PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO FATOR DE POTÊNCIA

(1)

UNIVERSIDADE FEDERAL DO ESPÍRITO SANTO CENTRO TECNOLÓGICO

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA PROJETO DE GRADUAÇÃO

PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR

BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM

CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO

FATOR DE POTÊNCIA

ALAN PANDOLFI MOISÉS

VITÓRIA – ES SETEMBRO / 2005

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PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR

BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM

CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO

FATOR DE POTÊNCIA

Parte manuscrita do Projeto de Graduação do aluno Alan Pandolfi Moisés, apresentado ao Departamento de Engenharia Elétrica do Centro Tecnológico da Universidade Federal do Espírito Santo, para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.

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VITÓRIA –ES SETEMBRO / 2005

PROJETO E DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR

BOOST MICROCONTROLADO OPERANDO EM

CONDUÇÃO DESCONTÍNUA E COM ALTO

FATOR DE POTÊNCIA

COMISSÃO EXAMINADORA:

___________________________________

Prof. D. Sc. José Luiz de Freitas Vieira

Orientador

___________________________________

Prof. D. Sc. Paulo José Mello Menegáz Examinador

___________________________________ Prof. D. Sc. Domingos Sávio Lyrio Simonetti

Examinador

(4)

DEDICATÓRIA

(5)

AGRADECIMENTOS

Agradeço a Deus.

Ao professor e orientador José Luiz, pela ajuda e atenção, que tornou possível a realização deste trabalho.

Aos colegas do LEPAC, em especial, a Renato Orletti.

(6)

LISTA DE FIGURAS

Figura 1.1 -Circuito retificador convencional...7

Figura 2.1 - Conversor Boost alimentando carga resistiva...8

Figura 2.2 -Transistor Tboost é acionado durante t1...8

Figura 2.3 - Indutor Lboost se descarrega através de Dboost em t2...8

Figura 2.4 -Capacitor Cboost passa a alimentar a carga e t3...9

Figura 2.5 - Formas de onda no conversor Boost em condução descontínua...9

Figura 2.6 - Corrente no indutor Lboost e tensão Vs...10

Figura 2.7 - Corrente de entrada do conversor Boost após a colocação do filtro LC...11

Figura 2.8 - Relação da THD com α...11

Figura 4.1-Diagrama de controle da tensão de barramento...22

Figura 4.2 - Microcontrolador PIC16F876...23

Figura 5.1 - Circuito de amostragem da tensão de saída Vo...25

Figura 6.1- Forma de onda de corrente e tensão do circuito retificador convencional mostrado na figura 1.1...26

Figura 6.2 - Razão cíclica e corrente no indutor Lboost ...27

Figura 6.3 - Tensão nos terminais do MOSFET e corrente no indutor Lboost...28

Figura 6.4 - Tensão de entrada do conversor e corrente no indutor Lboost...28

Figura 6.5 - Tensão de entrada e corrente de entrada do conversor...29

Figura 6.6 -Variação da tensão de saída Vo para uma variação da carga de 10% a 100% nas situações de alimentação do conversor em 120VRMS e 230VRMS...30

Figura 6.7 - Inserção abrupta de carga...31

Figura 6.8 - Retirada abrupta de carga...32

(7)

SUMÁRIO DEDICATÓRIA...I AGRADECIMENTOS ...II LISTA DE FIGURAS...III SUMÁRIO...IV RESUMO...VI 1 INTRODUÇÃO ... 7

2 DESCRIÇÃO DO FUNCIONAMENTO DO CONVERSOR BOOST OPERANDO EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA...08

3 DETERMINAÇÃO DOS COMPONENTES ... 12

3.1 DETERMINAÇÃO DA INDUTÂNCIA Lboost ...12

3.2 DETERMINAÇÃO DO FILTRO DE ENTRADA...18

3.3 ESCOLHA DOS SEMICONDUTORES...…………...…..…..…...20

3.3.1 - MOSFET utilizado... .20

3.3.2 - Diodo Boost utilizado...21

3.3.3 - Diodos utilizados na ponte retificadora...21

3.4 CAPACITOR DE SAÍDA...21 4 CIRCUITOS DE CONTROLE ... 22 4.1 ESTRATÉGIA DE CONTROLE ... 22 4.2 O MICROCONTROLADOR ... 23 5CIRCUITO DE AMOSTRAGEM ... 25 6 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ... 26

6.1- ENSAIO DA PONTE RETIFICADORA CONVENCIONAL ... 26

6.2- ENSAIO DO CONVERSOR BOOST SOB CONDIÇÕES NOMINAIS DE FUNCIONAMENTO ... 27

6.3- ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA VARIAÇÕES DE CARGA 30 6.4- ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA RETIRADA/INSERÇÃO ABRUPTA DE CARGA ...30

6.4.1 - Inserção abrupta de carga...31

(8)

7 CONCLUSÕES ... 33

ESQUEMA ELÉTRICO DO CONVERSOR BOOST ... 34

ANEXO A - Tabela para fios esmaltados...35

ANEXO B - Programa utilizado no microcontrolador...36

ANEXO C - Discretização do controlador PI utilizado no programa...39

(9)

RESUMO

Este trabalho teve como objetivo o projeto e o desenvolvimento de um conversor Boost microcontrolado, operando em condução descontínua de corrente e proporcionando alto fator de potência para a rede de alimentação. O conversor é capaz de fornecer um tensão contínua regulada em 380V a uma carga de potência máxima de 100W, a partir da rede de alimentação universal, ou seja, com tensão variando de 127Vrms - 10% à 220Vrms +10%.

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1 – INTRODUÇÃO

Quando se implementa um controle de tensão sobre uma carga, seja através

da variação do ângulo de disparo de um SCR, seja através de circuitos que utilizam ponte retificadora para cargas que operam com tensão contínua, ou qualquer outra aplicação eletrônica, deve-se preocupar com o surgimento de harmônicos na rede elétrica, gerados através da distorção da forma de onda da corrente. Isto é bastante indesejável, pois afeta o fator de potência. Para alimentar cargas que operem com tensão continua é muito comum fazê-lo utilizando somente a ponte retificadora com quatro diodos, como mostrado na figura 1.1, a qual gera uma forma de onda contínua pulsante. Entretanto, este circuito apresenta desvantagens, pois durante os momentos em que a tensão do capacitor é maior que a tensão da rede, não há circulação de corrente na fonte, descaracterizando sua forma senoidal, o que contribui significativamente para a formação de harmônicos para a rede elétrica. A utilização do conversor Boost pode vir a solucionar este problema, executando um chaveamento em alta freqüência e juntamente com a filtragem da corrente, tornando a corrente na rede elétrica praticamente senoidal e garantindo um alto fator de potência.

figura 1.1a figura 1.1b

Figura 1.1 - (a) Circuito retificador convencional

(b) Formas de onda típicas de tensão e corrente

~

CARGA

~

CARGA Vrede,Irede t Vrede Irede Vrede,Irede t Vrede Irede Vrede,Irede t Vrede Irede

(11)

2 - DESCRIÇÃO DO FUNCIONAMENTO DO CONVERSOR BOOST EM CONDUÇÃO DESCONTÍNUA:

O conversor Boost é um conversor elevador pertencente à classe dos

Choppers, conversores CC-CC e é apresentado na figura 2.1:

Figura 2.1 - Conversor Boost alimentando carga resistiva

Durante o tempo t1, o transistor Tboost está em condução fazendo com que o

indutor Lboost se carregue como mostrado na figura 2.2:

Figura 2.2 - Transistor Tboost é acionado durante t1

Lboost

(12)

A tensão de saída do Boost V0, é maior que a tensão de entrada VS, por isto Dboost conduz somente durante o tempo t2 em que Lboost se descarrega, voltando, a partir deste intervalo de tempo, a ficar reversamente polarizado. Após isto, como a condução é descontínua, não há circulação de corrente na fonte (tempo t3), pois Dboost se encontra reversamente polarizado e o transistor ainda não entrou em condução.

A carga passa a ser alimentada pela energia armazenada no capacitor C0. A figura 2.4 mostra esta situação.

Figura 2.4 - Capacitor Cboost passa a alimentar a carga e t3

A figura 2.5 mostra as formas de onda geradas no conversor Boost operando em condução descontínua:

Figura 2.5 - Formas de onda no conversor Boost em condução descontínua

t sen V t Vs()= P ω (2.2)

Como a tensão VS é senoidal, o valor atingido por ILboost, varia seguindo a envoltória de VS com mostrado na figura 2.6 abaixo:

Figura 2.6 - Corrente no indutor Lboost e tensão Vs

Os ciclos apresentados na figura 2.6 são ilustrativos, pois como o chaveamento do transistor ocorre a uma freqüência de 50kHz, com o período T, de 20μs, e o semi ciclo da rede elétrica, ocorre em 8,33ms, sendo assim, há cerca de 416 ciclos do conversor boot em um semi ciclo da rede.

Para evitar que a corrente na entrada do conversor seja a mesma de Lboost,

(14)

capacitor Cfiltro, mostrados no circuito da figura 2.1, para atenuar as componentes de alta freqüência e assim conseguimos fazer com que a corrente da fonte seja aproximadamente senoidal, com freqüência de 60Hz, como mostrado na figura 2.7.

Figura 2.7 - Corrente de entrada do conversorBoost após a colocação do filtro LC.

A relação M = Vo/Vp , influencia na forma de onda da corrente da rede, de

forma que quanto maior seu valor, mais senoidal será a corrente e menor será a TDH, distorção harmônica total. Sendo α = 1/M, tem-se na figura 2.8, obtida em [4], a relação entre a TDH e α :

Figura 2.8 – relação da THD comα

Vs ILboost , ILboost Vs

t

IREDE IREDE Vs ILboost , ILboost Vs

t

IREDE IREDE

(15)

3 - DETERMINAÇÃO DOS COMPONENTES.

O conversor a ser implementado, deve atender às seguintes características: • Potência nominal = 100W

• Freqüência de chaveamento = 50KHz • Tensão de saída Vo = 380V

• Tensão de alimentação = 127VRMS-10% ≤ tensão da rede ≤ 220VRMS+20%

3.1 - DETERMINAÇÃO DA INDUTÂNCIA Lboost :

Através da referência [1], calculamos o valor da máxima razão cíclica para garantir a condução descontínua no conversor Boost.

M M dmax= −1 , (3.1) onde : d é a razão cíclica e M é a relação:

M= V0_V_Ρ. (3.2)

Sendo V0= 380Vcc e Vs estando em seu valor máximo (220√2 + 10% = 342,24V), tem-se no limite da descontinuidade :

M = 1,11

d max= 0,1.

(16)

0 0 boost 2 Lpar d² V = L P f M sw× × × × × _(3.3)

Onde fsw é a freqüência de chaveamento do conversor e Po é a potência de

saída.

Onde, Lpar é a indutância parametrizada e ainda de acordo com a referência [2]: 92 , 0 48 , 0 − = M Lpar , para 1,1 < M < 6 , (3.4)

Assim sendo, para M=1,11:

Lpar = 2,523.

Logo:

Lboost = 328μH

Para a confecção da indutância Lboost, faz-se uso das equações (3.5), (3.6) e (3.7) a seguir, mostradas em [3], onde serão dimensionados o núcleo, o número de espiras e a espessura do entreferro, respectivamente:

[ ]

4 max max 4 10 cm J B K I I L Aw Ae w ef pk × × × × × = × (3.5) e pk A B I L N × = × × max 4 10 _(3.6)

[ ]

cm L Ae N Ig 2 0 2_× _× _×₁₀− = μ , (3.7) onde:

Ae – área efetiva da perna central do núcleo (cm2_);

(17)

N – número de espiras a serem utilizadas;

Ig – entreferro;

Ipk – corrente de pico máxima (A); Ief – corrente eficaz (A);

Kw – fator de enrolamento;

Bmáx – máxima densidade de fluxo magnético ( T ); Jmáx – máxima densidade de corrente (Acm2)

Para aplicação das equações anteriores, é necessário o calculo das correntes de pico (Ipk boost), e eficaz (Ief boost), que será realizado através das equações de

(3.8) a (3.15), apresentadas em [4]: M 1 = α (3.8) pico V V M = 0 (3.9)

A condição de máxima corrente ocorre quando a tensão Vs é mínima (Vs = 127Vrms– 10%), para uma mesma potência de saída Po = 100W.

Portanto: 03 , 2 9 , 17 2 127 380 ₌ − = M e

(18)

423 , 0 = α boost sw pk L f V K × × = π 2 ' (3.10) 56 , 1 328 50 2 9 , 17 2 127 ' = × − = × μ π k K ⎥⎦ ⎤ ⎢⎣ ⎡ + − + − − = π −_α α α α π 1 2 ₂ 1 2 2 sen Y (3.11) 17 , 1 432 , 0 2 432 , 0 1 432 , 0 2 432 , 0 2 1 2 ⎥⎦= ⎤ ⎢⎣ ⎡ + − + − − = − sen Y π π Y d K V P₀boost= 0× '× 2× (3.12) Resultando em: 379 , 0 max 17 , 1 56 , 1 380 100 ' 0 0 = = = × × × × d Y K V P d boost boost sw d pk Lboost pk L f V I × × = (3.13) μ 328 50 379 , 0 161 × × = K IpkLboost A IpkLboost=3,72

(19)

(

)

⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ + − − − + + − = ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ − × × π α α α α α α π α 1 2 2 2 2 ₂ 1 2 1 1 2 1 2 sen Z (3.14) 08 , 1 = Z Z L f d V I boost sw S Lboost ef × × × × × = π α 2 2 (3.15) 08 , 1 328 50 2 432 , 0 379 , 0 380 2 × × × × × = μ π K IefLboost A Ief Lboost=0,64

Devido ao núcleo de ferrite suportar uma indução Bmax = 0,3 T a baixas

freqüências e o cobre, max 450 2

cm A

J = , foi adotado para o dimensionamento de

Lboost: T Bmax=0,15 2 300 max cm A J = 7 , 0 = Kw ,

devido o fato de serem de grande amplitude, os picos de corrente na indutância. Com os valores obtidos de Lboost , Ipk boost , Ief boost , obtém-se através de (3.4):

[ ]

4 4 300 15 , 0 7 , 0 10 64 , 0 72 , 3 328 cm Aw Ae × × × × × = × μ 4 2479 , 0 cm Aw Ae× = ,

(20)

Com base nos modelos apresentados em [6]:

Adotou-se o núcleo EE-30/14, o qual apresenta ₁_,₀₂ 4

cm Aw

Ae× = .

Como _{1 cm}_,₂ 2

Ae= , a partir da equação (3.6), obtem-se:

94 , 79 2 , 1 15 , 0 10 72 , 3 328 4 = × × = μ × N Sendo adotado N = 79 espiras.

Utilizando o valor de N na equação (3.7), resulta:

[ ]

cm N Ig μ π 328 10 6 , 0 10 4 7 2 2 − − × × × × = Ig = 0,24 cm.

Foi utilizado o fio 22 AWG, escolhido com base na corrente eficaz do indutor. Veja no anexo A, a tabela para fios esmaltados.

Obs: foi utilizada relação direta para conversão da capacidade de corrente dos condutores, para o valor adotado de 300A/cm², pois a tabela é dada em 450A/cm².

Para o indutor Lboost, tem-se:

• Núcleo: EE-30/14;

• Número de espiras: N = 79; • Entreferro: Ig = 0,24 cm. • Fio 22 AWG.

(21)

3.2 - DETERMINAÇÃO DO FILTRO DE ENTRADA:

Devido ao chaveamento ocorrer em freqüência relativamente alta (50kHZ) em relação à freqüência da rede elétrica, faz-se necessário o uso de um filtro na entrada do circuito. O cálculo do filtro se dá através do valor recomendado em [5]: f f sw C L f × ≥ π 2 1 10 (3.15)

Deve-se utilizar na saída da ponte retificadora, uma capacitância de baixo

valor, da ordem de poucos micro Fa

rads, para não comprometer a forma de onda da tensão Vs (contínua pulsante). Utilizando Cf =0,8uF, de acordo com (3.15), resulta:

L f = 1,26mH.

Assumindo que a corrente que passa por Lf é aproximadamente senoidal, e considerando o caso da tensão de alimentação ser VREDE = 127VRMS -10%, a corrente eficaz do Ief filtro pode ser obtida de:

% 10 127 − = RMS in filtro ef P I (3.16)

Assumindo um rendimento de 90% para o conversor Boost, chega-se a :

7 , 12 127 9 , 0 − = o filtro ef P I 3 , 114 9 , 0 100 = filtro ef I

(22)

A Ief filtro=0,972 filtro ef filtro pk I I = 2× (3.17) A Ipk filtro=1,37

Adotando os valores de Bmax = 0,3 T e max 450 2

cm A

J = , já que o filtro

opera em baixa freqüência, tem-se da equação (3.4):

4 4 450 3 , 0 7 , 0 10 97 , 0 37 , 1 26 , 1 cm m Aw Ae × × × × × × = 4 1764 , 0 cm Aw Ae× =

Com base nos modelos apresentados em [6]:

foi adotado o núcleo EE- 25,

que apresenta ₀_,₂₃₅₀ 4

cm Aw

Ae× = ,

e sendo _Ae₌₀_,₃₉₉_cm2_.

Utilizando os valores de Ae, Ipk filtro, Bmax e Lf na equação (3.6), checa-se a:

N = 144,21

(23)

Utilizando os valores de N, μo, Ae e Lf na equação (3.7), obteve-se:

Ig = 0,0825 [cm].

Foi utilizado o fio 23 AWG escolhido de modo análogo ao utilizado no ítem 3.1 para Lboost.

Para o Indutor de filtro, obteve-se:

• Núcleo: EE-25;

• Número de espiras: N = 144; • Entreferro: Ig = 0,0825 cm. • Fio 23 AWG.

O capacitor de filtro, deve suportar uma tensão superior á tensão de saída da ponte retificadora, Vs, de no máximo, 230V.

Para o capacitor de filtro, obteve-se: • Tipo - polipropileno;

• Máxima tensão de operação = 400V; • Capacitância = 0,8μF.

3.3 - ESCOLHA DOS SEMICONDUTORES

O MOSFET Tboost, e o diodo Dboost foram escolhidos de forma a suportar:

• uma tensão de dreno fonte superior à do barramento; • uma corrente superior á ILboost;

• a freqüência de chaveamento do conversor de 50kHz.

3.3.1 - MOSFET utilizado

O MOSFET escolhido foi o IRF740, que apresenta as seguintes características:

(24)

• máxima tensão dreno-fonte - VDS máx = 400V

• corrente eficaz máxima - Ief máx =6,3A a 100°

• corrente de pico repetitiva máxima - IDS RM = 40A

• tempo de entrada em condução – ton = 15ns

• tempo de bloqueio toff = 52ns

3.3.2 – Diodo Boost utilizado

O diodo boost escolhido foi o HFA08TB60 • máxima tensão reversa – VRmáx =600V • corrente média máxima – IFmáx =8A

• corrente de pico repetitiva máxima IFRM=24A

• tempo de recuperação reversa trr = 55ns

3.3.3 – Diodos utilizados na ponte retificadora

Os diodos da ponte retificadora devem suportar a corrente eficaz de entrada máxima do conversor, o que ocorre para a operação em 127Vrms -10%(0,972A calculada em 3.2). O diodo escolhido para a ponte foi o 1N5404, que apresenta as seguintes características:

• máxima tensão RMS – VRMS = 280V • corrente média máxima – IFmáx = 3A

• máxima tensão repetitiva de pico reversa= 400V •

3.4 - CAPACITOR DE SAÍDA:

O capacitor de saída deve suportar uma tensão superior à tensão do

barramento. Foi utilizado um capacitor: • tipo - eletrolítico

• máxima tensão de operação = 400V • capacitância = 330μF

(25)

4 - CRCUITOS DE CONTROLE

4.1- ESTRATÉGIA DE CONTROLE

O conversor tem seu chaveamento controlado por um microcontrolador PIC16F876da Microchip, apresentado em 4.2, através do método de modulação por largura de pulso (PWM), que faz variar a razão cíclica do conversor Boost, de acordo com a variação da tensão de saída.

O programa, implementado em linguagem “C” (ver ANEXO B), realiza a equação (4.1) (ver no ANEXO C, o desenvolvimento obtido da referência [9]), de um controlador PI (proporcional integral):

u(k) = u(k-1) + k1.e(k) + k2.e(k-1), (4.1) onde:

u(k) - valor discreto da saída do PWM; u(k) - saída anterior;

e(k) - erro entre a saída e referência; K1 e K2 - constantes.

A saída u(k) é o valor que irá determinar a razão cíclica do conversor, corrigindo assim o tempo t1, de carregamento do indutor (ver figura 2.2), de acordo com variações da tensão de saída. Essas variações aconteceriam por exemplo, no caso da tensão da rede de alimentação variar (o conversor funciona para 127Vrms -10% ≤ VREDE ≤ 220Vrms +10%). Conversor Boost Referência e(k) K1 K2 U(k) Ζ−1 Ζ−1 Conversão A/D feita pelo microcotrolador Tensão de barramento Conversor Boost Referência e(k) K1 K2 U(k) Ζ−1 Ζ−1 Conversão A/D feita pelo microcotrolador Tensão de barramento

Figura 4.1-Diagrama de controle da tensão de barramento Controlador PI

(26)

Uma amostra da tensão do barramento é coletada pelo circuito de amostragem de forma a variar de 0 a 5V para uma variação da tensão de saída V0 de 280 a 400Vcc. Esta amostra é convertida para um valor digital, no conversor interno do microcontrolador PIC. Este valor é comparado com a referência binária contida no programa (11100001) que equivale à 4,42V, valor que corresponde a tensão sobre R1(resistor do circuito de amostragem da fig. 5.1)

para V0 = 380V (valor da tensão de saída desejada para o conversor). Da

diferença entre o valor convertido em binário para o valor de referência do programa, é gerado um erro e(k), que através das constantes K1 e K2, gera a saída

u(k). Uma palavra binária, correspondente à u(k) do digrama da figura 4.1, passa a determinar a razão cíclica (d), que digitalmente varia de 00000000 a 11111111 (0 a 100% de tempo do período T, que Tboost se mantém ativado).

4.2 - O MICROCONTROLADOR

O diagrama mostrando as funções dos terminais do microcontrolador

PIC16F876 da Microchipé apresentado na figura 4.2

(27)

A seguir, são destacadas as principais características do microcontrolador

PIC 16F876:

• terminais = 28

• tensão de funcionamento: 2,0V a 5,5V • memória de programa: 8K x 14 bits; • memória RAM: 368 bytes;

• temporizadores: Timer 0, Timer 1, Timer 2; • saídas de PWM: CCP1 e CCP2;

• conversor A/D interno: 10 bits

(28)

5 - CIRCUITO DE AMOSTRAGEM

Para obter uma amostra da tensão de saída, foi utilizado um circuito à base de

diodos Zener de 56V, que garantem uma tensão total de 280V. Desta forma, resulta sobre o divisor de tensão da entrada do microcontrolador PIC apenas 120V. Esta é uma tensão relativamente baixa, que possibilita a utilização de resistores de baixa potência.

Figura 5.1 – Circuito de amostragem da tensão de saída Vo

O divisor de tensão formado por R1 e R2, foi dimensionado para que a tensão

sobre R1, que será a amostra de Vo, varie de 0 a 5V para uma variação da tensão de saída do conversor Boost (Vo), de 280 a 400 V.

Quando a tensão Vo=380V, que é a tensão desejada para a saída do conversor, a tensão sobre R1 é 4,42V. Utiliza-se o conversor A/D interno do microcontrolador PIC para realizar a conversão, correspondente a valores binários que variam de 00000000 a 11111111, correspondente a variação da tensão analógica de 0 a 5V.

Para limitar a tensão gerada por este circuito na entrada do microcontrolador, foi utilizado um diodo Zener de 5,1V.

310 V V0 R2=15K8Ω R1=732Ω AMOSTRA V0 5 x 62V 5,1V MICROCONTROLADOR 310 V V0 R2=15K8Ω R1=732Ω AMOSTRA V0 5 x 62V 5,1V MICROCONTROLADOR 5 x 56V 310 V280V V0 R2=15K8Ω R1=732Ω AMOSTRA V0 5 x 62V 5,1V MICROCONTROLADOR 310 V V0 R2=15K8Ω R1=732Ω AMOSTRA V0 5 x 62V 5,1V MICROCONTROLADOR 5 x 56V 280V

(29)

6 - RESULTADOS EXPERIMENTAIS

6.1 - ENSAIO DA PONTE RETIFICADORA CONVENCIONAL

Primeiramente foi obtida a forma de onda da corrente da fonte de alimentação quando foi empregada uma ponte retificadora convencional mostrada na figura 1.1, alimentando uma carga resistiva. O resultado obtido é mostrado na figura 6.1:

figura 6.1a figura 6.1b

Figura 6.1-Forma de onda de corrente e tensão do circuito retificador convencional mostrado na figura 1.1 Na figura 6.1a, operação em 127Vrms e na figura 6.1b, operação em 220Vrms

Escalas : canal 1-tensão: 100V/div - canal 2-corrente: 1A/div - escala de tempo: 2ms/div

O circuito apresentou:

Para operação em 127Vrms:

• fator de potência (FP) = 0,470

• distorção harmônica total (THD) = 197 % Para operação em 220Vrms:

• fator de potência (FP) = 0,382

• distorção harmônica total (THD) = 239 % ,

medidos através do analisador de potência PM 3000 A. Os resultados apresentam alto conteúdo harmônico e baixo fator de potência, principalmente pela forma de onda de corrente apresentar um formato bem distante da forma de onda senoidal.

Tensão da rede

Corrente da rede

Tensão da rede

(30)

6.2 - ENSAIO DO CONVERSOR BOOST SOB CONDIÇÕES NOMINAIS DE FUNCIONAMENTO.

Os ensaios a seguir, foram realizados com variações gradativas da tensão de

alimentação de 127Vrms à 220Vrms, com 100% da carga (Ro=1444Ω), que são as condições nominais de funcionamento do conversor.

A figura 6.2, mostra, no canal 1, a razão cíclica (forma de onda na saída do PWM) e no canal 2, a corrente no indutor Lboost. A figura 6.2a, apresenta as

formas de onda para operação em 127Vrms e na figura 6.2b mostra as formas de onda para a operação em 220Vrms:

,

Figura 6.2a Figura 6.2b Figura 6.2 - No canal 1, a razão cíclica e no canal 2, a corrente no indutor Lboost . Na figura 6.2a, operação para alimentação de 127VRMS do conversor

Na figura 6.2b, operação para alimentação de 220VRMS do conversor

Escalas : canal 1-tensão: 10V/div - canal 2- corrente: 2A/div - escala de tempo: 4μs/div

A figura 6.3 mostra no canal 1 a tensão nos terminais do MOSFET, e no canal 2, a corrente no indutor Lboost. A figura 6.3a, apresenta as formas de onda

para operação em 127Vrms e a figura 6.3b, as formas de onda para a operação em 220Vrms:

Razão cíclica

Corrente em Lboost

(31)

Figura 6.3a figura 6.3b

Figura 6.3 - canal 1: tensão nos terminais do MOSFET - canal 2: corrente no indutor Lboost . Na figura 6.3a, operação para alimentação de 127VRMS do conversor

Na figura 6.3b, operação para alimentação de 220VRMS do conversor

Escalas : canal 1-tensão: 100V/div - canal 2- corrente: 2A/div - escala de tempo: 4μs/div

A figura 6.4 mostra a corrente no indutor Lboost e a tensão de entrada. Na

figura 6.4a estão apresentadas as formas de onda para operação em 127Vrms e na figura 6.4b, as formas de onda para a operação em 220Vrms.

Figura 6.4a Figura 6.4b Figura 6.4 – Tensão de entra X Corrente no indutor Lboost. Na figura 6.4a, operação para o conversor alimentado em 127VRMS

Na figura 6.4b, operação para o conversor alimentado em 220VRMS

Escalas : canal 1-tensão: 100V/div - canal 2-corrente: 5A/div - escala de tempo: 4ms/div

Na figura 6.5 pode-se observar a tensão da rede e a corrente de entrada

aproximadamente senoidal. A figura 6.5a mostra as formas de onda para a alimentação em 127Vrms e a figura 6.5b, apresenta as formas de onda para a alimentação em 220VRMS .

Tensão da rede Corrente em Lboost Tensão

da rede Corrente em Lboost Tensão no MOSFET Tensão no MOSFET Corrente em Lboost Corrente em Lboost

(32)

É interessante ressaltar que quanto maior o valor de M = Vo/Vs, mais

próximo do formato senoidal será a forma de onda da corrente obtida, dai o fato de se ter um melhor resultado para a tensão de entrada de 127VRMS.

Figura 6.5a Figura 6.5b

Figura 6.5 – Tensão de alimentação senoidal e corrente de entrada Na figura 6.5a, operação para o conversor alimentado em 127VRMS

Na figura 6.5b, operação para o conversor alimentado em 220VRMS

Escalas : canal 1-tensão:100V/div - canal 2-corrente:2A/div - escala de tempo:4ms/div

Através do Analisador de Potência PM3000A, formam obtidos os seguintes valores para o conversor Boost:

Para uma tensão de alimentação de 127VRMS :

▪ tensão de saída Vo = 374Vcc, estando 1,57% abaixo da tensão de saída esperada de 380Vcc.

▪ rendimento = 88,49%.

▪ THD da corrente de entrada = 11,23% ▪ fator de potência = 0,992

Para uma tensão de alimentação de 220VRMS :

▪ tensão de saída Vo = 389Vcc, estando 2,36% acima da tensão de saída esperada de 380Vcc.

▪ rendimento = 89,28%.

▪ THD da corrente de entrada = 37,09% ▪ fator de potência = 0,910

Tensão da rede Tensão

da rede

Corrente na rede Corrente

(33)

6.3 - ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA VARIAÇÕES DE CARGA

A figura 6.6 apresenta o comportamento da tensão de saída Vo para uma

variação da carga de 10% a 100%: 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 365 367 369 371 373 375 377 379 381 383 385 387 389 391 393 395 Carga (%) T ens ão de s aí da V o ( V cc )

Figura 6.6a – Variação da tensão de saída Vo para uma variação da carga de 10% a 100% nas situações de alimentação do conversor em 120VRMS e 230VRMS.

6.4 - ENSAIO DO CONVERSOR BOOST PARA RETIRADA/INSERÇÃO ABRUPTA DE CARGA

Os ensaios seguintes mostram a variação da tensão Vo em função da

variação abrupta da carga do conversor.

Curva para alimentação do conversor em 230VRMS

Curva para alimentação do conversor em 120VRMS

(34)

6.4.1 – Inserção abrupta de carga

Aa figura 6.7 mostra no canal 1, a tensão Vo, e no canal 2 a corrente de carga

no instante em que a carga varia de 10% para 90%.

A figura 6.7a mostra variação para a inserção de carga para a operação em 120Vrms. A figura 6.7b mostra a variação para a operação em 230Vrms.

0

Figura 6.7a figura 6.7b

Figura 6.7

Na figura 6.7a, a inserção de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 120VRMS

Na figura 6.7b, a inserção de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 230VRMS

Escalas : canal 1-tensão:100V/div - canal 2-corrente:100mA/div - escala de tempo:40ms/div

Com a alimentação em 120Vrms o conversor apresentou uma tensão de saída igual a 382Vcc para 10% da carga, 0,52% acima do valor esperado. Após a inserção abrupta de carga para 90%, a tensão reduziu para 370Vcc, o que representa 2,63% abaixo do valor esperado para Vo que é de 380V e permaneceu neste valor.

Para a alimentação em 230Vrms o conversor apresentou uma tensão de saída igual a 394Vcc, para 10% da carga, o que corresponde a 3,94% acima do valor esperado de Vo. Após a inserção abrupta de carga para 90%, a tensão passou a 391Vcc, 2,89% acima do valor esperado de Vo e permaneceu neste valor.

Corrente de carga

(35)

6.4.2 – Retirada abrupta de carga

A figura 6.8 apresenta no canal 1, a tensão Vo, e no canal 2 a corrente de carga no instante em que a carga passa de 90% para 10%.

A figura 6.8a, mostra as formas de onda da retirada de carga para operação em 120Vrms, e a figura 6.8b mostra as formas de onda para a operação em 230Vrms.

Figura 6.8a figura 6.8b Figura 6.8

Na figura 6.8a, a retirada de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 120VRMS

Na figura 6.8b, a retirada de carga para uma tensão de alimentação do conversor de 230VRMS

Escalas : canal 1-tensão:100V/div - canal 2-corrente:100mA/div - escala de tempo:40ms/div

Com a tensão de alimentação em 120Vrms, o conversor apresentou uma

tensão de saída de 375Vcc para 90% de carga, 1,31% abaixo de Vo esperado. Após a retirada abrupta de carga para 10%, a tensão se elevou para 380Vcc e permaneceu neste valor.

Para a alimentação em 230Vrms, o conversor apresentou uma tensão de saída de 391Vcc para 90% da carga, o que corresponde a 2,63% acima do valor esperado. Após a retirada abrupta de carga para 10%, a tensão passou para 394Vcc, o que representa 3,68% acima da tensão esperada e permaneceu neste valor.

Corrente de carga

(36)

7 - CONCLUSÕES

Como já era conhecido e foi demonstrado neste trabalho, a ponte retificadora

convencional apresenta alto conteúdo harmônico e baixo fator de potência, devido a deformação significativa que ocorre na corrente da rede elétrica. Por este motivo, a utilização de um conversor Boost microcontrolado operando em condução descontínua pode ser uma opção a ser considerada, quando se deseja obter uma forma de onda de corrente de entrada com baixo conteúdo harmônico, e que resulte em um elevado fator de potência, como ficou demonstrado pelos resultados experimentais apresentados neste trabalho. Além disso, as variações de tensão apresentadas pelo conversor, tanto para variações de carga como para variações da tensão de entrada se apresentaram dentro de faixas de tolerâncias bastante aceitáveis.

O controle da tensão de saída, poderia ter sido melhor caso fosse feito um

controle do período de amostragem. Este tipo de conversor, apresenta uma pequena variação da tensão de saída em uma freqüência que é o dobro da freqüência da rede elétrica, assim sendo, uma amostragem que ocorre em períodos de 8,33ms, garante que a tensão amostrada, está sempre no mesmo ponto da tensão amostrada anteriormente, evitando a leitura de pequenas oscilações e melhorando a estabilidade e desempenho do conversor. Está implementação fica como melhoria futura do projeto.

(37)

Conversor Boost

FONTE EXTERNA

110-220V +/-10%

L

filtro 1N5404

L

boost

D

T

boost 18pF 18pF 7812 7805 +12V +5V 328μH 1,26mH 1,26mH IRF740 HFA08TB60 330μF 100W 1N5404 1N5404 1N5404 1N4001 1N4001 1N4001 1N4001 1000μF 220V 24V 4A TRAFO T1 10kΩ 10kΩ +5V +12V 1μF 10 Ω10 Ω 100nF IR 2 101 1 2 3 4 5 6 7 8 IR 2 101 1 2 3 4 5 6 7 8 VS V0 0,8μF

(38)

(39)

ANEXO B

PROGRAMA UTILIZADO NO MICROCONTROLADOR

//**************************************************************** // ARQUIVOS DE DEFINIÇÕES #include <16f876A.h> #device adc=8 #use delay(clock=18000000) #fuses HS,NOWDT,PUT,NOLVP,NOBROWNOUT,NOCPD,NOWRT #byte porta = 0x01 // endereço do porta

#byte portb = 0x01 // endereço do portb

//******************************************************************** // VARIÁVEIS

int16 saida_p_gate; // u(k) u(k) = u(k-1) + k1.e(k) + k2.e(k-1) int16 saida_p_gate0;

int16 saida_p_gate1; int16 saida_p_gate2; int16 saida_p_gate3;

int16 saida_p_gate_anterior; // u(k-1) int16 referencia;

int16 ek,ek_atual; // e(k) int16 ek_anterior; // e(k-1) int16 amostra_v0,amostra_v0_anterior; int16 ad; int16 temporario_v; int16 temporario_e; int16 k1; int16 k2; int16 saida_p_gate_mais_sig; int16 temporario_final; int16 saida_final_anterior; int16 saida_final; //************************************************************************ // DECLARAÇÃO DAS FUNÇÕES

void calcula(); void main() { disable_interrupts(GLOBAL); disable_interrupts (INT_AD); disable_interrupts (INT_EEPROM); enable_interrupts (INT_RB); enable_interrupts (INT_EXT); ext_int_edge( L_TO_H ); setup_adc_ports(ALL_ANALOG); setup_adc(ADC_CLOCK_DIV_32); setup_spi(FALSE);

(40)

setup_spi(SPI_SS_DISABLED);

setup_counters(RTCC_INTERNAL,RTCC_DIV_2); setup_timer_1(T1_DISABLED);

setup_timer_2 (T2_div_by_1,90,1);

// (18000000/4/1)=4500000 >> 1/4500000 = 0,222us >> 0,222us * 90 = // 20us*1 // configuração do timer 2 para 20us de periodo

setup_ccp1(ccp_pwm); // configura ccp1 para modo pwm while(1) { calcula(); } // while } // main //*********************************************************************** // DESCRIÇÃO DAS FUNÇÕES

void calcula() { ek_atual=0; ek_anterior=0; k1=0b0000000000000011; k2=0b0000000000000001; amostra_v0=0; amostra_v0_anterior=0; saida_p_gate=0; saida_final=0b0000000000001111; set_adc_channel(0); delay_us(15); ad=read_adc();

// 0b00000000 = 000 - 0v ,no terminal do PIC // 0b11111111 = 255 - 5v

//

// amostra_v0 = (5/255)*ad

amostra_v0=ad; // amostra de vo recebe valor binario vindo // do conversor

referencia=0b0000000011010111;

temporario_e=(referencia)-(amostra_v0);

ek_anterior=ek; // guarda erro anterior ek=temporario_e;

temporario_v=amostra_v0;

saida_p_gate_anterior=saida_p_gate; // guarda saida_p_gate_anterior saida_p_gate=temporario_v; saida_p_gate0=(saida_p_gate_anterior); saida_p_gate1=k1*ek; saida_p_gate2=k2*ek_anterior; saida_p_gate3=saida_p_gate0+saida_p_gate1; saida_p_gate=saida_p_gate3+saida_p_gate2; saida_p_gate_mais_sig=saida_p_gate; // saida_p_gate // // 00000000-t1=0 % // 11111111-t1=100 %

(41)

temporario_final=saida_p_gate_mais_sig; saida_final_anterior=saida_final; saida_final=temporario_final; if (saida_final<0b0000000010000000) { if (saida_final<0b0000000000001100) { set_pwm1_duty(0b0000000000001100); } else { (set_pwm1_duty(saida_final)); } } else { set_pwm1_duty(0b0000000000100000); } } // end

(42)

ANEXO C

DISCRETIZAÇÃO DO CONTROLADOR PI UTILIZADO NO

PROGRAMA

Controlador proporcional-integral digital

A equação geral de um controlador PI contínuo no tempo é a seguinte:

∫

⋅ ⋅ + ⋅ =Kp et Ki tet dt t u 0 ) ( ) ( ) ( (1) Onde,

Kp - ganho proporcional do controlador;

Ki - ganho integral do controlador;

e(t) - função erro;

u(t) – saída do controlador.

Será utilizado para a integração numérica o método da somatória das áreas retangulares, cuja representação gráfica é mostrada na Figura 1.

t e(t)

T T T T

T 2T (k-2)T (k-1)T kT 0

Fig.1 - Representação gráfica da integração numérica

A aplicação do método da somatória de áreas retangulares resulta em:

T k e T e T e t e T k .) ( ... ). 2 ( ). 1 ( ) ( 0

∫

⋅ = + + + (2) A equação (2) pode ser representada por:

∫

⋅

∑

= = = T k j k j T j e t e 0 1 .) ( ) ( (3) Discretizando a equação (1), chega-se a:

(43)

∑

= = ⋅ ⋅ + ⋅ = j k j i p e k K e j T K k u 1 ) ( ) ( ) ( (4)

A equação (4) também pode ser escrita da seguinte forma:

∑

= − = ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ + ⋅ = 1 1 ) ( ) ( ) ( ) ( k j j i i p e k K ek T K e j T K k u (5) Sabendo que:

∑

= − = ⋅ ⋅ + − ⋅ = − 1 1 ) ( ) 1 ( ) 1 ( j k j i p e k K e j T K k u (6)

Pode-se substituir a equação (6) na equação (5), encontrando-se a equação que foi utilizada para implementar o controlador PI digital:

) 1 ( ) ( ) ( ) 1 ( ) (k =u k− + K +K ⋅T ⋅e k −K ⋅e k− u _p _i _p (7)

Onde: T – período de amostragem; u(k) - saída atual do PI;

u(k-1) - saída anterior do PI; e(k) - erro atual;

(44)

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

[1] VIEIRA, José Luiz de F.; Eletrônica de Potência II, Apostila, Engenharia Elétrica, UFES.

[2] SIMONETTI, Domingos S. L.; VIEIRA, José L.; SOUSA G. Modeling of

the high-Power-Factor Discontinuous Boost Rectifiers. IEEE Transaction on

Industrual Applications, Vol. 46, No 4, p. 788-795, August 1999.

[3] VENTORINI, Afonso, Desenvolvimento de um carregador de baterias

micro controlado baseado em conversor chaveado, Projeto de graduação,

Engenharia Elétrica, UFES, 2003.

[4] POMILIO, José A.; Pré-regulador de fator de potência 2001.

Disponível: http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor , em “apostilas” cap3.

[5] FREIRE, Teodiano Bastos; Eletrônica Básica II, Apostila, Engenharia Elétrica, UFES.

[6] THORNTON INPEC ELETRÔNICA LIMITADA, Catálogo Thornton edição: 1º de 1994.

[7] PEREIRA, Fábio, PIC Programação em C, Editora Érica LTDA.

[8] PIC16F87X, Data sheet 28/40 – PIN 8 – Bit CMOS FLASH Microcontrollers Microchip

[9] CÓ, Márcio A.; Sistemas Eletrônicos Microcontrolados para

Acionamento de Lâmpadas de Alta Intensidade de Descarga, Tese de