Electrónica Geral. Ano Lectivo 2010/2011. Relatório do Trabalho de Laboratório nº 1. Transístor Bipolar. elaborado a 29 de Março de 2011.

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Electrónica Geral

Mestrado Integrado em Engenharia Física Tecnológica

Mestrado Integrado em Engenharia Biomédica

Mestrado em Bioengenharia e Nanossistemas

Ano Lectivo 2010/2011

Relatório do Trabalho de Laboratório nº 1

Transístor Bipolar

elaborado a 29 de Março de 2011 Grupo Turma



1

2 3 4 5 6 7 2ª feira 15h 2ª feira 17h 3ª feira 12h 3ª feira 14h30 X

Número Nome Rúbrica

65087 Ângelo Dias 65111 Márcia Santos 65112 Mariana Branco

(2)

João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1

2 1. Introdução

Neste trabalho experimental projectou-se, com base nos dados do catálogo, um andar de amplificação simples com um transístor de junção bipolar (TJB) discreto, modelo BC547B. Foi feito o estudo do ponto de funcionamento em repouso (PFR) do circuito simplificado e, posteriormente, a análise em regimes contínuo (DC) e variável (AC) da montagem de emissor comum com polarização estabilizada. Para além dos cálculos teóricos referidos, efectuou-se ainda a análise por simulação no software PSPICE, para se verificarem experimentalmente algumas das características do amplificador. Os resultados obtidos foram comparados com os resultados de medidas directas em laboratório de electrónica. Todos os valores obtidos encontram-se sumariados na Tabela 4 e estão globalmente em concordância.

2. Análise Teórica – Parte I

De acordo com as funções características de um transístor bipolar de junção (TJB), sabe-se que este possui três zonas distintas de funcionamento:

 Zona Activa;

 Zona de Saturação;

 Zona de corte;

Para utilizar o transístor como amplificador é necessário que este se encontre na zona activa, isto é que o que serve de ponto de partida para calcular a polarização do

transístor.

Existem vários tipos de amplificadores dependendo de onde se encontra a tensão de saída. Neste caso estudar-se-á um amplificador de emissor-comum, o qual é um circuito inversor (ganho negativo) e apresenta o emissor tanto na entrada como na saída.

Além de resistências, o circuito apresenta também condensadores de acoplamento e de contorno os quais fazem com que o ganho do amplificador dependa da frequência do sinal de entrada quando este se encontra em regime dinâmico (AC). Por causa do congestionamento de electrões nas fronteiras base/colector e base/emissor existem também condensadores intrínsecos ao transístor ( ). Assim, a função de transferência (ganho) deste tipo de circuito apresenta dois polos, isto é três zonas distintas, baixas frequências, frequências médias e altas frequências. Esta divisão ocorre visto que para baixas frequências os condensadores de acoplamento apresentam uma impedância apreciável e para altas frequências podem ser encarados como curto-circuitos ( ). Porém, em elevadas frequências a influência de é notória já que estes têm uma capacidade da ordem dos picoFarad. Na banda média de frequência todos os condensadores de acoplamento podem ser considerados curto-circuitos e os intrínsecos ao transístor como circuitos abertos.

Relativamente à análise teórica, utilizou-se o modelo -Híbrido (Esquema 1) para regime dinâmico, o qual admite que o declive da característica na zona activa igual a zero,

isto é que não interfere com a corrente do colector. Esta é uma boa aproximação tanto no

caso de média/baixas frequências como no caso de o emissor estar ligado ao ground, devido ao condensador bypass, já que então . Para o nosso circuito em específico, considerou-se

(3)

3

2.1. Primeiramente, foi realizada a análise teórica do circuito (Fig.1) para calcular os valores de

ICQ, VBEQ, VCEQ e IBQ para o ponto de funcionamento em repouso do transístor (Q), sendo que se consideraram à partida os valores de catálogo para VBEQ=0.66V e .

Para simplificar os cálculos determinou-se o equivalente Thévenin à esquerda do TJB, obtendo-se o circuito da Figura 2, onde

( ) e

Utilizando as leis de Kirchhoff, foi calculada a corrente na base do colector, , através

da KVL (Kirchhoff Voltage Law) na malha (1):

Seguidamente, tendo em conta as expressões teoricamente conhecidas, calculou-se:

Alternativamente, podia-se ter escrito mais uma equação KVL, para malha de saída (2), e duas equações auxiliares próprias do transístor a funcionar na zona activa, obtendo-se a matriz: { ⇔ [ ] [ ] [ _] ⇔ {

Fig. 1 e 2 – Circuito simplificado para a análise do PFR e respectivo equivalente de Thévenin.

(1)

(4)

4

10 20 30 40 50 60 70 1.030 1.035 1.040 1.045 1.050

2.2. Para verificar a estabilidade do ponto de funcionamento em repouso (PFR), fez-se variar o

ganho de corrente de 200 a 450 (Gráfico 1). Obteve-se ainda a expressão analítica, a partir das equações matriciais anteriores, que relaciona a corrente no colector, , com a característica do TJB, :

 (

)

Ainda para avaliar a estabilidade do ponto de funcionamento em repouso (PFR) fez-se variar a temperatura de 0º a 70ºC (Gráfico 2). Obteve-se ainda a expressão analítica que relaciona a corrente do colector, , com a temperatura, tendo em conta que

:  ( ) 250 300 350 400 450 1.01 1.02 1.03 1.04 1.05 1.06

Gráfico 1 - Variação de IC com , 200< <450.

(5)

5

2.3. Ao alterar a resistência de obtêm-se os valores de e

Assim, substituindo na matriz inicial tem-se para o primeiro caso: [ ] [ ] [ _] ⇔ {

E para o segundo caso tem-se:

[ ] [ ] [ _] ⇔ {

Logo, pode-se concluir que teoricamente o valor de não varia com a variação do

valor da resistência Por conseguinte, este circuito é apropriado para usar como fonte de corrente de polarização.

2.4. Procedeu-se do mesmo modo para a resistência , com e

No primeiro caso tem-se que:

[ ] [ ] [ _] ⇔ {

E para o segundo caso:

[ ] [ ] [ _]

(6)

6

⇔ {

Neste caso a conclusão é que para variações do valor de têm-se uma variação significativa das corrente e em especial da corrente , como tal, este circuito não

deveria ser usado como fonte de corrente de polarização.

2.5. Para analisar o circuito em termos de frequência, ou seja em AC, é necessário

substituirmos o TJB pelo seu modelo incremental equivalente (Fig.3), com

Com intuito de se verificar a partir de que frequências os condensadores de acoplamento, , e de contorno, , se podem considerar um curto-circuito, calculou-se o equivalente de Thévenin visto aos terminais de cada condensador, considerando os restantes dois como curto-circuito e posteriormente a constante de tempo, . A frequência angular limite será maior que o inverso de .

Primeiro analisou-se o circuito só com o condensador (Fig.4):



Logo, e ⇔

Para o circuito apenas com o condensador analisou-se o circuito da Figura 5: Fig. 3 – Circuito incremental equivalente ao circuito da Figura 1.

(7)

7 



Por isso, e ⇔

Por fim, analisou-se o circuito só com (Fig.6):



Por isso, e ⇔

Como a maior das frequências é 17,89 Hz, então considera-se que a partir desta todos os condensadores se comportam como curto-circuito.

Fig. 5 – Circuito equivalente só com CE.

(8)

8

2.6. Nesta pergunta consideram-se dois casos: a) com condensador (em paralelo com )

e b) sem condensador . Para tal analisam-se os circuitos das Figura 5 e 7 respectivamente:

a)

Para calcular a impedância de saída considera-se unicamente o circuito amplificador (Fig.7), onde a corrente que passa na resistência se designa por

. E portanto,

b) Neste caso é analisado o circuito da Figura 8.

com

Fig. 8 – Circuito equivalente com todos os condensadores em curto-circuito. Fig. 7 – Circuito simplificado para cálculo de .

(9)

9

( ₎

No caso da impedância de saída esta é calculada através de uma fonte de teste colocada na saída e calculando a corrente que atravessa a mesma (Fig.9). E portanto,

2.7. Considera-se novamente que o condensador está colocado em paralelo com

(Fig.6), e que a entrada recebe um sinal . Pretende-se calcular a amplitude

máxima para a qual não há distorção no sinal de saída, ou seja o transístor não

satura.

Ora, na zona de saturação sabe-se que e que .

Note-se então que no esquema (Fig.6) . Considerando que no

caso limite ainda é válida a expressão de ganho de 6. a), então

| | | | |

|

Já na zona de corte, tem-se que e Como tal, , e | | | | | | .

Como é mais pequeno que , então alcança-se mais rapidamente a zona de saturação do que a de corte, pelo que a amplitude máxima de é .

Gráfico 1 – Sinal de saída, cortado na zona de saturação e de corte.

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10

2.8. Nota-se evidentemente que o circuito projectado sem condensador em paralelo com

, apresenta um ganho de tensão, corrente e impedância (à excepção de ) muito inferior a quando apresenta o condensador.

2.9. e são condensadores de acoplamento enquanto que é um condensador de

contorno. A função de e é impedir a passagem da parte DC do sinal. Assim, o condensador irá impedir a alteração do ponto de funcionamento em repouso, sendo possível proceder aos cálculos da parte DC e AC separadamente. Além disso, o condensador impede a passagem de corrente na resistência do emissor , para médias e altas frequências.

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11 3. Simulação – Parte II

Para proceder à simulação do circuito pretendido no PSPICE, foram escolhidos e introduzidos alguns dados e especificações, em cada um dos modos de análise:

a) Características do transístor utilizado:

MODEL BC547B NPN (IS=2.39E-14 XTI=3 EG=1.11 VAF=63.2 BF=294.3 NE=1.541 ISE=3.545E-15 IKF=0.1357 XTB=0 BR=7.946 NC=1.243 ISC=0 IKR=0.1144 RC=0.85 CJC=6.928E-12 MJC=0.2955 VJC=0.3997 FC=0.9579 CJE=4.858E-11 MJE=0.333 VJE=0.65 TR=1E-32 TF=277p ITF=0.7495 VTF=2.643 XTF=120 RB=1 VAR=25.9 IRB=1E-06 RBM=1 RE=0.4683 NF=1.008 NR=1.004 PTF=0 XCJC=0.6193 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333)

b) Características escolhidas para a análise do ponto de funcionamento em repouso – Modo Bias Point Detail:

 T = 20ºC

c) Características escolhidas para a análise da variação da corrente no colector em função de – Modo DC Sweep:

 Model parameter com as seguintes características: i. Model type: NPN

ii. Model Name: BC547B iii. Param. Name: BF iv. Start Value: 200

v. End Value: 450 vi. Increment: 10

d) Características escolhidas para a análise da variação da corrente no colector em função das resistências no colector e no emissor – Modo DC Sweep:

 Global paramenter com as seguintes características: i. Name: Rcval ou Reval

ii. Start value: 1k iii. End value: 10k iv. Increment: 5

e) Características escolhidas para a análise da variação da corrente no colector em função da variação da temperatura – Modo DC Sweep:

 Temperature

 Start value:0

 End value:70

 Increment: 2

f) Características escolhidas para a análise dos ganhos e impedâncias associados ao circuito – Modo AC Sweep:

 Pts/Decade: 101

 Star Freq.: 0.0001

 End Freq.: 1.Meg

g) Características escolhidas para a análise das tensões de corte e saturação - Modo

Transient:

 Print Step: 1ms

 Final Time: 50ms

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12

3.1. Para a obtenção dos valores ICQ, VBEQ, VCEQ e IBQ construiu-se o circuito simplificado (Fig.10) no software PSPICE e efectuou-se a análise em modo Bias Point Detail, tendo-se os valores que se encontram representados no circuito e sumariados na tabela (Tabela 1).

Os valores obtidos foram: ICQ=1.0384 mA, VBEQ=0.6511 V, VCEQ=5.2233 V e IBQ=3.4256

A. Note-se que o valor de VBEQ=0.6511 V, apesar de não corresponder ao valor de VBEQ=0.66 V utilizado no catálogo, se encontra bastante próximo.

3.2. Seguidamente, avaliou-se a variação da corrente do colector com a dispersão de (Fig.11), com a temperatura (Fig.12) e com a variação das resistências (Fig.12 e 13) e (Fig.15 e 16). A evolução gráfica de em função dos parâmetros referidos foi obtida no modo DC Sweep.

Fig. 10 - Valores obtidos para tensão e corrente no PFR, T=20ºC.

Fig. 11 – Variação da corrente IC com 200< <450.

Fig. 12 – Variação de IC com 0<T(ºC)<70.

BF 200 250 300 350 400 450 IC(Q6) 1.00mA 1.04mA 1.08mA TEMP 0 10 20 30 40 50 60 70 IC(Q6) 1.03mA 1.04mA 1.05mA 1.06mA

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13

Rcval 1K 2K 3K 4K 5K 6K 7K 8K 9K 10K IC(Q6) 1.000mA 1.025mA 1.050mA

Ou seja, graficamente a variação de IC com a variação de RC é dada por (Fig.14): Fig. 13 – Valores obtidos para tensão e corrente no PFR, T=20ºC, Rc+10%.

Fig. 14 – Valores encontrados para I e V, no PFR, T=20ºC, Rc-10%.

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14

Ou seja, representando esta variação por um gráfico, obtém-se no PSPICE (Fig.18):

Fig. 18 – Variação de IC com RE.

Fig. 16 – Valores encontrados para I e V, no PFR, T=20ºC, RE+10%.

Fig. 17 – Valores encontrados para I e V, no PFR, T=20ºC, RE-10%.

Reval 1K 2K 3K 4K 5K 6K 7K 8K 9K 10K IC(Q6) 0A 1.0mA 2.0mA 3.0mA

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15

3.3. Os ganhos de tensão e corrente e impedâncias de entrada e saída foram simulados a partir do circuito contendo os condensadores (Fig. 18), em modo AC Sweep, e em duas situações particulares1 a) e b). Além disso, os gráficos de ganho obtidos no SPICE foram traçados em amplitude em dB por frequência (Hz).

a) Com condensador CE em paralelo com RE:

Ganho tensão - | | | |

Fig. 19 – Ganho de tensão.

1_{Note-se que o PSPICE dá o módulo dos ganhos de tensão e corrente no modo AC Sweep e que foi}

utilizado um sinal de entrada com AC=1mV.

Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz DB(V(Ro:2)/V(Vim:+)) -100 0 100 DB(V(Ro:2)) DB(V(Vim:+)) -200 -100 0 SEL>>

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16

Ganho de corrente -| | | |

Fig. 20 – Ganho de corrente.

Impedância de entrada -

Fig. 21 – Impedância de entrada.

Impedância de saída -

Fig. 22 – Impedância de saída.

Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz DB(-I(Ro)/I(Vim)) -40 0 40 DB(-I(Ro)) DB(I(Vim)) -400 -200 0 SEL>> Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz V(Vim:+)/I(Vim) 0 5M 10M V(Vim:+) I(Vim) 0 0.5m 1.0m SEL>> Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz V(Vim:+)/I(Vim) 0 5M 10M V(Vim:+) I(Vim) 0 0.5m 1.0m SEL>>

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17

b) Sem condensador CE em paralelo com RE:

Ganho de tensão - | | | |

Fig. 23 – Ganho de tensão.

Ganho de corrente - | | | |

Fig. 24 – Ganho de corrente.

Impedância de entrada -

Fig. 25 – Impedância de entrada.

Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz DB(V(Ro:2)/V(Vim:+)) -100 -50 0 SEL>> DB(V(Ro:2)) DB(V(Vim:+)) -200 -100 0 Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz DB(-I(Ro)/I(Vim)) -40 0 40 SEL>> DB(-I(Ro)) DB(I(Vim)) -400 -200 0 Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz V(Vim:+)/I(Vim) 0 5M 10M SEL>> I(Vim) V(Vim:+) 0 0.5m 1.0m

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18

Impedância de saída -

Fig. 26 – Impedância de saída.

3.4. Por fim, previu-se a amplitude máxima para qual não haja distorção, provocada quer

por saturação quer por corte, em modo Transient, para um sinal de entrada com (por forma a que se encontrasse na zona das frequências médias). As Figuras 27 e 28 mostram uma situação exactamente antes da distorção e outra exactamente no início da distorção. Como tal, o valor de será um valor entre

e 2_.

Fig. 27 – Vim=0.14V, onde há ainda um ligeira distorção.

Fig. 28 – Vim=0.13V, já não há qualquer distorção.

2_{Ver em 5.Conclusões a discussão dos valores obtidos por simulação e a respectiva justificação.} Frequency 100uHz 1.0mHz 10mHz 100mHz 1.0Hz 10Hz 100Hz 1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz V(Vim:+)/I(Vim) 0 5M 10M I(Vim) V(Vim:+) 0 0.5m 1.0m SEL>> Time 0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40ms 45ms 50ms V(Ro:2) V(Vim:+) -5.0V 0V 5.0V Time 0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40ms 45ms 50ms V(Ro:2) V(Vim:+) -5.0V 0V 5.0V

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19 4. Trabalho Experimental (medidas num protótipo) – Parte III

Foram utilizados neste trabalho experimental um protótipo de circuito de polarização estabilizada para um TJB, um gerador de funções CENTRAD GF 467F e LEADER LFG-1310, um osciloscópio Agilent Technologies DSO3062A 60MHz (1GSa/s) e HITACHI VC-6523, uma fonte de tensão contínua IDL-800 DIGITAL LAB e um multímetro KIOTTO KT-1992Hz.

4.1. Foi utilizado o multímetro para medir as tensões DC indicadas na Tabela 1 e foram calculadas estimativas das correntes admitindo um valor nominal das resistências, através da Lei de Ohm.

Tabela 1

4.2. Foi aplicado um sinal à entrada do circuito com amplitude

inferior ao valor máximo previsto na simulação e frequência a meio da zona de ganho de tensão constante . Mediu-se a amplitude de e a

desfasagem entre as tensões de entrada e saída . Os resultados encontram-se sumariados na Tabela 2.

4.3. Obtiveram-se as frequências e amplitudes da tensão de saída quando esta decresce _√

do valor que tinha na zona de ganho constante. Além disso, obteve-se também a desfasagem entre a tensão de saída e de entrada. Os resultados estão na Tabela 2. De acordo com o digrama de fase do circuito podemos identificar um patamar nos -180º correspondentes ao circuito inversor. Até ao pólo

ocorre um decréscimo do argumento de zero até ao patamar. Os -135º

correspondem ao valor de frequência associado a uma amplitude 3dB abaixo

. Relativamente à fase 225º, esta corresponde ao valor de frequência 3 dB

abaixo da amplitude máxima, posicionando-se assim aproximadamente a

meio da descida entre -180º e -360º.

Tabela 2 | |

4.4. Retirou-se o condensador e mediram-se novamente os dados pedidos nas alíneas

(20)

20

Tabela 3

4.5. Por fim, novamente com o condensador em paralelo, aumentou-se a amplitude da

tensão de entrada até se verificar a distorção. A primeira distorção verificou-se na zona de saturação do transístor com uma amplitude de

| |

(21)

21 5. Conclusões

Ao longo deste trabalho experimental foram encontradas algumas diferenças entre os valores teóricos e de simulação previstos e os valores experimentais (Tabela 4). Essas ligeiras diferenças devem-se principalmente ao facto dos circuitos equivalentes não corresponderem à realidade, mas também às diferentes aproximações efectuadas ao longo dos cálculos.

Foi analisado um circuito emissor comum com propriedades de amplificador, o qual, apesar de poder ser descrito teoricamente por algumas equações correspondentes às três zonas de funcionamento, na realidade funciona tendo em conta diversos parâmetros tais como a temperatura e .

Na primeira parte, relativamente à análise do PFR, os parâmetros , T (temperatura) e RC provocaram alterações muito pouco significativas da IC em contraste com a alteração de RE que levou a uma diminuição da IC. Esta variação foi confirmada, tanto por simulação como experimentalmente. Por conseguinte, este é um bom circuito fonte de corrente.

Quanto aos condensadores de contorno e acoplamento, estes podem ser aproximados por curtos-circuitos para valores muito baixos de frequência (note-se que a maior das frequências calculada foi 0.339 Hz). Tal facto foi verificado experimentalmente, tendo-se obtido os valores de frequência sumariados nas Tabelas 2 e 3.

Para os cálculos dos ganhos em AC, foram consideradas duas hipóteses: com condensador de contorno ou sem condensador de contorno . Verificou-se que na ausência deste, os valores de ganho de tensão e corrente decrescem substancialmente, já que este condensador serve para fazer o bypass do sinal AC na saída, ou seja diminuir a resistência de saída e aumentar assim os ganhos. Quanto à impedância de saída esta manteve-se inalterada, enquanto que na impedância de entrada registou-se um aumento substancial o que se explica pela existência de .

Todos os valores obtidos até este ponto da análise encontram-se muito perto dos obtidos por simulação, sendo as pequenas diferenças explicadas pelo facto de não se ter tido em conta , e – cálculos tornaram-se muito mais simples e as alterações nos resultados foram mínimas. Experimentalmente, os valores da Tabela 1 aproximaram-se dos valores previstos teoricamente, à excepção do valore da corrente IBQ, este valor justifica-se pela discrepância entre o valor de catálogo de e o valor real Além disso, os valores reais das resistências afastaram-se ligeiramente dos teóricos, o que influenciaram os valores obtidos para as correntes calculadas (Tabela 1).

Nos cálculos foi considerado um circuito AC equivalente sem a resistência em paralelo com a fonte dependente de tensão (Esquema 1). Como tal, o valor teórico de impedância de saída do circuito com o condensador em paralelo calculado (4.7k ) divergiu do valor simulado no SPICE (4.3k ), pois este tem em conta a resistência , em paralelo com RC.

As funções de transferência obtidas por simulação representam o ganho do circuito. Estas apresentam dois pólos visto que o patamar indica que existe uma inclinação de antes e depois do mesmo. Nos cálculos encontrámo-nos na maior parte das vezes na banda média de frequências e por isso considerámos os condensadores como circuito aberto. Porém, para baixas ou altas frequências os condensadores começam a comportar-se como tal, originando os pólos.

Experimentalmente, verificou-se que no decurso do laboratório, os valores calculados para a amplitude de e são exactamente 70% dos valores inicial, o que indica que

os valores obtidos nas Tabelas 2 e 3 são bastante satisfatórios.

Para calcular a amplitude máxima do sinal sinusoidal de entrada, foi considerado o circuito sem condensador de contorno. Os valores previstos, quer teórico quer simulado, para a amplitude máxima a partir da qual começa a ocorrer distorção do sinal de saída, foram bastante próximos e corresponderam à mesma alternância de , zona de saturação do TJB. No entanto, o valor de amplitude simulado correspondente ao início de distorção por corte, não se aproximou do valor teórico. Este facto deve-se à alteração da tensão de corte que, quando a resistência é retirada do circuito, passa a ser menor que , pois o declive da

(22)

22

valores obtidos para amplitude máxima para sinal de entrada aproximaram-se dos previstos na simulação e na primeira aproximação teórica em 2.7.

Outro ponto relevante é o dimensionamento dos valores dos condensadores de acoplamento, , e , pois este têm como objectivo colocar a frequência 3dB mais baixa, , numa localização específica, para minimizar os valores dos condensadores. Uma vez que o condensador vê a menor resistência equivalente, conclui-se que a sua contribuição para é dominante. Verifica-se ainda que a frequência é determinada como sendo a maior das três frequências calculadas em 2.5.

Uma nota final para o facto de o segundo osciloscópio ser analógico, o que proporcionou um aumento dos erros de paralaxe associados às medidas.

Tabela 4

6. Considerações Finais

Neste trabalho adquiriram-se conhecimentos relativos à electrónica de transístores de junção bipolar (TJB), com o objectivo de amplificar o sinal de entrada. O circuito polarizador utilizado foi montado com condensadores de acoplamento de contorno que têm como objectivo, por um lado produzir alterações consideráveis ao nível do ganho e estabilizar o circuito, e por outro lado, z o sinal AC do sinal DC.

Verificou-se também que projectar um circuito para uma dada função implica saber as características do local onde irá funcionar, nomeadamente a temperatura, uma vez que esta provoca alterações relativamente significantes nos resultados. Além disso, conclui-se que ao variar o valor de determinadas resistências, podem ocorrer modificações relevantes.

Infelizmente, a gestão do tempo não foi a mais adequada, conduzindo à utilização de dois osciloscópios diferentes, o que obrigou à repetição de algumas medições e possivelmente a um aumento dos erros.

Por último, os circuitos reais apresentam erros não considerados nas análises teórica e de simulação, pois estes advêm do uso inapropriado ou até prolongado do material utilizado no laboratório.

Parte I

Parte II

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23 7. Referências

 SEDRA, Adel S. e SMITH, Kenneth C., Microelectronic Circuits; 5ª ed.; Oxford; Oxford University Press; 2004; pp. 377-516;

 FREIRE, João Costa; Programa OrCAD/PSPICE – Instruções Básicas 2.º Semestre 2010/11; IST-DEEC; Lisboa; 2011;

 FREIRE, João Costa; Electrónica Geral - 1.º Trabalho de Laboratório – Transístor Bipolar

de Junção 2.º Semestre 2010/11; IST-DEEC; Lisboa; 2011;

 Http://denethor.wlu.ca/PSpice/pspice_tutorial.html, visitado pela última vez a 20/03/2001 às 11:52.