UNIVERSIDADE FEDERAL DE ITAJUBÁ INSTITUTO DE SISTEMAS ELÉTRICOS E ENERGIA COMPARAÇÃO ENTRE TÉCNICAS DE MODULAÇÃO PWM PARA CONVERSORES MULTINÍVEIS

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COMPARAÇÃO ENTRE TÉCNICAS DE MODULAÇÃO PWM PARA

CONVERSORES MULTINÍVEIS

Bruno Pinto Braga Guimarães

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I

UNIVERSIDADE FEDERAL DE ITAJUBÁ

INSTITUTO DE SISTEMAS ELÉTRICOS E ENERGIA

Bruno Pinto Braga Guimarães

COMPARAÇÃO ENTRE TÉCNICAS DE MODULAÇÃO PWM PARA

CONVERSORES MULTINÍVEIS

Monografia apresentada ao Instituto de

Sistemas

Elétricos

e

Energia,

da

Universidade Federal de Itajubá, como parte

dos requisitos para obtenção do título de

Engenheiro Eletricista.

Orientador: Rafael Di Lorenzo Corrêa

Coorientador: Wilson Sant’ana

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II

Agradecimentos

Gostaria de agradecer primeiramente a Deus por iluminar minhas decisões e me fortalecer em momentos difíceis. Sem sua mão nenhum dos meus objetivos seriam alcançados. Aos meus pais, Vanessa e Jetro, por sempre estarem ao meu lado em minhas escolhas me incentivando e instruindo com todo o carinho e amor. Aos meus avós, Chiquinho e Ana Maria, os quais devo grande parte do que sou. Aos meus avós, Abgar e Ruth, por toda força, confiança e carinho que sempre me concederam mesmo com a distância.

À minha namorada Fernanda, por compartilhar os momentos de dificuldade, de alegria e os sonhos, sempre me colocando para cima e me fazendo olhar de forma otimista para as dificuldades.

Aos colegas do grupo GEPCI, pela amizade e companheirismo. Especialmente ao professor Luiz Eduardo, pela oportunidade de fazer parte do grupo e pela inspiração e referência que é para todos nós.

Ao professor e amigo Robson, o qual serei sempre grato pelas conversas, auxílio e paciência que dedicou a mim desde o início do curso. Aos professores Rondineli e Carlos, pelos momentos de descontração e os conhecimentos compartilhados que guardarei por toda vida. Ao amigo e colega Guilherme, pelas discussões, amizade e incentivo.

Aos orientadores Wilson e Rafael, pela orientação, dedicação e confiança nesta última etapa da graduação.

E a todos os outros amigos e familiares que participaram de cada etapa desta jornada e que também possuem parte nesta conquista

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III

Resumo

Esta monografia trata da comparação entre duas técnicas PWM utilizadas para conversores multiníveis. Estas consistindo nas modulações Phase-Shifted e Level-Shifted, sendo para esta última adotado o modelo In-Phase Disposition (IPD). Foram analisados os aspectos qualitativos do sinal de saída do conversor e dos módulos que o compõe, como o espectro harmônico e as suas formas de onda. Também foi feita a análise das características energéticas do conversor no sentido de avaliar a mais eficiente, bem como o impacto sobre cada ponte específica. Para todos testes experimentais, foi utilizado um microcontrolador Texas TMS320F28335.

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IV

Abstract

This monography discusses the comparison between two PWM techniques used for multilevel converters. These are the Phase-Shifted and Level-Shifted models, the latter being the In-Phase Disposition (IPD) model. The qualitative aspects of the output signal of the converter and the modules that compose it, such as the harmonic spectrum and its waveforms, were analyzed. It was also done the analysis of the energy characteristics of the converter in the use of both modulations, as well as the impact on each specific bridge. For all experimental tests a Texas microcontroller TMS320F28335 was used.

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V

Lista de Figuras

Figura 1: Forma de onda da tensão de saída: a) dois níveis b) três níveis c) nove níveis ... 2

Figura 2: Campos de atuação dos conversores multiníveis. ... 3

Figura 3: Topologia do Conversor NPC trifásico ... 5

Figura 4: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor NPC ... 5

Figura 5: Topologia do Conversor FC trifásico ... 6

Figura 6: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor FC .. 7

Figura 7: a) Estrutura do conversor ponte H b) Topologia CHB ... 8

Figura 8: Composição do sinal de saída de um CHB 7 níveis. ... 9

Figura 9: Controle DC-PWM ... 10

Figura 10: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores. ... 11

Figura 11: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores. ... 12

Figura 12: Diferentes Técnicas de modulação para conversores multiníveis ... 13

Figura 13: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis. ... 15

Figura 14: Espectro Harmônico de CHB de sete níveis, com a modulação Phase-Shifted. ... 16

Figura 15: Variações da modulação Phase-Shifted. ... 17

Figura 16: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis. ... 18

Figura 17: Tela da Simulação... 20

Figura 18: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma = 0.3, ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0. ... 21

Figura 19: Composição do Sinal de Saída de um conversor de sete níveis utilizando Phase-Shifted e ma = 0.3 ... 22

Figura 20: Composição do Sinal de Saída de um conversor de sete níveis utilizando Phase-Shifted e ma = 0.8 ... 22

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VI

Figura 21: Espectros Harmônico simulado do sinal de saída, utilizando a modulação

Phase-Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0. ... 23

Figura 22: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Phase-Shifted .. 24 Figura 23: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma = 0.3,

ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0. ... 24

Figura 24: Composição do Sinal de Saída de um conversor de sete níveis utilizando

Level-Shifted e ma = 0.3 ... 25

Level-Shifted e ma = 0.8 ... 26

Level-Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0. ... 27

Figura 27: Correntes na saída do conversor para ambas modulações ... 28 Figura 28: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Level-Shifted para

diferentes frequências da portadora. ... 29

Figura 29: Modelos de contagem disponibilizada pelo microcontrolador ... 30 Figura 30: Conceito da implementação da modulação Phase-Shifted no microcontroldor .... 31 Figura 31: Fluxograma da implementação da modulação Level-Shifted no microcontroldor 33 Figura 32: Esquemático do Protótipo Utilizado ... 34 Figura 33: Bancada do Protótipo. ... 35 Figura 34: Forma da tensão de saída da modulação Phase-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =

0.5, c) ma = 0.8 e d) ma = 0.95. CH1: Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor ... 36

Figura 35: Espectro Harmônico Phase-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma =

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VII

Figura 36: Formas de onda da modulação Phase-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor. ... 38

Figura 37: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Phase- Shifted ... 38

Figura 38: Forma da tensão de saída da modulação Level-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8 e d) ma = 0.95. CH1: Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor. ... 40

Figura 39: Espectros Harmônico Level-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 0.95. ... 41

Figura 40: Formas de onda da modulação Level-Shifted para referência não-senoidal. CH1: Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor. ... 42

Figura 41: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Level-Shifted ... 42

Lista de Tabelas

Tabela 1: Comparação do THD entre as técnicas de modulação ... 27

Tabela 2: Comparação do THD entre as técnicas de modulação ... 31

Tabela 3: Proporção a ser deslocada por cada PWM ... 32

Tabela 4: Parâmetros do Sistema / Conversor ... 34

Tabela 5: Tabela de perdas - Modulação Phase-Shifted ... 39

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VIII

Lista de Abreviaturas e Siglas

FACTS Flexible AC Transmission Systems

UPFC Unified Power Flow Controller

SSSC Static Synchronous Series Compensator

BESS Battery Energy Storage System

THD Total Harmonic Distortion

NPC Neutral Point Clamped

FC Flying Capacitor

CHB Cascaded H-Bridge

PWM Pulse Width Modulation

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IX

Sumário

1. INTRODUÇÃO ... 1 2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA ... 2 2.1. Inversores Multiníveis. ... 2 2.1.1. Visão Geral ... 2

2.1.2. Neutral Point Clamped (NPC) ... 4

2.1.3. Flying Capacitor Converters (FC) ... 6

2.1.4. Cascaded H-Bridge (CHB) ... 7

2.2. PWM – Pulse Width Modulation. ... 9

2.2.1. Visão Geral ... 9

2.2.2. Phase-Shifted Multicarrier Modulation ... 13

2.2.3. Level-Shifted Multicarrier Modulation ... 16

3. SIMULAÇÕES ... 19

4. IMPLEMENTAÇÃO DAS TÉCNICAS DE MODULAÇÃO NO DSP TMS320F28335 ... 29

4.1. Implementação da modulação Phase-Shifted ... 29

4.2. Implementação da modulação Level-Shifted ... 32

5. DESCRIÇÃO DO PROTÓTIPO UTILIZADO ... 33

6. RESULTADOS E DISCUSSÕES ... 35

6.1. Análise da modulação Phase-Shifted ... 35

6.2. Análise da modulação Level-Shifted ... 39

7. CONCLUSÃO ... 44

8. REFERÊNCIAS ... 45

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1. INTRODUÇÃO

Nas últimas décadas a utilização da eletrônica de potência vem conseguindo cada vez mais espaço devido a sua grande funcionalidade e alta aplicabilidade. Associada ao aperfeiçoamento e desenvolvimento de novos componentes e da evolução tecnológica dos microcontroladores, expandiram-se ainda mais as áreas de suas aplicações.

Considerando os atuais e crescentes desafios do Sistema Elétrico, como a maior inserção de energias renováveis e a necessidade de melhorias na qualidade e eficiência energética, uma nova família de conversores vem sendo estudada. Esta nova família é constituída pelos conversores multiníveis, os quais possibilitam a operação em alta potência, como acionamentos de grandes motores, bem como aplicações em sistemas de distribuição e transmissão.

Dentre os diversos fatores que influem no funcionamento destes conversores, as modulações vem sendo alvo de inúmeras pesquisas nas últimas décadas.(LAI; PENG, 1996; RODRIGUEZ; LAI; PENG, 2002; TOLBERT; PENG; HABETLER, 1999) Isso se deve à dificuldade da transposição das técnicas tradicionais, para sistemas multiníveis os quais possuem maior número de componentes a serem controlados. Além disso, existe a possibilidade de explorar maiores graus de liberdade proporcionados pelos estados de chaveamento gerados pelas diferentes topologias. (FRANQUELO et al., 2008)

O objetivo deste trabalho consiste na comparação de duas técnicas de modulação PWM para conversores multiníveis, sendo elas as modulações Phase-Shifted e Level-Shifted. Nas análises foram abordados os aspectos de qualidade de energia e eficiência. Para isso foi utilizado um microcontrolador Texas TMS320F28335 e um protótipo composto por um conversor multinível de sete níveis alimentando uma carga RL.

Os seguintes capítulos trazem uma contextualização dos conversores multiníveis e suas topologias mais utilizadas, além de uma conceituação mais aprofundada sobre as modulações analisadas. Além disso trazem simulações do funcionamento de um conversor CHB de sete níveis utilizando ambas as modulações, bem como a descrição do protótipo e seus respectivos resultados e análise.

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2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA

2.1. Inversores Multiníveis.

2.1.1. Visão Geral

Segundo (RODRIGUEZ et al., 2009) os conversores multiníveis são dispositivos compostos por um arranjo de semicondutores de potência e uma fonte de tensão capacitiva o qual pode gerar formas de onda de tensão com característica de múltiplos degraus. A forma de onda da tensão em degraus é obtida a partir do chaveamento dos dispositivos semicondutores, os quais conectam à saída do equipamento, diferentes configurações de elo CC. O número de níveis de um conversor é associado ao número de degraus presentes no sinal de tensão.

Dessa forma os inversores multiníveis diferenciam-se dos conversores tradicionais por alcançarem níveis de tensão mais altos que estes últimos. A Figura 1 apresenta o esquema simplificado do funcionamento de conversores de dois, três ou mais níveis, assim como a forma de onda para suas respectivas saídas de tensão.

Figura 1: Forma de onda da tensão de saída: a) dois níveis b) três níveis c) nove níveis

Fonte: (RODRIGUEZ et al., 2009)

Essa classe de conversores apresenta maior complexidade na implementação dos controles, principalmente no que se refere ao balanceamento do elo CC. No entanto não possui limitações sobre a forma de onda de tensão de saída. (RODRIGUEZ et al., 2009)

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Apesar da complexidade relativa à implementação dos controles, os conversores multiníveis vem ganhando espaço em aplicações em alta potência. Isso se deve às suas inúmeras características, que atendem de forma satisfatória as necessidades de tais aplicações. Dentre as inúmeras aplicações encontram-se os dispositivos FACTS como UPFC, STATCOM, HVDC, além de sistemas armazenadores de energia por bateria (BESS).(BARRENA et al., 2007; CHATZINIKOLAOU; ROGERS, 2017). A Figura 2 apresenta as inúmeras áreas onde estes conversores vêm sendo utilizados.

Figura 2: Campos de atuação dos conversores multiníveis.

Fonte:(FRANQUELO et al., 2008)

Os principais benefícios proporcionados por esses equipamentos, que os tornam tão atraentes em utilização em alta potência, possuem duas características essenciais: a primeira é capacidade de suportar altas tensões sem o desgaste dos componentes do equipamento e a segunda consiste na qualidade e eficiência em termos energéticos. Analisando mais especificamente têm-se as vantagens na: redução de stress de tensão sobre os dispositivos semicondutores, operação com menores frequências de chaveamento e menor distorção harmônica total - “THD” da tensão de saída. (RODRIGUEZ et al., 2009; RODRIGUEZ; LAI; PENG, 2002)

Esses fatores são explicados principalmente pela possibilidade de operação utilizando múltiplos níveis. Um maior número de níveis implica na possibilidade de maiores tensões de

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saída sem que os dispositivos semicondutores sejam danificados, uma vez que estes estarão expostos somente à tensão do elo CC. Com a possibilidade de operação em tensões mais elevadas, o aumento do número de níveis acarreta também uma melhora da forma de onda da tensão de saída do conversor, implicando em menor THD e consequentemente em menores necessidades de filtragem. Outra vantagem da utilização de conversores multiníveis consiste na possibilidade de os semicondutores operarem em frequências mais baixas, já que a frequência de chaveamento do conversor consiste na composição da frequência de chaveamento das diferentes células que os compõem. Sendo assim, diminuem-se as importantes perdas por chaveamento, aumentando o rendimento.

Considerando potencialmente as inúmeras possibilidades proporcionadas pelos conversores multiníveis no contexto atual e futuro do setor elétrico, inúmeras pesquisas vêm sendo desenvolvidas de forma a aprimorar essa tecnologia. Dentre os principais aspectos estão: desenvolvimento de controles e dispositivos semicondutores mais robustos, otimização das técnicas de modulação, aplicações e topologias mais eficientes.(ABU-RUB et al., 2010)

No que se refere aos aspectos que compõe os conversores multiníveis, é necessária uma atenção especial à topologia. Uma vez que, sendo hardware, ela é o principal fator que define as características e os limites operacionais do equipamento. Apesar de existirem numerosas topologias com diferentes características e possibilidades de aplicações, três delas se tornaram referência do ponto de vista prático. São elas: Neutral Point Clamped (NPC), Flying Capacitor Converters (FC) e Cascaded H-Brigde (CHB).

2.1.2. Neutral Point Clamped (NPC)

A configuração NPC consiste de duas meia-pontes de chaves semicondutoras, conectadas através de diodos grampeadores. Dessa forma o ponto de conexão entre os dois diodos origina o ponto de neutro N da topologia. A Figura 3 apresenta um conversor trifásico de três níveis, com configuração NPC.

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Figura 3: Topologia do Conversor NPC trifásico

Devido ao surgimento do ponto neutro ocorre a divisão do elo CC em dois. Sendo assim, é possível dobrar a faixa de potência de operação, uma vez que os dispositivos terão que bloquear somente a metade da tensão CC. Com a existência do neutro, é possível também, obter um nível em zero volt, resultando um total de três níveis.

A Figura 4 apresenta o chaveamento de um conversor NPC, assim como a forma de onda de tensão disponibilizada em sua saída nos três estados possíveis. As linhas mais escuras representam os dispositivos que estão em operação, bem como a sua contribuição na forma de onda obtida.

Figura 4: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor NPC

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Esta classe de conversor apresenta a possibilidade de operação em número maior de níveis, bastando incrementar capacitores, diodos e dispositivos semicondutores. No entanto, sua versão de três níveis é majoritariamente escolhida em suas aplicações, devido ao difícil balanceamento dos capacitores apresentado em NPCs de mais níveis.(ABU-RUB et al., 2010)

2.1.3. Flying Capacitor Converters (FC)

Esta configuração é similar à NPC, porém os diodos grampeadores são substituídos por capacitores “flutuantes” como mostra a Figura 5.

Figura 5: Topologia do Conversor FC trifásico

Devido ao fato de não haver um ponto neutro como no NPC, o nível de tensão zero é alcançado de outra maneira. Para isto é necessário, que durante o chaveamento, a saída seja conectada através de um dos capacitores flutuantes ao capacitor do elo CC de polaridade oposta. A Figura 6 apresenta o modo de chaveamento do conversor FC, assim como a forma de onda proporcionada na saída. As linhas mais escuras representam os dispositivos que estão em operação, bem como a sua contribuição na forma de onda obtida.

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Figura 6: Estados de chaveamento e forma de onda da tensão de saída de um conversor FC

O grande número de capacitores pode oferecer desvantagem à topologia, uma vez que estes devem ser balanceados e pré-carregados no início do funcionamento. Além disso, as altas capacitâncias presentes nesta modalidade de conversor e a alta energia armazenada nos capacitores flutuantes, limitam o uso dos FCs de três e quatro níveis a chaveamentos mais altos. Isto ocorre devido a necessidade de se manter a tensão dos capacitores dentro de certos limites. No entanto, a capacitância necessária aumenta aproximadamente na proporção inversa à frequência de chaveamento, não sendo então sua operação interessante para baixas frequências de chaveamento. (ABU-RUB et al., 2010)

2.1.4. Cascaded H-Bridge (CHB)

A CHB é uma das mais importantes topologias de conversores multiníveis. Sua configuração consiste na ligação de módulos compostos por conversores em ponte H conectados em série através das saídas CA. Por esse motivo, este equipamento é caracterizado como um conversor modular. Os conversores os quais compõe os módulos são compostos por dois braços, cada um contendo um par de dispositivos semicondutores em série, conectados paralelamente ao banco de capacitor que compõe o elo CC. A Figura 7 apresenta a estrutura do conversor em ponte H, assim como sua ligação em cascata formando o conversor CHB.

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Figura 7: a) Estrutura do conversor ponte H b) Topologia CHB

Fonte: (RODRIGUEZ; LAI; PENG, 2002)

A operação com maior número de níveis é possível ao expandir o número de módulos em cascata. Sendo o número de módulos necessários para a obtenção de determinado número de níveis que pode ser conhecido pela expressão (1), onde m é o número de níveis e H o número de módulos.(WU, 2006)

𝑚 = (2𝐻 + 1) (1)

A quantidade de chaves semicondutoras por número de níveis também é possível de ser conhecida, sendo determinada pela expressão (2), onde m é o número de níveis e d o de chaves.(CHOUPAN; NAZARPOUR; GOLSHANNAVAZ, 2017)

𝑑 = 2 ∗ (𝑚 − 1) (2)

A expressão (2) é válida para as três configurações clássicas, a saber: CHB, NPC e FC. Com isso, considerando ambas expressões apresentadas, nota-se que a topologia CHB faz menor uso de componentes, já que não utiliza os diodos grampeadores ou capacitores flutuantes. A Figura 8 apresenta os sinais de saída de cada módulo de um CHB de sete níveis, bem como a composição do sinal da tensão de saída.

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Figura 8: Composição do sinal de saída de um CHB 7 níveis.

Fonte: (WU, 2006)

Neste trabalho será utilizado um conversor de topologia CHB, de sete níveis fazendo uso de três pontes H. Este modelo de conversor apresenta confiabilidade, simplicidade de controle e vantagem de se obter níveis mais elevados com número reduzido de dispositivos.(CHOUPAN; NAZARPOUR; GOLSHANNAVAZ, 2017) Desta maneira, devido à estas inúmeras vantagens operacionais, esta topologia é altamente utilizada em aplicações industriais (WU; WANG, 2013), condicionadores de energia e também dispositivos FACTS.

2.2. PWM – Pulse Width Modulation.

2.2.1. Visão Geral

O PWM (acrônimo em inglês para modulação por largura de pulso), é uma estratégia de modulação que permite controlar o sinal de saída de um conversor utilizando, como o nome sugere, a variação da largura dos pulsos de comando que controlam as chaves do conversor. Essa tecnologia possui inúmeras variações de funcionamento podendo ser utilizada em aplicações CC e CA.

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NO CC-PWM, utilizado em conversores CC-CC, as chaves são fechadas e abertas de tal modo que a tensão média na saída seja ajustada. O controle das chaves nesta técnica consiste na comparação de uma onda portadora dente de serra (vt), com um sinal de controle (vc), como mostrado na Figura 9.(MOHAN, 2003) O sinal de comando (vg) das chaves semicondutores segue a seguinte regra:

• vc > vt, vg = 1 e o semicondutor entra em condução; • vc < vt, vg = 0 e o semicondutor sai de condução;

Figura 9: Controle DC-PWM

Fonte: (Rashid,2009)

Dessa forma é possível controlar a tensão média de saída do conversor regulando o duty cicle, que é a relação entre o tempo que o dispositivo é ligado (ton) e desligado (toff). A equação (3) apresenta a tensão média de saída (Vout), considerando uma tensão disponível no elo CC (Vdc) e o duty cicle (D).

𝑉_𝑜𝑢𝑡 = 𝐷 ∗ 𝑉_𝑑𝑐 (3)

Para aplicações onde é necessário que o sinal de saída seja senoidal, como em conversores CC-CA, a técnica utilizada é PWM senoidal (SPWM). Esta técnica consiste na comparação de uma portadora triangular e de uma onda de referência alternada senoidal para a

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geração dos sinais de comando das chaves. Dentro desta família de técnicas de modulação existem duas variações, as quais são o modelo bipolar e o unipolar.

O modelo bipolar consiste na comparação de uma única portadora triangular (𝑣𝑐𝑟) e uma referência senoidal (𝑣𝑚). Dessa maneira, considerando a ponte H apresentada Figura 7- a, é necessário que a comparação entre as duas formas de onda controle quatro dispositivos semicondutores. Para isso, as chaves inferiores (S2 e S4) operam complementarmente com seus pares adjacentes (S1 e S3, respectivamente), que por sua vez respeitam a seguinte regra: (WU, 2006)

• 𝑣_𝑚 > 𝑣_𝑐𝑟 {𝑣𝑔1= 1, semicondutor S1 entra em condução 𝑣𝑔3= 0, semicondutor S3 sai de condução

• 𝑣_𝑚 < 𝑣𝑐𝑟 {

𝑣_𝑔1 = 0, semicondutor S1 sai de condução 𝑣𝑔3 = 1, semicondutor S3 entra em condução

A Figura 10 apresenta o funcionamento da modulação bipolar, assim como os sinais de comando das chaves superiores.

Figura 10: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores.

Fonte: (WU, 2006)

O modelo unipolar utiliza o mesmo conceito de comparação entre sinal de referência e portadora. No entanto, diferentemente do método bipolar, esse modelo faz uso de duas ondas

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portadoras defasadas de 180°. Desta maneira cada portadora é associada a um par adjacente de semicondutores (S1 e S2 / S3 e S4) que operam complementarmente.

O funcionamento da técnica unipolar segue a seguinte regra: • 𝑣_𝑚 > 𝑣_𝑐𝑟+, 𝑣_𝑔1 = 1 e o semicondutor S1 entra em condução; • 𝑣𝑚 < 𝑣𝑐𝑟−, 𝑣𝑔3 = 1 e o semicondutor S3 entra em condução;

A Figura 11 apresenta o funcionamento da modulação unipolar, assim como os sinais de comando das chaves superiores.

Figura 11: Modulação Bipolar e sinais de controle das chaves superiores.

Fonte: (WU, 2006)

O acréscimo de uma portadora, proporciona melhorias no sinal de saída do conversor. Isso se deve ao fato de haver dois pares de chaves que conduzem em diferentes instantes de tempo, fazendo com que a frequência vista no sinal de saída seja duas vezes maior que a frequência de chaveamento dos semicondutores. Desta forma, devido ao chaveamento mais alto na saída do conversor as componentes harmônicas serão de ordem mais elevada.(WU, 2006)

Algumas técnicas de modulação utilizadas em conversores multiníveis, apresentam caraterísticas distintas, e, portanto, devem ser escolhidas segundo às necessidades da aplicação e a topologia do conversor.(FRANQUELO et al., 2008). A Figura 12 apresenta algumas

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técnicas de modulação utilizadas em conversores multiníveis, assim como a frequência de chaveamento utilizada.

Figura 12: Diferentes Técnicas de modulação para conversores multiníveis

Fonte:(FRANQUELO et al., 2008)

Neste trabalho serão abordadas duas técnicas de modulação PWM para conversores multiníveis, sendo elas: Phase-Shifted Multicarrier Modulation e Level-Shifted Multicarrier Modulation. Seus princípios de funcionamentos serão explicados considerando a utilização em conversores do tipo CHB.

2.2.2. Phase-Shifted Multicarrier Modulation

Esta técnica é baseada nas regras da modulação unipolar, onde cada módulo é controlado pela comparação entre duas portadoras triangulares defasadas em 180° e um sinal de referência comum. O número de portadoras respeitará a proporção (m – 1), onde m corresponde ao número de níveis a serem utilizados, e sua defasagem é definida pela equação (3) (SREENIVASARAO; AGARWAL; DAS, 2010). Esta medida é necessária para que as pontes H operem de forma complementar, permitindo a obtenção do sinal de saída com múltiplos níveis.

𝜙

_𝑐𝑟

=

360°

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Nas modulações do tipo PWM, como a técnica Phase-Shifted, é possível controlar as tensões de saída alterando as relações entre grandezas como frequência e amplitude das ondas portadoras e modulante respectivamente. A relação entre amplitudes das portadoras (𝑉𝑐𝑟) e do sinal de referência (𝑉𝑚) é denominado índice de modulação (𝑚𝑎), expresso pela equação (4). Com a variação da amplitude da onda de referência, é variado o índice de modulação e consequentemente o sinal de saída do conversor, na mesma proporção.

𝑚

_𝑎

=

𝑉𝑚

𝑉𝑐𝑟 (4)

Outra relação utilizada para o controle da saída a partir da modulação PWM é o índice de modulação de frequência (𝑚_𝑓). Este fator é a relação das frequências da onda modulante (𝑉_𝑚) e da onda (𝑉_𝑐𝑟) portadora, descrita pela equação (5).

𝑚

_𝑓

=

𝑓𝑐𝑟

𝑓_𝑚 (5)

Este índice possui grande influência sobre a qualidade do sinal de saída, uma vez que a ordem das componentes harmônicas na saída dos módulos e do equipamento, estão ao redor de múltiplos deste fator.(WU, 2006) Desta forma quanto maior o 𝑚_𝑓, maior a frequência de chaveamento e menor os filtros a serem utilizados, uma vez que os harmônicos aparecem somente em ordens mais altas.

A Figura 13 apresenta o funcionamento da modulação Phase-Shifted para um conversor de sete níveis CHB monofásico, como apresentado na Figura 8-a, com 𝑚_𝑎 = 0.8 e 𝑚_𝑓 = 3. Nela também são representados os sinais de controle das chaves superiores (𝑆₁₁, 𝑆₁₃, 𝑆_21,𝑆₂₃, 𝑆₃₁, 𝑆₃₃) e a saída de cada módulo (𝑉_𝐻1, 𝑉_𝐻2, 𝑉_𝐻3), além do sinal de saída do equipamento (𝑉_𝐴𝑛). Para fins didáticos, especificamente para este exemplo, as portadoras possuem frequência três vezes maior que o sinal de referência, já que é mais fácil a visualização da técnica. Porém na prática, é indicado que se trabalhe com índice de modulação de frequência (𝑚_𝑓) no mínimo dez vezes maior.

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Figura 13: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis.

Fonte: (WU, 2006)

Ainda considerando a Figura 13, nota-se que o sinal de saída do conversor monofásico é a soma dos sinais de saída das três pontes que o compõe, ou seja, 𝑉𝐴𝑛 = 𝑉𝐻1+ 𝑉𝐻2 + 𝑉𝐻3. Quanto ao chaveamento dos pares inferiores de semicondutores de cada módulo (𝑆₁₂, 𝑆₁₄, 𝑆₂₂, 𝑆₂₄, 𝑆₃₂, 𝑆₃₄), da mesma forma que a modulação bipolar, operam de forma complementar aos seus pares superiores adjacentes (𝑆₁₁, 𝑆₁₃, 𝑆₂₁, 𝑆₂₃, 𝑆₃₁, 𝑆₃₃). Como os semicondutores de cada módulo não chaveiam simultaneamente, a variação do degrau da tensão durante o chaveamento será apenas o valor do elo CC de cada ponte H (𝐸), desta maneira o conversor apresentará uma tensão de saída de amplitude 3𝐸. Esta característica de operação resulta em um menor dv/dt e uma menor interferência eletromagnética (EMI).(WU, 2006)

O modo de funcionamento da modulação Phase-Shifted proporciona outra característica vantajosa à sua utilização. Esta possibilita que o conversor multinível opere com frequências mais elevadas, porém com menores perdas nas chaves. Isso ocorre devido a forma complementar em que esta modulação controla cada módulo, fazendo que seja necessária

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menor frequência de chaveamento dos dispositivos semicondutores. Desta forma, a frequência de operação do equipamento (𝑓𝑠𝑤,𝑖𝑛𝑣), em geral, obedecerá a equação (6), e será dependente da frequência das chaves (𝑓𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣), número de níveis (𝑚) e número de pontes H (𝐻).

𝑓_{𝑠𝑤,𝑖𝑛𝑣}= 2 ∗ 𝐻 ∗ 𝑓_{𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣} = (𝑚 − 1) ∗ 𝑓_{𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣} (6)

A Figura 14 apresenta o espectro harmônico da saída do módulo (𝑉_𝐻1𝑛) e do conversor multinível de sete níveis (𝑉𝐴𝑁𝑛) utilizando a modulação Phase-Shifted e operando com 𝑚𝑎 = 1 e 𝑚_𝑓 = 10. É possível observar que no espectro da saída do conversor multinível não ocorrem os harmônicos de baixa ordem presentes no sinal do módulo. Este fato demonstra o efeito do aumento da frequência de chaveamento na saída do equipamento em relação a saída da ponte H, causando a mitigação destes harmônicos.

Figura 14: Espectro Harmônico de CHB de sete níveis, com a modulação Phase-Shifted.

Fonte: (WU, 2006)

2.2.3. Level-Shifted Multicarrier Modulation

Esta forma de modulação PWM, assim como a modulação Phase-Shifted, está baseada na técnica unipolar. No entanto a modulação Level-Shifted utiliza portadoras triangulares dispostas verticalmente para a comparação com uma referência comum. O número de portadoras dependerá do número de níveis (m) presentes no conversor e respeitará a seguinte proporção (m – 1).

(27)

17

Existem três variações desta técnica, onde a diferenciação entre elas consiste na defasagem entre as portadoras, como apresentado na Figura 15. Estas, segundo (CARRARA et al., 1990), são:

• In-phase Disposition (IPD): Todas portadoras triangulares se encontram em fase. • Alternative Phase Opposite Disposition (APOD): As portadoras triangulares

adjacentes são defasadas de 180° entre si.

• Phase Opposition Disposition (POD): As portadoras triangulares sobre a referência zero, são defasadas em 180° das que se localizam sob a referência.

Figura 15: Variações da modulação Phase-Shifted.

Fonte: (CARRARA et al., 1990)

Dentre as três variações da modulação Level-Shifted, será utilizada neste trabalho a IPD, uma vez que esta apresenta um melhor perfil harmônico na saída (WU, 2006). Nesta técnica o índice de modulação de frequência (𝑚𝑓) é calculado da mesma forma que na modulação Phase-Shifted. No entanto, devido a distribuição vertical das portadoras triangulares o índice de modulação (𝑚𝑎) é calculado segundo a equação (7).

(28)

18

𝑚

_𝑎

=

𝑉𝑚

(𝑚−1)∗𝑉_𝑐𝑟 (7)

O controle do chaveamento de cada módulo é feito pela comparação entre o sinal modulante e duas ondas portadoras equidistantes da referência zero. Desta forma, considerando o conversor de sete níveis apresentado na Figura 8-a, as portadoras superiores controlam as chaves 𝑆₁₁, 𝑆₂₁ e 𝑆₃₁, enquanto suas equivalentes inferiores controlam 𝑆₁₃, 𝑆₂₃ e 𝑆₃₃. Como na modulação unipolar os pares de semicondutores inferiores (𝑆₁₂, 𝑆₁₄, 𝑆₂₂, 𝑆₂₄, 𝑆₃₂, 𝑆₃₄) operam de forma complementar à seus pares adjacentes (𝑆₁₁, 𝑆₁₃, 𝑆₂₁, 𝑆₂₃, 𝑆₃₁, 𝑆₃₃).

A Figura 16 apresenta o funcionamento da modulação Level-Shifted IPD para um conversor de sete níveis CHB monofásico, como apresentado na Figura 8-a, com 𝑚_𝑎 = 0.8 e 𝑚_𝑓 = 15. Nesta figura também são representados os sinais de controle das chaves superiores (𝑆₁₁, 𝑆₁₃, 𝑆_21,𝑆₂₃, 𝑆₃₁, 𝑆₃₃) e saída de cada módulo (𝑉_𝐻1, 𝑉_𝐻2, 𝑉_𝐻3), além do sinal de saída do equipamento (𝑉_𝐴𝑛).

Figura 16: Funcionamento da modulação Phase-Shifted para CHB de sete níveis.

(29)

19

Diferentemente da técnica de modulação Phase-Shifted, a frequência de chaveamento dos semicondutores na modulação IPD, não é igual à da portadora triangular. A frequência em questão será diferente para cada ponte, sendo calculada pela quantidade de pulsos por ciclo multiplicada pela frequência do sinal modulante. No entanto a frequência de chaveamento do equipamento será igual à das portadoras triangular, como descrito na equação (8).

𝑓_{𝑠𝑤,𝑖𝑛𝑣}= 𝑓_𝑐𝑟 (8)

Assim, a frequência média dos dispositivos semicondutores pode ser calculada segunda a equação (9).

𝑓_{𝑠𝑤,𝑑𝑒𝑣} = 𝑓𝑐𝑟

(𝑚−1) (9)

Portanto, é obtida uma redução nas perdas do equipamento, já que as chaves operam em frequência menor que a da saída do conversor.

3. Simulações

Antes da implementação das modulações no protótipo, foram feitas simulações no Simulink. A partir destas simulações foi possível analisar a eficácia dos algoritmos utilizados na implementação, bem como algumas particularidades de funcionamento de cada modulação.

Para as simulações foi utilizado um conversor com sete níveis, como apresentado na Fgura 17, com os elo CC de 600 volts, uma carga RL (R = 10 Ω e L = 10 mH) e a frequência das portadoras de 1200 Hz para ambas as modulações. Desta forma, foram analisadas diferentes operações com a variação dos indices de modulação (ma) e os seus respectivos impactos no THD dos sinais de tensão. Além disso, foi analisado a facilidade na qual estas modulações conseguem reproduzir um sinal que não seja senoidal, como os utilizados em filtros ativos. A lógica da modulação utilizada na modulação é apresentada no apendice A.

(30)

20

Figura 17: Tela da Simulação

A Figura 18 apresenta as formas de onda da tensão de saída do conversor de sete níveis, utilizando a modulação Phase-Shifted para quatro indices de modulação diferentes.

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21

Figura 18: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma =

0.3, ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0.

Fonte: Elaborada pelo autor

É observado que o número de níveis no sinal aumenta com o aumento do índice de modulação. Isto ocorre uma vez que o sinal de saída é a composição do sinal das três pontes. Deste modo, para índices de modulação baixos, como exemplificado na Figura 19, não haverá condução simultânea entre as pontes. Desta maneira, cada pulso do sinal de saída do conversor é formado pelo pulso de uma ponte específica, ocorrendo o surgimento de apenas três níveis. Todavia, mesmo que apenas uma ponte conduza por vez, estas possuem o mesmo padrão de chaveamento, garantindo o equilíbrio dos capacitores do elo CC.

(32)

22

Phase-Shifted e ma = 0.3

Por outro lado, como demonstrado na Figura 20, para índices de modulação mais elevados, ocorre condução simultâneas para duas ou mais pontes. Desta maneira, ocorrerá um efeito construtivo entre os sinais das pontes operantes, que resultará no sinal dos níveis superiores.

Phase-Shifted e ma = 0.8

(33)

23

A variação dos índices de modulação interfere de forma direta no THD da tensão de saída do conversor, como demonstrado na Figura 21. Nela é observado uma diminuição do THD para maiores índices de modulação. Isto ocorre, uma vez que, com o aparecimento dos níveis superiores, o sinal de saída se aproxima cada vez mais da forma de onda de uma senoide.

Nota-se também que, como discutido na seção 2.2.2, a modulação Phase-Shifted proporciona o aumento da frequência do sinal de saída do equipamento. Para este caso, no sinal de saída do conversor sete níveis, o primeiro conjunto de harmônicos aparecem somente em torno de 7200 Hz, (seis vezes a frequência da portadora) e os outros aparecem ao redor de seus múltiplos.

Phase-Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0.

Foi simulado também um sinal não-senoidal para testar a aplicabilidade da modulação Phase-Shifted para filtros ativos. Para isso foi gerado um sinal de referência possuindo 40% de fundamental em 60Hz, uma parcela de 30% de terceiro harmônico e outra com 30% de quinto harmônico. A Figura 22 apresenta o sinal de saída do conversor, bem como o sinal de referência.

(34)

24

Figura 22: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Phase-Shifted

As mesmas análises foram efetuadas para a modulação Level-Shifted. Desta maneira, variando o índice de modulação foi obtido as formas de onda apresentadas na Figura 23.

Figura 23: Forma da tensão de saída da simulação da modulação Phase-Shifted para ma =

0.3, ma = 0.5, ma = 0.8 e ma = 1.0.

Nela observa-se que, para a modulação Level-Shifted, o número de níveis obtidos em operação varia com os valores do índice de modulação. No entanto, diferentemente da técnica

(35)

25

Phase-Shifted, as pontes operam diferentemente entre si. Esta característica de funcionamento, permite que uma ou mais pontes fiquem inoperantes dependendo do índice de modulação utilizado. Desta forma o número de níveis utilizados é diretamente relacionado ao índice de modulação. A Figura 24 ilustra o comportamento das três pontes para ma =0.3, onde as pontes 2 e 3 estão fora de operação. Observa-se que neste caso, há apenas o surgimento de três níveis que são compostos apenas pelo sinal da ponte 3.

Level-Shifted e ma = 0.3

Para a utilização dos níveis superiores é necessário que mais de uma ponte esteja operando. Para isso é necessário o aumento do índice de modulação, que permitirá que outros módulos entrem em operação, possibilitando o alcance de outras faixas de tensões. As diferentes operações entre as três pontes também impactam na carga e descarga dos capacitores do elo CC, e causam um desequilíbrio entre as pontes. Sendo assim ocorre a distribuição não-uniforme de potência e consequentemente de calor no conversor. Desta forma para minimizar as perdas de chaveamento e condução, é necessário promover um rodizio do chaveamento entre as pontes (SREENIVASARAO; AGARWAL; DAS, 2014).

A Figura 25 exemplifica o funcionamento do conversor, com as três pontes operando. Nota-se que apesar de as três pontes operarem de forma diferente entre si, ocorre o efeito construtivo entre os sinais dos módulos dando origem aos níveis mais altos. No entanto, nesta

(36)

26

modulação não há o efeito de aumento da frequência do sinal de saída como observado na modulação Phase-Shifted.

Level-Shifted e ma = 0.8

Devido ao fato de a modulação Level-Shifted proporcionar uma menor frequência do sinal de saída, ocorrerá o aparecimento de componentes harmônicas de ordens mais baixas. A Figura 26 apresenta o espectro harmônico da tensão de saída do conversor utilizando a técnica Level-Shifted operando em quatro situações de índices de modulação. Nota-se que nesta técnica de modulação, os harmônicos predominantes aparecem em torno da frequência da portadora e diminuem para frequências mais altas. Além disso, observa-se a redução do THD com o aumento do índice de modulação. Isto ocorre, pois, os índices de modulações mais elevados acarretam no aparecimento de maiores números de níveis na saída do conversor, aproximando-se mais da forma de uma aproximando-senoide.

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Level-Shifted para: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma = 1.0.

O conversor monofásico de sete níveis estudado neste trabalho apresenta o THD ligeiramente melhor quando utilizada a modulação Phase-Shifted, como apresentado na Tabela 1. No entanto, a modulação Level-Shifted apresenta melhores THDs quando utilizadas em conversores que apresentam a saída com tensões fase-fase (WU, 2006). Isso ocorre pelas melhorias na forma de onda na porção central do semiciclo positivo e negativo.

Tabela 1: Comparação do THD entre as técnicas de modulação

Modulação Phase-Shifted Modulação Level-Shifted

ma THD (%) ma THD (%)

0.3 58.45 0.3 63.60

0.5 37.02 0.5 39.78

0.8 22.18 0.8 24.19

1.0 16.46 1.0 18.14

As consequências da menor frequência do sinal de saída do equipamento e, portanto, a presença dos harmônicos de ordem mais baixa, podem ser percebidas por distorções na corrente

(38)

28

de saída. A Figura 27 apresenta o sinal de corrente na saída do conversor para ambas as modulações configuradas com os mesmos parâmetros. Nota-se um leve ripple na corrente na utilização do Level-Shifted. Para atenuar estas distorções na corrente, é necessário aumentar a frequência de chaveamento.

Figura 27: Correntes na saída do conversor para ambas modulações

A menor frequência do sinal de saída proporcionada pela modulação Level-Shifted, também pode ser um fator limitador na reprodução de formas de ondas não senoidais. A Figura 28 apresenta o sinal de saída do conversor para um sinal de referência senoidal de 60 Hz com parcelas de terceiro e quinto harmônicos e diferentes frequências de chaveamento. Nota-se que a frequência de chaveamento de 1200 Hz não foi o suficiente para a reprodução do sinal de referência, diferentemente da modulação Phase-Shifted. Para que seja possível a reprodução do sinal, foi necessário o aumento da frequência de chaveamento para 7200 Hz, onde se conseguiu a reprodução do sinal adequadamente.

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29

Figura 28: Tensão de saída não-senoidal e referência utilizando modulação Level-Shifted

para diferentes frequências da portadora.

4. Implementação das Técnicas de Modulação no DSP

TMS320F28335

4.1. Implementação da modulação Phase-Shifted

O TMS320F28335 DSP possui 6 módulos PWM, os quais são chamados de ePWM, sendo cada par de módulo responsável pelo controle de uma ponte. Estes módulos são baseados em um contador programável, que por sua vez são um equivalente digital das portadoras utilizadas nas modulações PWM. Sendo assim, o primeiro passo é a configuração da frequência com que a contagem deste contador é efetuada.

A frequência com que a contagem do contador é efetuada, é definida por prescalers os quais reduzem o masterclock de 150 MHz para 75 MHz, sendo esta última, a frequência do clock para os módulos ePWM. É importante frisar que a frequência do clock dos módulos ePWM não é equivalente à frequência do PWM, esta última também é dependente da contagem máxima que o contador atingirá.

A determinação da contagem máxima do contador é dependente dos possíveis modos de contagem proporcionadas pelo microcontrolador, sendo estas UP, DOWN e UP-DOWN, como apresentado na Figura 29.

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30

Figura 29: Modelos de contagem disponibilizada pelo microcontrolador

Para a implementação da modulação Phase-Shifted foi adotada o modo UP-DOWN, uma vez que este proporciona a forma de onda da portadora triangular simétrica. Desta forma para determinar a contagem máxima necessária para a obtenção da frequência da portadora desejada, utiliza-se a equação (10). Para este trabalho a frequência da portadora utilizada foi de 4980 Hz, para isso, a contagem máxima deve ser configurada em 7530.

𝐶𝑜𝑛𝑡𝑎𝑔𝑒𝑚 max = 1 2 .

𝑓𝑒𝑃𝑊𝑀

𝑓𝑝𝑜𝑟𝑡𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎 (10)

As necessárias defasagens entre portadoras na modulação Phase-Shifted, também são efetuadas através de registros inerentes a cada ePWM e são dependentes da contagem máxima. Sendo as defasagens sempre relativa a dois módulos, é necessário fazer a sincronização entre cada módulo através de registros responsáveis pelo sincronismo de forma que todos tenham a mesma referência. Desta forma, sendo a contagem máxima referente à defasagem de 180° pode-se utilizar a equação (11) para a determinação dos valores da contagem para cada ângulo de cada portadora.

𝐶𝑜𝑛𝑡𝑎𝑔𝑒𝑚 𝑎𝑛𝑔 = (𝑐𝑜𝑛𝑡𝑎𝑔𝑒𝑚 max ). 𝜙

180° (11)

A Tabela 2 apresenta os valores necessários de contagem, considerando o sincronismo, para a obtenção dos ângulos de defasagem necessários para cada ePWM. Para os módulos 5 e 6 foi necessário utilizar um artificio para se obter o ângulo necessário, uma vez que os valores

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de configuração eram superiores ao valor máximo de 7530. Dessa forma, foi utilizado para estes dois casos, uma contagem negativa de forma a ser possível a obtenção das defasagens de 240° e 300°.

Tabela 2: Comparação do THD entre as técnicas de modulação

ePWM Defasagem Contagem

1 0 0 2 60 2510 3 120 5020 4 180 7530 5 240 10040 6 300 12550

Definidos os parâmetros que determinam a frequência da portadora e suas defasagens, faz-se necessário a configuração dos parâmetros que possibilitam a implementação da lógica de comparação entre o sinal modulante e a portadora. Isso é feito através de configurações de registros de cada ePWM que alteram o nível lógico comparando o sinal modulante com a contagem corrente da portadora triangular. A lógica da comparação segue o conceito da modulação PWM unipolar apresentado 2.2, onde cada ponte é controlada por um par de portadoras defasada de 180°. A Figura 30 apresenta o conceito da implementação da modulação Phase-Shifted.

Figura 30: Conceito da implementação da modulação Phase-Shifted no microcontroldor

(42)

32

4.2. Implementação da modulação Level-Shifted

Para a implementação da modulação Level-Shifted, seguiu-se os mesmos procedimentos de configuração das frequências das portadoras adotadas na modulação Phase-Shifted. No entanto, não foram necessárias as configurações de defasagem e sincronismo entre as portadoras, uma vez que para esta técnica não há defasagem entre as portadoras. Sendo assim todos os 6 módulos ePWM utilizados, foram configurados exatamente da mesma maneira, sendo cada par de módulos responsáveis por controlar uma ponte.

No entanto, a modulação Level-Shifted possui a necessidade do deslocamento vertical entre as portadoras. Porém, o microcontrolador não apresenta ferramentas para efetuar esta ação. Sendo assim faz-se necessário o uso de um artificio que emule o deslocamento vertical das portadoras.

Este artificio consiste em realizar o deslocamento vertical não das portadoras, mas sim do sinal modulante. Dessa forma, faz-se necessário a divisão do sinal modulante em seis partes. Cada uma dessas partes é deslocada segundo a proporção de um fator “a” e é submetido à um dos módulos ePWM.Esta proporção “a”, consistem no valor da contagem máxima do módulo ePWM, para a situação em questão, a será igual a 7530. A Tabela 4apresenta a proporção a ser deslocada para cada ePWM e a Figura 31 apresenta o fluxograma da implementação da modulação Level-Shifted.

Tabela 3: Proporção a ser deslocada por cada PWM

ePWM Deslocamento 1 0 2 - a 3 - 2a 4 + a 5 + 2a 6 + 3a

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33

Figura 31: Fluxograma da implementação da modulação Level-Shifted no microcontroldor

A lógica da comparação segue o conceito da modulação PWM unipolar como exposto na seção 2.2, onde cada ponte é controlada por uma portadora da parte superior e outra da parte inferior.

5. Descrição do Protótipo Utilizado

O protótipo utilizado é constituído por um conversor do tipo ponte H em cascata alimentado por retificadores acoplados às pontes. Vale ressaltar que as pontes utilizadas foram confeccionadas no próprio laboratório. Os retificadores que alimentam o elo CC são conectados a transformadores de acoplamento responsáveis pela isolação galvânica do conversor. A alimentação do sistema é feita por um varivolt como apresentado na Figura 32. O conversor é conectado à uma carga RL através de um disjuntor o qual é utilizado para a inserção e retirada da carga. A Figura 33 apresenta a bancada onde foi montado o protótipo.

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Figura 32: Esquemático do Protótipo Utilizado

A Tabela 4 apresenta os parâmetros do conversor bem como dos componentes que compõem o sistema.

Tabela 4: Parâmetros do Sistema / Conversor

Capacitores do Elo CC 2350 μF

Relação dos Transformadores 440:127

Indutor da Carga 2.7 mH

Resistência da Carga 10 Ω

Frequência das portadoras 4980 Hz

Tensão de entrada - Varivolt 100 V

Modelo IGBT SKM100GB12T4

Modelo microcontrolador TMS320F28335

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Figura 33: Bancada do Protótipo.

6. Resultados e Discussões

6.1. Análise da modulação Phase-Shifted

Primeiramente foram analisadas as formas de onda da tensão de saída do conversor operando em vazio, a partir da variação do índice de modulação. A Figura 34 apresenta os sinais de saída de cada módulo e a composição delas, que resulta no sinal de saída do conversor para índices de modulação de 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95.

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Figura 34: Forma da tensão de saída da modulação Phase-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =

0.5, c) ma = 0.8 e d) ma = 0.95. CH1: Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor

É observado que existe uma diminuição do número de níveis para índices mais baixos, pois haverá menor número de conduções simultâneas entre as pontes, resultando em uma menor tensão de saída e consequentemente de menores níveis.

Os conversores que utilizam a modulação Phase-Shifted, produzem harmônicos de frequências elevadas. Este efeito é notado ao analisar os espectros harmônico do sinal para os índices de modulação de 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95, apresentados na Figura 35. Para o conversor de sete níveis em questão, operando com frequência de chaveamento de 4980 Hz, o harmônico mais significativo aparece em torno de 30Khz, cerca de seis vezes maior que a frequência das portadoras.

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Figura 35: Espectro Harmônico Phase-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma

= 0.95.

A capacidade de reprodução de tensões não-senoidais pela modulação Phase-Shifted também foi analisada ao inserir parcelas de 30% de terceiro e quinto harmônico à um sinal de 40% de componente fundamental como apresentado na Figura 36.

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Figura 36: Formas de onda da modulação Phase-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor.

Analisando o espectro harmônico para esta forma de onda apresentado pela Figura 37, é observado uma boa reprodução do sinal, uma vez que não se observou nas baixas frequências o surgimento significante de outras componentes harmônicas a não ser aquelas desejadas.

Figura 37: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Phase- Shifted

As análises de perdas da utilização da modulação Phase-Shifted foram também analisadas. Para isso foram feitas medições de potência na saída do varivolt (PeTotal) e entregue

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39

para a carga (PsTotal) de forma a analisar as perdas e eficiência total do sistema. Também foram medidas as potências na entrada do retificador (Pe1, Pe2 e Pe3) de na saída de cada ponte (Ps1, Ps2 e Ps3), de modo que fosse possível a análise de perda e eficiência de cada ponte.

Estas análises foram feitas com o conversor operando com índices de modulação de 0.85 e 0.3 e alimentando a carga RL. Os resultados obtidos nestas medições são apresentados na Tabela 5.

Tabela 5: Tabela de perdas - Modulação Phase-Shifted

Potências – Phase-Shifted ma = 0.85

PsTotal 300 W PeTotal 372 W Ƞtotal 80.6%

Ponte 1 Ponte 2 Ponte 3

Ps1 100 W Ps2 101 W Ps3 102 W

Pe1 112 W Pe2 114 W Pe3 115 W

Ƞ1 89 % Ƞ2 88.5 % Ƞ3 88.6 %

ma = 0.3

PsTotal 28 W PeTotal 62 W Ƞtotal 45%

Ps1 10 W Ps2 10 W Ps3 10 W

Pe1 13 W Pe2 13 W Pe3 13 W

Ƞ1 76.9 % Ƞ2 76.9 % Ƞ3 76.9 %

Como as pontes na modulação Phase-Shifted apresentam o mesmo padrão de chaveamento pode-se observar que tanto o rendimento quanto as potencias em cada ponte apresentam praticamente os mesmos valores. No entanto o rendimento é menor para cargas mais baixas, dessa maneira como índices de modulação mais baixos diminuem a tensão de saída, diminui-se a potência da carga, ocasionando rendimentos menores.

O rendimento total do sistema foi menor que o das pontes devido às perdas nos componentes extras como os transformadores de acoplamento por exemplo.

6.2. Análise da modulação Level-Shifted

Os mesmos testes em mesmas condições foram efetuados para a modulação Level-Shifted. Desta maneira a Figura 38 apresenta as formas de onda da saída do conversor operando a vazio com índices de modulação de 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95.

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40

Figura 38: Forma da tensão de saída da modulação Level-Shifted para a) ma = 0.3, b) ma =

0.5, c) ma = 0.8 e d) ma = 0.95. CH1: Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor.

É observado que, para esta modulação, também há uma redução do número de níveis para menores índices de modulação. Isso se dá uma vez que para índices de modulação mais baixos, algumas pontes podem sair de operação devido aos módulos não apresentarem o mesmo padrão de chaveamento. De forma a observa de forma clara esse efeito, pode-se analisar a forma de onda para índice de modulação igual a 0.3. Neste caso, há apenas uma ponte em condução, sendo o sinal de saída do conversor composto apenas pelo sinal desta ponte.

Os harmônicos gerados por esta modulação também são de frequências elevadas. A Figura 39 apresenta o espectro harmônico da modulação Level-Shifted para índices de modulação 0.3, 0.5, 0.8 e 0.95.

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Figura 39: Espectros Harmônico Level-Shifted: a) ma = 0.3, b) ma = 0.5, c) ma = 0.8, d) ma

= 0.95.

Nota-se que os harmônicos predominantes surgem em torno da frequência da portadora, ou seja, 4980 Hz. Analisando o espectro harmônico para as duas técnicas de modulações, é possível observar que a modulação Level-Shifted apresentará as principais componentes harmônicas em frequências mais baixas que a presente na modulação Phase-Shifted. Isso ocorre uma vez que a frequência do sinal de saída na modulação Phase-Shifted aumenta em função do número de módulos.

A capacidade de reprodução de tensões não-senoidais pela modulação Level-Shifted é apresentada na Figura 40.

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Figura 40: Formas de onda da modulação Level-Shifted para referência não-senoidal. CH1:

Vponte 1; CH2: Vponte 2; CH3: Vponte 3; CH4: Vconversor.

Como pode ser observado pelo espectro harmônico apresentado na Figura 41, não surgem harmônicos significativos nas frequências não desejadas. Esta boa reprodução da forma de onda harmônica, foi possível devido a frequência de chaveamento de 4980 Hz utilizada no protótipo. Esta frequência utilizada para a portadora, resulta em um índice de modulação de frequência igual à 16 para o harmônico mais elevado (quinto harmônico), enquanto na simulação este mesmo índice foi de apenas 4 devido a frequência utilizada de 1200 Hz. Desta maneira, a modulação Level-Shifted com frequência de chaveamento elevada, possui boa reprodução de sinais não-senoidais.

Figura 41: Espectro Harmônico da tensão de saída não-senoidal da modulação Level-Shifted

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A análise energética para a modulação Level-Shifted seguiu o mesmo procedimento de medições utilizadas na modulação Phase-Shifted. A Tabela 6 apresenta os resultados do conversor operando com índices de modulação de 0.3 e 0.8, alimentando a carga RL.

Tabela 6: Tabela de perdas - Modulação Level-Shifted

Potências – Level-Shifted ma = 0.85

Ps1 142 W Ps2 126 W Ps3 33 W

Pe1 165 W Pe2 146 W Pe3 47 W

Ƞ1 86 % Ƞ2 86 % Ƞ3 70.2 %

ma = 0.3

Ps1 41 W Ps2 3 W Ps3 2 W

Pe1 47 W Pe2 0 W Pe3 0 W

Ƞ1 87.2 % Ƞ2 0 % Ƞ3 0 %

Como a modulação Level-Shifted não apresenta o mesmo padrão de chaveamento entre as pontes, haverá uma divisão diferente das potências entre os módulos. Sendo assim,o módulo que opera menos tempo assume uma parcela menor de potência, sobrecarregando os que operam por mais tempo. Além disso, estes módulos que operam por menos tempo recebem uma potência de entrada menor, porém sendo as perdas por condução constantes entre as pontes, o impacto da perda por condução será mais proeminente nestas e reduzirá sua eficiência. Desta forma é explicado a menor eficiência da modulação Level-Shifted em comparação a Phase-Shifted para índices de modulação mais altos, pois esta última proporcionando uma distribuição igualitária de potência entre as pontes, as perdas por condução serão menos proeminentes.

Devido ao diferente padrão de chaveamento da modulação Level-Shifted, para índices de modulação de 0.3, duas pontes não entram em operação. Sendo assim, as pequenas parcelas de potência (2 e 3 watts) que aparecem nos módulos não operantes, ocorrem devido as perdas nos diodos de roda livre.

Como na modulação Phase-Shifted, o rendimento total do sistema é menor para índices de modulação baixos, devido a diminuição da carga com a diminuição da tensão. No entanto, a

(54)

44

modulação Level-Shifted apresentou vantagem em operações com índice de modulações mais baixo, uma vez que apresentou maior rendimento para essa situação. Isto se deve à menor perda de chaveamento por conta da menor frequência de operação dos dispositivos semicondutores. Além disso, a operação com menor número de pontes reduz também as perdas por condução aumentando o rendimento do conversor.

7. Conclusão

Este trabalho apresentou a implementação e comparação prática de duas técnicas de modulação PWM para conversores multiníveis. Foi observado que ambas as modulações apresentaram desempenhos semelhantes na capacidade de reprodução das formas de onda, uma vez que ambas são capazes de reproduzir satisfatoriamente sinais senoidais e não-senoidais.

A modulação Level-Shifted apresentou maior dificuldade em sua implementação. Isto se deve ao fato de o microcontrolador utilizado não dispor de ferramentas que possibilitassem o deslocamento vertical das portadoras necessário para a sua implementação. Assim sendo, foi necessário a utilização de artifícios que possibilitassem emular estes deslocamentos.

Considerando a eficiência desta técnica, foi observado um rendimento mais alto para operações com índices de modulações mais baixos se comparado à modulação Phase-Shifted. Contudo, foi observado que a modulação Level–Shifted apresentou desequilíbrio de potência entre as pontes devido estas não seguirem o mesmo padrão de chaveamento. Esta característica distribui potência diferentemente entre os módulos, causando distribuição não uniforme de calor e afetando a carga e descarga dos capacitores do elo CC para aplicações onde este é carregado pelo próprio conversor. Para amenizar esta não homogeneidade, pode ser implementado um rodizio de chaveamento entre as pontes, porém dificultando ainda mais sua implementação da modulação. (SREENIVASARAO; AGARWAL; DAS, 2014)

A modulação Phase-Shifted apresentou maior simplicidade em sua implementação, uma vez que o microcontrolador dispunha de ferramentas para efetuar a defasagem entre as portadoras inerentes desta técnica de modulação. Outro benefício da utilização desta modulação é a não necessidade de técnicas para sanar o desequilíbrio de potência entre as pontes, devido estas seguirem o mesmo padrão de chaveamento. Além disso, a maior frequência do sinal de saída em relação à modulação Level-Shifted, possibilita a redução dos filtros na saída dos conversores que utilizam esta técnica de modulação.