que o próprio valor de pico, fazendo com que exista uma terceira etapa de operação, na qual a corrente no indutor é zero. A corrente no indutor pode chegar a zero tanto por definição do projetista, que optou por uma indutância pequena, de forma a garantir a operação em DCM, ou por uma alta redução de carga quando operando nos outros modos de condução. Ao se reduzir a carga, consequentemente se reduz a corrente no indutor, podendo fazer com que chegue a zero por alguns instantes do ciclo de chaveamento (ERICKSON e MAKSIMOVIĆ, 2004, p. 107).
A Figura 15 exibe o esquema desse terceiro estado de operação, o qual só ocorre quando o conversor trabalha no DCM. Os estados ON e OFF são, essencialmente, idênticos aos do CCM, sendo o indutor carregado em ON e descarregado em OFF. Entretanto, a energia armazenada no indutor é totalmente descarregada antes do reinício do ciclo de chaveamento. Vale lembrar que a tensão de saída de um conversor Boost é sempre maior que a de entrada, fazendo com que a tendência natural nesse momento seja a inversão do sentido da corrente. Esse fenômeno não é permitido, visto que o diodo passa a estar polarizado reversamente, bloqueando qualquer corrente no sentido carga-fonte. Durante esse tempo, a carga é alimentada somente pelo capacitor de barramento.
Figura 15 – Terceira etapa de operação em DCM
Fonte: Do autor (2018)
A forma de onda da corrente no indutor é exibida na Figura 16. Como a ondulação é maior que o próprio valor de pico, o valor chega a zero durante o estado OFF, dando início ao estágio ocioso. É importante enfatizar que o estágio ocioso faz parte do mesmo ciclo de chaveamento, isto é, a comutação do interruptor só volta a acontecer após o término desse período.
Figura 16 – Curva da corrente no indutor em DCM
Adaptado de: Texas Instruments (1999, p. 8)
2.7.3 Modo de Condução Crítico
O CrCM é geralmente obtido através do cálculo de uma indutância crítica. Como abordado na discussão sobre DCM, o projetista pode definir a indutância de forma a garantir que a variação de corrente seja maior que o valor de pico, o que caracteriza um conversor operando em DCM. Da mesma forma, é possível calcular uma indutância para que a variação da corrente seja exatamente o valor de pico. Quando isso ocorre, há uma mescla entre os dois modos de condução já discutidos, chamado de Modo de Condução Crítico.
A Figura 17 mostra que, bem como no CCM, existem apenas dois estágios de operação. Contudo, a corrente no indutor parte de zero no momento TON,
comportamento idêntico ao DCM. Nesse instante, a chave é fechada e o indutor passa a carregar até atingir um valor definido via projeto, momento em que a chave é aberta, iniciando o processo de descarga. O diferencial se dá pelo fato que, de maneira oposta ao DCM, no momento em que a energia do indutor é totalmente descarregada o ciclo de chaveamento se reinicia. Para a Texas Instruments (1999, p. 7), o CrCM “É uma fronteira entre o modo contínuo e o descontínuo, caracterizado para o próximo ciclo de chaveamento iniciar imediatamente após a corrente chegar a zero”
Figura 17 – Corrente no indutor no CrCM
2.7.4 Comparação entre os modos de condução
Ao comparar DCM com os outros, a sua operação parece bem mais simples que o CrCM, uma vez que pode operar em uma frequência fixa. Para garantir a condição de iniciar o próximo ciclo de chaveamento quando a corrente atinge zero, o CrCM precisa trabalhar em uma frequência variável, em virtude de que a tensão de entrada oscila com o tempo, fazendo com que o tempo de carga e descarga do indutor não seja fixo (INFINEON, 2015, p. 2).
Entretanto, o DCM tem a inconveniência de apresentar os maiores picos de corrente de entrada dos três modos. Isso se dá devido ao tempo em que a corrente é zero. O restante do ciclo de chaveamento precisa compensar a falta de energia desse período, e para isso, acaba exigindo uma corrente maior durante a carga do indutor. O comportamento da corrente de entrada nos três modos é exibido na Figura 18.
Ao comparar o DCM com o CrCM, apesar do controle ser mais fácil, não existe nenhum ganho de performance que justifique a utilização de DCM, uma vez que, como visto na Figura 18, o stress térmico e elétrico dos chaveamentos é muito maior.
Figura 18 – Comparação da corrente de entrada nos modos de condução
Adaptado de: Infineon (2016, p 3)
O modo crítico pode ser considerado como um caso especial do CCM, em que a operação é controlada de forma a se manter na fronteira entre o DCM e o CCM. Os picos de corrente em CrCM são o dobro do valor médio, o que tecnicamente, causaria maiores perdas por chaveamento que se comparado ao CCM. Como todos os ciclos começam com a corrente em zero, as perdas quando a chave é fechada são praticamente eliminadas, melhorando significativamente a eficiência do conversor (INFINEON, 2016, p. 3).
As principais diferenças entre os dois modos estão justamente nas perdas por chaveamento e no perfil de oscilação. De acordo com a Infineon (2016, p. 3), “Devido a economia de energia e maior densidade, o CrCM tem a vantagem em aplicações de
baixa e média potência. Contudo, conforme a potência aumenta, os picos de corrente provocam EMIs difíceis de serem filtrados”. Logo, para essas aplicações, o CCM é o modo mais recomendado.
O conversor a ser construído tem potência nominal de 250 W, baseando-se nessa análise, o Modo de Condução Crítico foi o escolhido para essa aplicação.
3 IMPLEMENTAÇÃO DO CORRETOR DO FATOR DE POTÊNCIA
A proposta deste trabalho é implementação de um conversor Boost como PFC em uma fonte computacional de 250W, conforme o esquema da Figura 19. A fonte escolhida é de fabricação nacional, seguindo um padrão comercial de baixo custo. O autor não busca criticar o fabricante, mas sim analisar os impactos que esse padrão, amplamente utilizado em razão de seu preço, causa na rede.
Figura 19 – Esquema proposto para o trabalho
Fonte: Do autor (2018)
A fonte em si não foi projetada pelo autor, contudo, foram necessárias algumas alterações para que fosse compatível com o estágio de PFC desenvolvido. Essas alterações são apresentadas ao longo deste capítulo. Apesar de o objetivo deste trabalho não ser estudar o funcionamento da fonte, alguns aspectos precisam ser abordados, de forma a entender como ocorre a integração entre o estágio de PFC e a fonte computacional. Para melhor organização do texto, a partir de agora a fonte será referenciada como PSU (do inglês, Power Supply Unit).
3.1 FONTE ESCOLHIDA E MODIFICAÇÕES NECESSÁRIAS
A fonte escolhida tem na entrada de energia um esquema de retificador com filtro capacitivo idêntico ao estudado no Capítulo 2. Em seguida, utiliza-se um inversor meia-ponte para criar uma tensão alternada de baixa tensão, procedimento que reduz expressivamente o tamanho dos transformadores necessários no próximo estágio. Esse transformador tem o terminal do primário conectado aos transistores do inversor, e o secundário à retificadores, filtros e reguladores responsáveis por garantir que todas as tensões de alimentação sejam contínuas e sem ruído para o computador. Um diagrama simplificado desse funcionamento é exibido na Figura 20.
Figura 20 – Estágios de operação de uma PSU
Fonte: Do autor (2018)
O controlador do conversor meia ponte é o WT7520, um CI projetado especialmente para esse tipo de PSU. O controle dos transistores de chaveamento é realizado através de modulação PWM4. Para isso, o CI monitora ininterruptamente as
saídas de 3,3, 5 e 12 V da PSU, de forma a proteger o PC de sub e sobretensões (WELTREND, 2005, p. 2-5).
Deste modo, é possível alterar a tensão CC fornecida ao inversor meia-ponte, visto que o controlador recalculará a razão cíclica necessária para manter as saídas nas tensões desejadas. Esse fator é fundamental para permitir a integração entre o estágio PFC e a PSU, uma vez que a tensão de saída do conversor Boost é necessariamente maior que a retificada de entrada. Uma simplificação do esquema de interligação é exibida na Figura 21.
Figura 21 – Esquema simplificado da interligação entre os estágios
Fonte: Do autor (2018)
É importante destacar que o habitual capacitor de saída do conversor Boost foi substituído por um esquema de capacitores com ponto médio. Esses capacitores
são compartilhados entre os dois conversores, em razão de o meia-ponte precisar dessas referencias para produzir a tensão alternada.
A Figura 22 apresenta a placa original do fabricante, antes de qualquer modificação.
Figura 22 – Placa original da PSU
Fonte: Do autor (2018)
De modo geral, só foram necessárias alterações na entrada de energia e no conversor meia-ponte da PSU. Essas mudanças tiveram como objetivo garantir a compatibilidade elétrica e melhorar a eficiência energética do sistema como um todo. A primeira medida tomada foi a remoção completa da entrada de energia padrão do fabricante. Os diodos retificadores e os dois capacitores eletrolíticos de filtro, responsáveis por produzir a tensão CC de entrada, foram substituídos por uma ponte retificadora encapsulada e um pequeno capacitor de poliéster, ambos posicionados na placa do PFC.
Além disso, como a entrada de energia do sistema passou para a placa do PFC, a chave seletora de tensão e seu respectivo circuito dobrador também foram removidos da PSU.
Nos primeiros testes, os transistores de potência do conversor meia-ponte apresentaram mau funcionamento quando submetidos a tensão de saída do conversor Boost. Apesar de serem identificados com uma tensão reversa de 400 V, esses dispositivos não suportaram os 380 V de saída do PFC, tornando necessária a sua substituição por transistores compatíveis pino a pino, mas com capacidade de bloqueio de 600 V.
Por fim, foram soldados cabos aos terminais de entrada do meia-ponte e do circuito de “5 V stand-by5”. O cabo de alimentação do circuito de 5 V stand-by é
conectado diretamente à rede, antes do estágio de retificação. Como a entrada do inversor é a própria saída do conversor Boost, os cabos realizam a conexão direta dos terminais dos transístores à configuração de ponto médio, saída do estágio PFC.
O resultado final das modificações é exibido na Figura 23.
Figura 23 – Placa da PSU modificada para conexão com o PFC
Fonte: Do autor (2018)
5 Circuito que produz uma tensão de 5V independente. É utilizado pela placa mãe para controlar a PSU mesmo com a fonte/PC desligada.
3.2 PROJETO DO CONVERSOR PFC
A escolha pelo conversor Boost no Modo de Condução Crítico foi fundamentada nas análises do Capítulo 2 deste trabalho. O conversor desenvolvido tem como base o controlador L6562, produzido pela ST Microelectronics. De forma a entender como esse Circuito Integrado (CI) corrige o FP e mantém o conversor no CrCM, uma breve análise é apresentada no próximo segmento desse trabalho. Além disso, também são discutidos os componentes de potência e o sistema de proteção utilizado.
3.2.1 Controlador L6562
O CI L6562 (Figura 24) é um controlador PFC que opera no CrCM através do monitoramento da corrente de entrada. Sua principal aplicação é em pré-reguladores que buscam atender à norma IEC61000-3-2, uma vez que é capaz de proporcionar uma THD aceitável mesmo com variações de carga. Outro fator que motivou sua utilização é a presença de um driver totem-pole6 interno, capaz de fornecer até 600
mA para o acionamento do MOSFET7, interruptor escolhido para esse conversor (ST
MICROELECTRONICS, 2005, p. 1-2)
Figura 24 – Pinos e dimensões do CI L6562
Adaptado de: ST Microelectronics (2005, p 2 e 13)
6 Arranjo de transistores NPN e PNP para fornecer os parâmetros de tensão e corrente adequados ao MOSFET.
7 Metal Oxide Semicondutor Field Effect Transistor, ou, Transistor de Efeito de Campo de Semicondutor de Óxido Metálico
Todas as informações técnicas apresentadas a seguir foram obtidas no Datasheet do fabricante do CI, a ST Microelectronics.
O pino INV é a entrada negativa de um comparador que tem como objetivo calcular o erro da tensão de saída do conversor. A entrada positiva é conectada internamente à um referencial de 2,5 V. Em vista disso, para se ter uma tensão controlada, é necessário apenas implementar um divisor resistivo na tensão de saída, de modo que 2,5 V sejam fornecidos ao pino INV quando o conversor opera com tensão nominal. Por sua vez, o pino COMP é o terminal de saída desse comparador, e é entre ele e o pino INV que deve ser posicionada a malha de controle para garantir estabilidade da tensão de saída.
O pino MULT é responsável por fornecer a referência senoidal da tensão retificada, enquanto que o pino CS monitora a corrente no MOSFET através de uma resistência em série com o mesmo. Esses dois parâmetros são comparados internamente com objetivo de definir o momento em que o MOSFET deve ser desligado, garantindo assim que a corrente de entrada siga a envoltura da tensão, caracterizando um bom FP com baixa THD.
O último pino utilizado como referência no controlador é o ZCD. Este é o responsável por garantir que o conversor se mantenha sempre no CrCM. Para isto, ele monitora a desmagnetização do indutor através de um enrolamento auxiliar. Quando o indutor é desmagnetizado, a corrente é essencialmente zero, o que indica que o próximo ciclo de chaveamento deve ser iniciado.
Por fim, o pino GD, que nada mais é do que a saída do drive totem-pole que deve ser conectada ao terminal Gate do MOSFET. Os pinos VCC e GND são os pinos de alimentação do CI, sendo que GND também serve como retorno para a corrente do driver.
3.2.2 Semicondutores de Potência
Um dos principais componentes em um conversor chaveado é, sem dúvidas, o interruptor de potência, neste caso o MOSFET. A escolha do componente correto para aplicação faz toda a diferença, uma vez que a frequência máxima de operação e as perdas por chaveamento estão diretamente ligadas às especificações técnicas deste componente.
Quando não há um sinal aplicado ao Gate do MOSFET, ou seja, quando ele não está conduzindo, formam-se capacitâncias parasitas entre os terminais Gate e Source e Gate e Drain. Para acionar o MOSFET, colocando-o na região linear, essas capacitâncias precisam ser carregadas até a tensão nominal, o que ocasiona um atraso entre o momento em que o controlador emite o sinal e o momento que o MOSFET está efetivamente conduzindo. Além disso, quando o componente é desativado pelo controle, toda a energia armazenada nos capacitores é perdida, sendo conduzida diretamente para o neutro. Outra fonte de perdas é a resistência entre os terminais Drain e Source (RDS (ON))enquanto o dispositivo está conduzindo,
que aumenta praticamente de forma linear com a temperatura de junção (RASHID, 2004, p. 440-445).
Como o objetivo de um PFC é fazer com que a forma de onda da corrente seja a mais próxima da tensão possível, é fundamental que o MOSFET escolhido tenha um baixo valor de capacitância parasita, de forma a permitir que o chaveamento ocorra corretamente.
Em vista disso, e também pela disponibilidade de mercado, o MOSFET utilizado no protótipo foi o K10A60D, fabricado pela Toshiba, especialmente pela baixa carga necessária nas capacitâncias, sendo de apenas 25 nC (nano-coulombs), apresentando um tempo de acionamento de 77 ns (nano-segundos). Apesar de a RDS (ON) não ser a ideal, os 0,58 Ω não chegam a provocar um superaquecimento do
MOSFET para a corrente desse conversor.
Com relação ao diodo de potência, os fatores importantes são os tempos de recuperação, que dizem respeito a quanto tempo o diodo precisa para passar do estágio de bloqueio para o de condução, e vice-versa. Claramente, quanto menores esses tempos, melhor será a resposta do conversor. Para isso, foi utilizado um diodo do tipo ultrarrápido, modelo STTH5L06, fabricado pela ST Microelectronics, com tempo de recuperação reversa de 65 ns e direta de 150 ns. Esse diodo é capaz de suportar uma tensão reversa de 600 V e uma corrente direta de 5 A, parâmetros suficientes para atender o conversor desenvolvido.
Este mesmo modelo de diodo também foi utilizado como by-pass sob todo o conversor, fornecendo a tensão retificada diretamente para os capacitores do PFC em caso de defeito, fazendo com que, em caso de falha, o sistema opere da maneira original da PSU, isto é, um retificador com filtro capacitivo.
3.2.3 Proteção
Com relação a proteção do circuito, foram utilizados 3 componentes: um fusível, um varistor e um termistor de coeficiente negativo.
O termistor, também conhecido como NTC (do inglês Negative Temperature Coefficient, ou Coeficiente de Temperatura Negativo), é um componente que diminui sua resistência exponencialmente com o aumento da temperatura, sendo utilizado em série com o circuito de potência. Sua função é limitar a corrente inicial no momento em que o conversor é ligado, que pode ser muito alta devido a necessidade de carga dos capacitores. Quando o conversor é ligado, sua resistência é alta e limita a corrente nos primeiros instantes. À medida que corrente elétrica flui pelo circuito, o NTC esquenta e passa a oferecer uma resistência desprezível, com uma pequena queda de tensão sobre si.
O varistor e o fusível são usados em combinação para proteger o circuito de sobretensões e transientes da rede elétrica. O varistor, diferentemente do termistor, é conectado em paralelo com a entrada de energia, logo após o fusível. Assim como o termistor, possui um comportamento não linear de sua resistência, mas varia em função da tensão aplicada nos seus terminais. Operando em tensão nominal, o componente funciona como um circuito aberto. Ao passo que a tensão aumenta, surge uma resistência que provoca uma queda de tensão entre seus terminais, filtrando assim as pequenas oscilações da rede. No caso de sobretensões duradouras, o componente acaba se comportando como um curto-circuito, provocando uma corrente alta que acionará o fusível, desligando o circuito por completo.
3.2.4 Placas de Circuito Impresso Produzidas
O conversor PFC foi dividido em duas placas, sendo uma para o processamento de energia, com os componentes de potência e proteção, e outra para instrumentação e controle, com os componentes lógicos e de aquisição de sinais. Essa decisão foi tomada principalmente para facilitar modificações de controle e a troca de componentes durante os testes experimentais.
A Figura 25 apresenta a placa de potência, com entrada de energia à direita e saída à esquerda.
