Valquíria Lima Bessa de Castro
Miniaturização de um Amplificador de
Baixo Ruído em Micro-ondas
Campinas 2017
Miniaturização de um Amplificador de Baixo Ruído em
Micro-ondas
Dissertação apresentada à Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação da Universidade Estadual de Campinas como parte dos requisitos exigidos para a obtenção do título de Mestra em Enge-nharia Elétrica, na Área de Telecomuni-cações e Telemática.
Orientador: Hugo Enrique Hernandez Figueroa
Este exemplar corresponde à ver-são final da dissertação defendida pela aluna Valquíria Lima Bessa de Castro, e orientada pelo Prof. Dr. Hugo Enrique Hernández-Figueroa.
Campinas 2017
Ficha catalográfica
Universidade Estadual de Campinas Biblioteca da Área de Engenharia e Arquitetura
Luciana Pietrosanto Milla - CRB 8/8129
Castro, Valquíria Lima Bessa de,
C279m CasMiniaturização de um amplificador de baixo ruído em micro-ondas / Valquíria Lima Bessa de Castro. – Campinas, SP : [s.n.], 2017.
CasOrientador: Hugo Enrique Hernádez-Figueroa.
CasDissertação (mestrado) – Universidade Estadual de Campinas, Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação.
Cas1. Amplificador de baixo ruído. 2. Micro-ondas. I. Hernández-Figueroa, Hugo Enrique,1959-. II. Universidade Estadual de Campinas. Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação. III. Título.
Informações para Biblioteca Digital
Título em outro idioma: Microwave low noise amplifier miniaturization Palavras-chave em inglês:
Low noise amplifier Microwave
Área de concentração: Telecomunicações e Telemática Titulação: Mestra em Engenharia Elétrica
Banca examinadora:
Hugo Enrique Hernández-Figueroa João Roberto Moreira Neto
Luciano Prado de Oliveira
Data de defesa: 21-02-2017
Programa de Pós-Graduação: Engenharia Elétrica
Candidato: Valquíria Lima Bessa de CastroRA: 162627 Data da defesa: 21 de fevereiro de 2017
Título da Tese: “Miniaturização de um Amplificador de Baixo Ruído em Micro-ondas.” Prof. Dr. Hugo Enrique Hernandez Figueroa (Presidente,FEEC/UNICAMP)
Prof. Dr. João Roberto Moreira Neto (Bradar Indústria S.A.) Prof. Dr. Luciano de Oliveira Prado (FEEC/UNICAMP)
A ata de defesa, com as respectivas assinaturas dos membros da Comissão Julgadora, encontra-se no processo de vida acadêmica do aluno.
Dedico esta dissertação ao meu esposo Felício que sempre me ajudou e me incentivou a aprender sempre mais.
Primeiramente, agradeço a Deus que permitiu que este momento fosse vivido por mim, trazendo alegria aos meus familiares e a todos que contribuíram para a realização deste trabalho.
Agradeço ao meu esposo Felício e aos meus pais Edgardo e Aparecida por me incentivarem todos os anos que estive na universidade.
Ao meu professor Hugo por toda orientação e ajuda que me foram dados. Ao LEMAC pelo excelente ambiente oferecido aos seus alunos e os profissionais qualificados que disponibiliza para nos ensinar, especialmente os doutores Luciano e Leonardo.
A CAPES e a empresa Bradar pelo apoio recebido para o desenvolvimento deste trabalho.
E enfim, a todos que contribuíram para a realização deste trabalho, seja de forma direta ou indireta, fica registrado aqui, o meu muito obrigada!
O avanço da tecnologia permite que dispositivos eletrônicos sejam cada vez menores o que faz com que novas técnicas de miniaturização sejam desenvolvidas cons-tantemente. Este projeto visa miniaturizar um amplificador de baixo ruído operante na faixa de micro-ondas do espectro de frequência sem que ele apresente uma deterioração no desempenho. Utilizando softwares como o ANSYS Designer e o HFSS e aplicando técnicas de miniaturização atípicas na literatura, é possível projetar modelos eletromagnéticos que possuem área com uma redução expressiva e que fornecem repostas confiáveis e muito próximas das apresentadas pelo dispositivo original.
The advancement of technology allows electronic devices to become smaller, which means that new miniaturization techniques are constantly being developed. This
project aims to miniaturize a low-noise amplifier operating in the microwave range of the frequency spectrum without presenting a deterioration in performance. Using software like ANSYS Designer and HFSS and applying atypical miniaturization techniques in the literature, it’s possible to design electromagnetic models that have a significant area reduction and provide reliable and very similar responses to those presented by the original device.
1.1 Representação em blocos de um sistema de recepção. . . 16
1.2 Esquemático do LNA de referência. . . 17
2.1 Fluxograma de projeto de um LNA. . . 19
2.2 Linha de Microfita. . . 20
2.3 Linhas de campo em uma linha de microfita. . . 21
2.4 Símbolos dos Transistores Bipolares. . . 24
2.5 Transporte de elétrons tipo Drift. . . 25
2.6 Círculo de Estabilidade no plano de impedância de saída ZL com |ΓL| <1 e com (a) |S11| <1 e (b) |S11| >1. . . 27
2.7 Diagrama de uma rede de duas portas. . . 28
2.8 Diagrama que representa a propriedade de homogeneidade de um sistema linear. . . 30
2.9 Diagrama que representa a propriedade aditiva de um sistema linear. . . . 30
2.10 Diagrama que representa a propriedade de superposição de um sistema linear. 31 2.11 Ponto de Compressão de 1 dB. . . 32
2.12 Ilustração do fluxo de corrente vertical (como nos transistores bipolares) e horizontal (como nos FETs) com respeito às armadilhas na superfície. . . . 33
2.13 Banda de Operação definida de f1 a f2. . . 36
2.14 Rede de Casamento. . . 37
2.15 LNA de referência [1]. . . 38
2.16 Operação de um Limitador. . . 39
2.17 Tipos de limitadores. . . 39
2.18 Modelo Teórico do LNA. . . 41
2.19 Modelo Teórico do LNA com Limitador. . . 42
2.20 Geometria de um Acoplador Híbrido. . . 43
2.21 Representação esquemática de uma linha de microfita dobrada. . . 43
3.1 Modelo teórico do LNA. . . 46
3.2 Acoplador Híbrido. . . 48
3.3 Modelo circuital da (a) híbrida original e (b) da híbrida com braços curvos. 50 3.4 Perda de retorno nas portas de entrada das duas híbridas circuitais (original e curvada). . . 50
3.5 Isolamento nas portas remanescentes das duas híbridas circuitais (original e curvada). . . 51
3.6 Transmissão das duas híbridas (original e curvada) na porta 2. . . 51
3.7 Transmissão das duas híbridas (original e curvada) na porta 3. . . 52
3.8 Diferença de fase entre as portas de saída das duas híbridas circuitais (original e curvada). . . 52
3.12 Isolamento da porta remanescente da híbrida tridimensional projetada. . . 55
3.13 Diferença de fase entre as portas de saída da híbrida tridimensional projetada. 56 3.14 Rede de polarização de gate de um transistor (a) sem proteção de fonte e (b) com proteção de fonte. . . 57
3.15 Rede de polarização de dreno de um transistor com proteção de fonte. . . . 57
3.16 Rede de curto-circuito. . . 58
3.17 Rede de curto-circuito ressoando. . . 59
3.18 Estabilidade de um transistor sem redes de casamento. . . 59
3.19 Localização das redes de casamento da entrada e da saída do transistor. . . 60
3.20 Modelo circuital de um transistor operante. . . 60
3.21 Modelo circuital do LNA completo. . . 61
3.22 Estabilidade do LNA circuital final. . . 62
3.23 Perda de retorno na porta de entrada do LNA circuital final. . . 62
3.24 Figura de ruído do LNA circuital final. . . 63
3.25 Ganho do LNA circuital final. . . 63
4.1 Elemento discreto definido em uma área. . . 66
4.2 Modelo 3D importado para o Designer e conectado aos arquivos S2P do transistor. . . 67
4.3 Acoplamento entre linhas de transmissão. . . 68
4.4 Capacitância inserida por um Pad. . . 69
4.5 (a) modelo do capacitor de 50 fF (b) modelo de toco de linha equivalente ao capacitor de 50 fF. . . 70
4.6 Comparação das respostas de (a) magnitude e (b) ângulo dos modelos de capacitor. . . 70
4.7 Layout do LNA. . . 71
4.8 Modelo tridimensional do transistor. . . 71
4.9 Estabilidade do LNA tridimensional. . . 72
4.10 Perda de retorno na porta de entrada do LNA tridimensional. . . 72
4.11 Figura de ruído do LNA tridimensional. . . 73
4.12 Ganho do LNA tridimensional. . . 73
4.13 Modelo Teórico do LNA com Limitador. . . 74
4.14 Híbrida e Limitadores. . . 75
4.15 Layout final do LNA dividido em blocos. . . 75
4.16 Layout final do LNA sem cortes. . . 75
4.17 Blocos do LNA conectados aos arquivos S2P dos transistores e dos limita-dores no Designer. . . 76
4.18 Estabilidade do LNA final. . . 76
4.19 Perda de retorno na porta de entrada do LNA final. . . 77
4.20 Figura de ruído do LNA final. . . 78
4.21 Ganho do LNA final. . . 78
5.1 Comparação entre os tamanhos físicos dos LNA original e miniaturizado. . 80 5.2 Comparação entre as respostas fornecidas pelos LNA original e miniaturizado. 80
FEEC Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação LNA Low Noise Amplifier - Amplificador de Baixo Ruído RF Rádio frequência
SNR Signal to Noise Ratio - Relação Sinal Ruído TBJ Transistores de Junção Bipolar
FET Transistor de Efeito de Campo
MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
MESFET Metal Semiconductor FET
HEMT High Electron Mobility Transistor
NF Figura de Ruído
HFSS High Frequency Structural Simulator
1 Introdução 15
1.1 Objetivos e Disposição do Trabalho . . . 17
2 Fundamentação Teórica 18 2.1 Linhas de Microfita . . . 20
2.2 Transistores . . . 23
2.3 Conceitos Básicos sobre circuitos com Transistores . . . 26
2.3.1 Estabilidade . . . 26
2.3.2 Ganho . . . 28
2.3.3 Linearidade . . . 29
2.3.4 Ruído . . . 32
2.4 Especificações do Projeto . . . 35
2.4.1 Banda de operação igual a 20% da frequência central . . . 35
2.4.2 Ganho maior ou igual a 25 dB . . . 36
2.4.3 Figura de ruído por volta de 1 dB . . . 37
2.4.4 Perda de retorno menor que -10 dB . . . 37
2.4.5 Redução em, no mínimo, 50% da área ocupada pelo dispositivo . . 38
2.4.6 Inserção de Limitador . . . 39
2.5 Solução Proposta . . . 40
2.5.1 Acopladores Híbridos de 90◦ . . . 42
3 Metodologia e Resultados Parciais 45 3.1 Modelo Teórico . . . 46
3.2 Acoplador Híbrido - Teoria e Simulação . . . 48
3.2.1 Modelo Circuital da Híbrida . . . 49
3.2.2 Modelo Tridimensional da Híbrida . . . 53
3.3 Modelo Circuital do Amplificador de Baixo Ruído . . . 55
3.4 Respostas do modelo Circuital . . . 61
4 Modelo Final e Resultados 65 4.1 Construção do modelo tridimensional . . . 65
4.2 Dificuldades encontradas no modelo 3D . . . 67
4.3 Esquemático inicial do Amplificador de Baixo Ruído . . . 70
4.4 Modelo Final do Amplificador de Baixo Ruído . . . 74
5 Conclusão 79
Capítulo 1
Introdução
Um amplificador é um dispositivo ativo que, como o próprio nome diz, amplifica um determinado sinal. O primeiro sistema de amplificação, conhecido como tubo de vácuo, foi desenvolvido por volta de 1906 por Lee De Forest e adicionava um eletrodo de rede a um diodo termiônico (válvula Fleming) formando um triodo, que foi o primeiro amplificador eletrônico prático e o antepassado de outros tipos de tubos de vácuo como o tetrodo e pentodo [2].
A amplificação por tubo de vácuo revolucionou a tecnologia da época, criando o novo campo dos eletrônicos, a tecnologia de dispositivos elétricos ativos. Os tubos de vácuo foram os únicos dispositivos de amplificação por 40 anos e dominaram a eletrônica até 1947, quando o primeiro transistor, o transistor de junção bipolar (TBJ) foi inventado. A substituição de tubos de vácuo volumosos e frágeis por transistores durante os anos de 60 e 70 criou outra revolução eletrônica, tornando possíveis os primeiros dispositivos eletrônicos realmente portáteis [2].
Os amplificadores com transistores geram grande ruído, principalmente térmico, o que ocasiona falhas na recepção do sinal recebido. A indústria espacial da época buscou formas de reduzir o ruído inserido pelos amplificadores, criando, assim, os primeiros amplificadores de baixo ruído nos anos de 80 e 90 [3].
Um amplificador de baixo ruído, também conhecido por LNA (Low Noise
Amplifier), é um dispositivo eletrônico utilizado em sistemas de recepção, cuja principal
função é amplificar sinais de baixa potência, recebidos pela antena de recepção, sem degradar significativamente, a sua relação sinal-ruído.
A relação entre a entrada e a saída de um amplificador, que é geralmente expressa em função da frequência, é denominada função de transferência do amplificador, e a magnitude dessa função é denominada de ganho.
A função de transferência de um amplificador é aplicada tanto ao sinal quanto ao ruído presentes na sua entrada, mas a relação sinal-ruído da saída é sempre pior que da entrada por conta de ruído adicional inserido pelos próprios componentes que formam o dispositivo em questão. O LNA é projetado para que esse ruído adicional seja o menor
possível.
Como o LNA é desenvolvido para fornecer ruído mínimo, ele se torna um componente-chave no primeiro estágio de um sistema de recepção de radiofrequência. Isso acontece porque o ruído presente nos primeiros estágios possui maior impacto no sinal recebido pela antena e que será processado pelo receptor. O fator de ruído total do sistema de recepção pode ser calculado através da fórmula de Friis (equação 1.1), que mostra que o ruído inserido pelos primeiros estágios de um sistema em cascata domina o ruído total do receptor [4].
A Figura 1.1 mostra um receptor com seus blocos em cascata, onde cada um fornece um ganho e insere um nível de ruído ao sistema, e como o LNA é desenvolvido para apresentar um baixo nível de ruído e um ganho considerável, ele é, geralmente, escolhido para ser o primeiro bloco num sistema de recepção.
Ftot = F1+ F2−1 G1 + F3−1 G1G2 + · · · + FK−1 G1G2· · · Gk−1 (1.1)
Figura 1.1: Representação em blocos de um sistema de recepção.
Um LNA típico utilizado em um sistema de recepção que possui a arquitetura heteródina (a mais comum) possui alguns níveis de resposta característicos. Por exemplo, o ganho gerado por esse LNA varia entre 15 e 20 decibéis (dB) e o nível de ruído que ele dispõe fica por volta de 2 dB [5].
A proposta desta dissertação de mestrado é desenvolver um LNA atípico, com níveis de ganho e de ruído melhores que os níveis característicos comentados anteriormente e que, além disso, deva ser projetado em uma pequena área, o que será um grande desafio. O trabalho foi baseado em um outro amplificador de baixo ruído já desenvolvido [1], sendo que o principal objetivo foi reduzir a área ocupada em, pelo menos 50% sem perder o padrão de desempenho do dispositivo. Ele opera com a mesma largura de banda do dispositivo de referência que é igual a 20% da frequência central de operação (f0) e seu projeto pode ser estendido para operar em várias faixas de frequência, como: L, S, C e X.
O amplificador de baixo ruído em que foi baseado este trabalho [1] possui ótimos níveis de resposta, como de ganho que está por volta de 28 dB em toda a banda de operação, e de figura de ruído que é menor que 1 dB na mesma faixa de frequência. Os níveis apresentados por esse dispositivo são melhores que os níveis apresentados por um amplificador de baixo ruído típico, como visto anteriormente, caracterizando-o como um ótimo dispositivo. A Figura 1.2 mostra o esquemático desenvolvido em [1] para
que o amplificador de baixo ruído apresente tais respostas. Suas dimensões estão sendo apresentadas em função da frequência central da banda de operação.
Figura 1.2: Esquemático do LNA de referência.
O desafio deste projeto foi fazer um amplificador de baixo ruído que apresente um desempenho semelhante ao apresentado pelo amplificador de baixo ruído de referência, mas que ocupe metade da área.
1.1
Objetivos e Disposição do Trabalho
Já existem na literatura, como [1, 6, 7], alguns projetos que desenvolveram amplificadores de baixo ruído que possuem bons níveis de ganho e de figura de ruído. O diferencial deste projeto é o desenvolvimento de um LNA que apresenta uma redução significativa de área ocupada e que, ao mesmo tempo, forneça bom desempenho.
Os próximos capítulos deste trabalho abordarão como se deu o desenvolvimento deste amplificador de baixo ruído miniaturizado. O capítulo 2 apresenta a teoria por trás de cada elemento utilizado no projeto, assim como todos os parâmetros de desempenho que este dispositivo deve alcançar.
Já os capítulos 3 e 4 apresentam, na teoria e na prática, como o projeto deste amplificador de baixo ruído miniaturizado começou a ser desenvolvido e toda a sua evolução. Neles são apresentadas as ferramentas computacionais utilizadas aqui para ajudar o projetista a obter respostas mais próximas do real.
Por fim, o capítulo 5 mostra a comparação entre o amplificador de baixo ruído miniaturizado e o projeto que serve de inspiração. Nele, é visto o quanto a área deste dispositivo foi reduzida e como isso afetou nas respostas obtidas pelo novo amplificador de baixo ruído, concluindo, assim, o projeto.
Capítulo 2
Fundamentação Teórica
Um amplificador de baixo ruído é um dispositivo ativo que deve ser linear e que fornece ao sistema onde está inserido alto ganho, baixa figura de ruído e casamento de impedância na entrada e na saída do dispositivo. Essas são as principais características que um projetista deve observar ao desenvolver um dispositivo como esse.
Um LNA é composto, basicamente, de um componente que forneça um estágio de amplificação, isto é, que aumente o nível de potência do sinal de entrada, o que acarreta em ganho para o sistema. Esse ganho pode ser fornecido por um transistor (ou uma combinação deles), por um circuito integrado ou por um diodo de tunelamento. Cada um desses meios de amplificação necessita de um projeto específico para casamento de impedância e cada um deles fornece um nível de ruído, pois, como já se sabe, essas são características importantes para se obter um LNA operando adequadamente. O projeto desenvolvido nesta dissertação fará uso de transistores como componentes de amplificação, pois eles são dispositivos simples e comumente utilizados para este fim. Mais adiante será abordado qual tipo de transistor foi utilizado e como suas redes de casamento de impedância e de polarização foram implementadas.
Projetar um LNA pode levar algum tempo e exigir bastante empenho, por isso é recomendado seguir uma estratégia de projeto [8]. A Figura 2.1 mostra um esquemático dessa estratégia. O primeiro passo desse procedimento é definir as especificações de projeto, como por exemplo, a frequência de operação do dispositivo, sua largura de banda, o ganho que o LNA deve fornecer, o máximo fator de ruído (ou figura de ruído) que pode ser aceito pelo sistema, perda de retorno máxima na banda de operação, área máxima ocupada, dentre outros. O segundo passo é escolher a tecnologia adequada para atender às especificações, no caso do projeto dessa dissertação isso está relacionado a que tipo de transistor será utilizado. Também é muito importante definir a topologia utilizada, que se refere à qual transistor deverá ser utilizado e a forma que ele está inserido no modelo.
A topologia escolhida se relaciona diretamente a questões como ganho e casa-mento de impedância. Estabelecer o nível de ganho fornecido pelo LNA sempre requer um compromisso entre as variáveis do projeto, por exemplo, o fornecimento de um alto ganho
Figura 2.1: Fluxograma de projeto de um LNA.
é bom para prevenir a perda de informação, já que os sinais que possuem níveis baixos não ficam no mesmo nível do ruído. Por outro lado, alto ganho significa ter sinais com grandes níveis de potência que podem gerar problemas de linearidade. Sendo assim, é necessário um compromisso para que essas características permaneçam adequadas ao projeto.
A topologia também afeta a forma como são feitos os casamentos de impedância na entrada e na saída do sistema. Geralmente, a impedância da fonte é casada com a impedância de entrada do dispositivo para, assim, se obter a máxima transferência de potência. Portanto, dependendo do valor da impedância da fonte (se for muito baixo ou muito alto), pode-se escolher uma topologia diferente para que esse casamento de impedâncias seja feito de uma forma mais simples, utilizando um menor número de componentes, por exemplo.
O passo seguinte do projeto de um LNA é a avaliação de como será feita a rede de polarização de cada transistor, que pode ser polarizado diretamente ou inversamente, o que dependerá, especificamente, de cada componente. A rede de polarização deve ser
planejada visando garantir que todos os requisitos do projeto sejam satisfeitos.
Em seguida, deve-se ajustar as redes de casamento para máximo ganho e mínima figura de ruído. O alto ganho é fornecido pelos transistores inseridos no sistema, já a baixa figura de ruído é dada pela razão entre a relação sinal-ruído (Signal to Noise
Ratio - SNR) na entrada e a relação sinal-ruído na saída. A diferença entre a SNR da
entrada e da saída (em dB) equivale ao nível de ruído inserido pelo LNA. O principal desafio dos projetistas de circuitos de radiofrequência (Radio Frequency - RF) é conseguir conciliar esses dois requisitos no mesmo projeto. Não é sempre que o ponto de operação do transistor que gera o maior ganho fornece também a menor figura de ruído. Sendo assim, o projetista deve buscar um equilíbrio tal que essas duas variáveis estejam dentro das especificações, estabelecendo um compromisso entre elas.
Por fim, é necessário analisar as respostas obtidas com o dispositivo desenvolvido, verificando se todos os requisitos foram atendidos e, dessa forma, pode-se finalizá-lo. Se, contudo, em qualquer uma das etapas, o projetista verificar que não atingirá os requisitos, deve rever a estratégia seguida e buscar corrigir o que levou ao não cumprimento das especificações.
Este capítulo apresentará os fundamentos teóricos que embasam a tecnologia utilizada nesse trabalho de mestrado, o transistor escolhido e como ele atua, além de especificar cada um dos requisitos que devem ser alcançados. Por fim, será mostrada a proposta teórica da solução para que se possa alcançar todas as especificações de projeto.
2.1
Linhas de Microfita
A tecnologia que foi utilizada nesta dissertação é a tecnologia de linha de microfita, um tipo de linha de transmissão planar fácil de ser miniaturizada e integrada em dispositivos de micro-ondas ativos e passivos. Essa tecnologia foi escolhida porque pode ser facilmente implementada utilizando a técnica de fabricação conhecida com PCB (Printed Circuit Board) ou placa de circuito impresso, que apoia mecanicamente e conecta eletricamente componentes eletrônicos usando faixas condutoras sobre um substrato. As linhas de microfita são bastante utilizadas em componentes de micro-ondas, como por exemplo, antenas, acopladores, filtros e divisores de potência.
Figura 2.2: Linha de Microfita.
Uma linha de microfita é composta de um condutor de largura w e espessura t sobre um substrato dielétrico com espessura h e permissividade relativa r que, por sua
vez, está acima de um plano-terra que também é feito de um material condutor, como visto na Figura 2.2. As linhas de campo de uma linha de microfita estão concentradas (em sua maioria) entre a trilha condutora e o plano-terra, ou seja, dentro do substrato, mas algumas das suas linhas de campo ficam acima do substrato como mostra a Figura 2.3. De acordo com Pozar [9], como o meio onde o condutor está inserido não é homogêneo (abaixo está o dielétrico e acima o ar) a análise do comportamento desta estrutura se torna difícil, visto que as linhas de microfita não conseguem suportar ondas TEM puras e sim ondas híbridas TM-TE.
Na maioria das aplicações, entretanto, a espessura do substrato é eletricamente pequena (d λ – comprimento de onda), por isso é possível considerar que as ondas suportadas são ondas do tipo quase-TEM. Sendo assim, soluções para a velocidade de fase, impedância característica da linha e constante de propagação podem ser determinadas através da solução de ondas estáticas (como as encontradas entre condutores), ou quase-estáticas.
Figura 2.3: Linhas de campo em uma linha de microfita.
Dado que existem linhas de campo tanto no substrato quanto no ar em torno de uma linha de microfita, é necessário explicitar uma constante dielétrica efetiva que esteja relacionada com os dois meios da seguinte forma:
1 < e < r (2.1)
onde eé a constante dielétrica efetiva. Essa variável será utilizada em todos os cálculos para
ondas estáticas (ou quase-estáticas), o que gerará soluções aproximadas, mas confiáveis, para as linhas de microfita.
A constante dielétrica efetiva pode ser calculada da seguinte forma:
e= r+ 1 2 + r−1 2 1 q 1 + 12h/w. (2.2)
Já a velocidade de fase e a constante de propagação são dadas por: vp = c √ e , (2.3) β= k0 √ e. (2.4)
Dadas as dimensões da linha de microfita, é possível calcular sua impedância característica pela equação (2.5). Por outro lado, sabendo a impedância característica desejada e a frequência de operação daquela linha, é possível determinar a razão entre as dimensões da mesma pela equação (2.6).
Z0 = 60 √ e ln 8d w + w 4d ! , para w/h ≤ 1, 120π √ e[w/h + 1, 393 + 0, 667 ln(w/h + 1, 444)], para w/h ≥ 1, (2.5) w h = 8A 2A−2, para w/h < 2, 2 pi B −1 − ln(2B − 1) + r−1 2r ln(B − 1) + 0, 39 − 0, 61 r , para w/h > 2, (2.6) onde: A = Z0 60 s r+ 1 2 + r−1 r+ 1 0, 23 +0, 11 r , B = 377π 2Z0 √ r.
A atenuação devido a perdas no dielétrico, considerando uma linha como quase-TEM, pode ser calculada como:
αd =
k0r(e−1) tan δ
2√e(r−1)
Np/m, (2.7)
onde δ é a tangente de perda do dielétrico. Já a atenuação devido a perdas no condutor é dada por: αc= RS Z0w Np/m, (2.8) onde RS = q
A equação (2.2) se refere à constante dielétrica efetiva do meio em que a linha de microfita está inserida, mas ela só deve ser usada quando a frequência de operação da linha for baixa. Para radiofrequência (como no caso deste projeto), outra expressão deve ser utilizada, pois nessa faixa de frequência vários efeitos podem ocorrer, como modos de alta ordem e reatâncias parasitas. Esses efeitos fazem com que as respostas de constante dielétrica efetiva, impedância característica e atenuação da linha variem com a frequência.
Sendo assim, é necessário calcular a constante dielétrica efetiva em função da frequência [9,10], como é mostrado a seguir:
e(f) = r−
r− e(0)
1 + G(f), (2.9)
onde e(f) representa a constante dielétrica efetiva dependente da frequência; r é a
permissividade relativa do substrato e e(0) é a constante dielétrica efetiva da linha em
frequência DC. A função G(f) é dada por:
G(f) = g(f/fp)
sendo g = 0.6 + 0.009Z0 e fp = Z0/8hπ, com Z0 em ohms, f em GHz e h em cm, como visto em [10].
Hoje em dia, existem formas mais simples de caracterizar linhas de microfita, como a utilização de softwares. Com eles é possível, rapidamente, determinar todos os parâmetros da linha e obter suas características, mesmo assim, é necessário conhecimento básico sobre o assunto para conseguir interpretar os resultados.
2.2
Transistores
Os transistores são componentes eletrônicos desenvolvidos em meados da década de 1950 que se popularizaram por conta do seu baixo custo de produção e por sua versatilidade. Os transistores podem ser utilizados como amplificadores, interruptores, retificadores, além de colaborar com circuitos de misturadores e osciladores.
O transistor é considerado por muitos a maior invenção ou descoberta da história moderna, tendo tornado possível a revolução dos computadores e dos equipamentos eletrônicos. Os transistores, atualmente, têm substituído quase todos os dispositivos eletromecânicos e a maioria dos sistemas de controle, além de aparecerem em grandes quantidades em tudo que envolva eletrônica, desde os computadores a carros.
Os materiais mais utilizados para se fabricar um transistor são Silício, Germânio, Gálio e alguns óxidos, sendo os transistores de Silício os mais comuns. O Silício é um semimetal que, devido à conformação das ligações eletrônicas de seus átomos (que formam quatro ligações covalentes), gera uma rede eletrônica altamente estável. Ao passar por um
processo de purificação, o silício tem sua estrutura cristalina de átomos reorganizada. Em seguida, ele passa por um processo de dopagem, onde materiais selecionados (chamados de impurezas) irão formar ligações com os átomos de silício. Uma impureza com 3 elétrons livres formará com o silício uma pastilha tipo P, em que uma ligação do silício não foi feita, deixando uma lacuna na pastilha. Ao ser injetada uma impureza com 5 elétrons livres, se formam as pastilhas do tipo N, onde um elétron fica livre das ligações covalentes. Esse elétron tem pouca interação com o átomo, sendo assim, qualquer energia fornecida o fará sair. Quando as pastilhas P e N são unidas, o elétron presente na pastilha N passa para a P e a lacuna da pastilha P migra para a N, deixando-as negativa e positiva, respectivamente. Esse processo representa o princípio de funcionamento de um diodo.
Um transistor é montado unindo três pastilhas da forma PNP ou NPN, ou seja, formando dois diodos, onde a camada do centro é denominada base e as outras são chamadas emissor e coletor. A Figura 2.4 mostra os símbolos desses dois transistores chamados bipolares ou TBJ (Transistores de Junção Bipolar).
Figura 2.4: Símbolos dos Transistores Bipolares.
No transistor de junção bipolar o controle da corrente coletor-emissor é feito injetando corrente na base. O efeito transistor ocorre quando a junção coletor-base é polarizada reversamente e a junção base-emissor é polarizada diretamente. Uma pequena corrente de base é suficiente para estabelecer uma corrente entre os terminais de coletor-emissor. Esta corrente será tão maior quanto maior for a corrente de base, permitindo que o transistor funcione como amplificador, pois ao se injetar uma pequena corrente na base se obtém uma alta tensão de saída.
Esse método de controle de corrente é conhecido como difusão aplicado às junções-pn. A literatura mostra que a corrente de difusão de elétrons nos materiais-p pode ser aproximada por: [8]
In= [np(xp) − npo] Ln · Dn· A · q, (2.10) com [np(xp) − npo] Ln , (2.11)
comprimento de difusão e Dn a difusão constante que descreve a habilidade dos portadores
minoritários de se propagarem no material majoritário, A é a área da superfície da junção e q é a carga elementar.
Existe outro método de transporte de portadores conhecido como drift (des-locamento), onde uma tensão é aplicada nos terminais (Vc), gerando um campo elétrico.
Sendo assim, os portadores (elétrons) podem ser transmitidos da entrada para a saída do canal, como mostra a Figura 2.5 [8]. Nesse caso, a corrente pode ser calculada como uma função da resistência:
I = f(R) = f(ρ 1
w · d) = f(Vc), (2.12)
onde ρ denota a resistividade do canal, d é a espessura do canal, l e w são o comprimento e a largura do transistor fabricado, respectivamente.
Figura 2.5: Transporte de elétrons tipo Drift.
Se um transistor requerer um campo elétrico intenso para realizar o desloca-mento de portadores, ele será denominado com sendo um transistor FET (Transistor de efeito de campo). Existem alguns tipos de transistores FET, os mais comuns são:
• MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) – É um dispositivo de 4 terminais, dreno (Drain), fonte (Source), porta (Gate) e substrato (Body), sendo que em circuitos discretos, normalmente, só 3 terminais são acessíveis, sendo o substrato ligado à fonte. A dopagem do substrato é complementar a dos terminais. Os parâmetros de dimensionamento mais importantes são: a largura do canal, que condiciona a passagem de corrente no transistor, e o comprimento do canal, que está relacionado com o tempo de trânsito dos elétrons no canal.
• MESFET (Metal Semiconductor FET) – É constituído por um canal condutor posicionado na região de contato entre a fonte e o dreno. O transporte de fluxo da fonte para o dreno é controlado por uma barreira de Schottky. O controle do canal é obtido variando a largura da camada de depleção debaixo do contato metálico que modula a espessura do canal condutor e, deste modo, a corrente.
• HEMT (High Electron Mobility Transistor) – Segue o mesmo princípio dos transistores MESFET, incorporando uma junção entre dois materiais que operam em diferentes
bandas no canal (heterojunção). Eles são capazes de operar em frequências mais altas do que os transistores comuns, em até milímetros de comprimento de onda.
Esses conhecimentos sobre transistores são de fundamental importância no desenvolvimento deste projeto, já que esse dispositivo será utilizado para compor o estágio de amplificação do amplificador de baixo ruído. É necessário saber qual tipo de transistor permitirá que os requisitos do projeto sejam alcançados. Nos tópicos seguintes, após abordarmos alguns conceitos básicos sobre circuitos de radiofrequência, será apresentado o tipo de transistor que foi escolhido para este projeto assim como a razão para fazê-lo.
2.3
Conceitos Básicos sobre circuitos com
Transisto-res
Um circuito de radiofrequência pode ser projetado para apresentar uma carac-terística própria, mas alguns conceitos básicos podem (e devem) ser aplicados a qualquer circuito que contenha transistores. Os principais conceitos abordados neste projeto são estabilidade, ganho, linearidade e ruído, conceitos esses diretamente relacionados aos requisitos de projeto, que serão discutidos na sequência.
2.3.1
Estabilidade
A estabilidade é o parâmetro de projeto que verifica se o circuito oscila em alguma frequência não desejada, isto é, se não for especificado que o circuito deve oscilar em uma determinada frequência, ele deve permanecer estável em uma faixa grande de frequências em torno da frequência central de operação. A instabilidade do circuito poderá provocar degradação das suas demais respostas como ganho, ruído, largura de banda, linearidade, potência de saída, consumo de potência DC e casamento de impedância, o que fará com que o dispositivo perca a sua utilidade. Sendo assim, todo o circuito deve sempre ser analisado para garantir a estabilidade. Caso o dispositivo seja instável, métodos de estabilidade devem ser aplicados para garantir que o projeto funcione adequadamente.
Os terminais de um circuito, que possuem determinadas impedâncias, influen-ciam na sua estabilidade, caracterizando-os como incondicionalmente ou condicionalmente estáveis. No primeiro caso, os dispositivos podem ser conectados a qualquer impedância que, mesmo assim, permanecerão estáveis. Já em circuitos condicionalmente estáveis, somente algumas impedâncias específicas tornarão o circuito estável [8].
Dado um dispositivo de duas portas, o cálculo para verificar a sua estabilidade pode ser calculado para [8,11,12],
K = 1 − |S11|
2 − |S
22|2+ |detS|2 2|S12S21|
sendo K a variável que representa se o dispositivo esta estável ou não, também conhecido como fator-K. Esse fator é dependente dos parâmetros de espalhamento do componente, com
det[S] = S11S22− S12S21. (2.14) Como os parâmetros S são dependentes da frequência, o fator-K também o é. Os transistores são incondicionalmente estáveis se K ≥ 1, |S11| < 1 e |S22| <1. Dessa forma não existirá nenhuma impedância que deixará o transistor instável. Agora, se K < 1 o circuito é dito condicionalmente estável e somente algumas impedâncias o tornarão estável. Uma maneira de definir quais são essas impedâncias é utilizar os círculos de estabilidades, que podem ser construídos utilizando a carta de Smith. Cada impedância de entrada gera um círculo de estabilidade com determinado raio (raL), dado por:
raL=
|S12S21| |S22|2− |detS|2
. (2.15)
A equação (2.15) descreve um círculo onde |Γ11|= 1. A distância do centro da carta de Smith para o centro do círculo de estabilidade é dada por:
ceL= (S
22− S11∗ ) ∗ |S22|2− |detS|2
. (2.16)
Na Figura 2.6, é possível ver o círculo formado por |Γ11|= 1 no plano da impedância de saída ZL com |ΓL| <1. Considerando que |Γ11| <1 representa impedâncias estáveis e que a reflexão é pequena [8], todas as impedâncias que se encontrarem na área em que essa condição é verdadeira serão estáveis. Em 2.6(a), |S11| é menor que 1, então a área fora do círculo de estabilidade, mas dentro da carta de Smith, representa as impedâncias estáveis. Já em 2.6(b), |S11| é maior que 1, sendo assim, a área que representa as impedâncias estáveis é a interseção entre a carta de Smith e o círculo de estabilidade.
Figura 2.6: Círculo de Estabilidade no plano de impedância de saída ZL com |ΓL| <1 e
com (a) |S11| <1 e (b) |S11| >1.
Dado que existe a condição de que |S11| <1, pode-se utilizar outro parâmetro para observar a estabilidade, o parâmetro de estabilidade µ. Ele mede o raio do centro da
carta até a borda do círculo de estabilidade. Se µ for maior que 1 significa que o círculo está fora da carta de Smith e que o circuito é incondicionalmente estável. Vale lembrar que isso deve ser avaliado em cada frequência, pois cada uma delas irá gerar um círculo diferente.
Nos softwares, é mais fácil observar o parâmetro µ ao invés de K, já que não se pode avaliar o parâmetro K sozinho. Por isso, o parâmetro µ é o mais indicado para ser analisado.
2.3.2
Ganho
O ganho de um dispositivo de duas portas é representado pelo parâmetro S21, que mede o nível de sinal vindo da porta de entrada (porta 1) na porta 2. Em quase todos os dispositivos, o nível de sinal visto na saída é menor que da entrada, pois o próprio dispositivo degrada o sinal. Já em um amplificador, existe um componente entre as portas de entrada e saída que aumenta a potência do sinal de entrada, fazendo com que haja um aumento da amplitude do sinal visto na saída, ou seja, o nível de sinal na saída é maior que na entrada do dispositivo. O ganho, nesse caso, é dado pela diferença entre esses sinais. Numa rede de duas portas, como mostrado na Figura 2.7, o ganho é dado pela razão entre b2 e a1, onde na porta 2 existe uma carga e na porta 1 uma fonte.
Figura 2.7: Diagrama de uma rede de duas portas.
O ganho que é observado nos transistores de radiofrequência é o ganho de potência do dispositivo e não o ganho relacionado somente à tensão ou corrente. Esse ganho de potência é importante por conta da infinidade de níveis de impedâncias que podem ser encontrados nos circuitos de RF. Segundo Bowick [4], o ganho de potência está relacionado ao de ganho de corrente e de tensão simultaneamente.
A razão entre b2 e a1, vistos na Figura 2.7, representa o ganho mais básico, que não depende de outros fatores, mas é possível calcular um ganho mais preciso. Num transdutor (dispositivo capaz de transformar uma forma de energia em outra), por exemplo, o ganho deve levar em consideração a potência da carga e a potência medida na fonte [8],
dessa forma:
GT = PL PS
, (2.17)
onde PL é a potência real na carga e PS é a potência média da fonte. Dadas a impedância
e a tensão da fonte ZS e VS, respectivamente, pode-se medir a potência na fonte, PS =
|VS|2
4Re{ZS}
. (2.18)
Sabendo que |a1|2 = Ps(1 − |ΓS|2) e que PL= |b2|2(1 − |ΓL|2), vemos que, GT = b2 a1 2 (1 − |ΓS|2)(1 − |ΓL|2). (2.19)
Para se obter um ganho máximo é preciso levar em consideração a estabilidade do componente, pois o casamento para máximo ganho pode deixar o circuito instável, e a instabilidade pode prejudicar o dispositivo. Sendo assim, as condições que levam ao máximo ganho em um ambiente estável gera o que se chama de máximo ganho avaliado (MAG) [8], e pode ser medido da seguinte maneira:
M AG= GT max|K≥1 = S21 S12 (K − √ K2−1). (2.20) O máximo ganho avaliado (MAG) é definido para K ≥ 1, isso significa que o circuito é estável para qualquer impedância de fonte e carga. Em altas frequências, o ganho de transistores não-ressonantes é pequeno o suficiente para garantir K ≥ 1. Já em baixas frequências, o ganho pode ser muito alto, podendo gerar instabilidade (K < 1). Sendo assim, o ganho máximo estável (MSG) pode ser calculado como [8,12]:
M SG= GT max|K<1= S21 S12 . (2.21)
Em certas frequências, o ganho é moderado o suficiente para gerar o fator K unitário, fazendo com que o máximo ganho estável (MSG) se converta no máximo ganho avaliado (MAG). Devido à estabilização, o ganho em baixas frequências é maior que nas altas frequências.
2.3.3
Linearidade
A linearidade é uma propriedade observada em determinados sistemas cuja saída é proporcional a sua entrada. Ela implica duas propriedades: homogeneidade e aditividade [13]. A propriedade de homogeneidade ou escalamento afirma que se uma entrada aumentar k vezes, para um k real ou imaginário arbitrário, seu efeito também
aumentará k vezes [13]. Portanto, se x −→ y, então para todo k real ou imaginário:
kx −→ ky. (2.22)
como mostra a Figura 2.8 a seguir.
Figura 2.8: Diagrama que representa a propriedade de homogeneidade de um sistema linear.
Já a propriedade da aditividade (ou aditiva) sugere que o efeito total num sistema que possui várias entradas pode ser determinado considerando uma entrada por vez e assumindo todas as outras entradas iguais a zero, como mostra a Figura 2.9. O efeito total é, então, a soma de todas as componentes de efeito [13]. Por exemplo: tem-se um sistema de duas entradas onde, a primeira, atuando sozinha, possui um determinado efeito,
x1 −→ y1, já a segunda possui um efeito distinto, x2 −→ y2. Dado que x1 é somado a x2, a saída de um sistema linear será a soma dos sinais y1 e y2, ou seja:
x1 + x2 −→ y1+ y2. (2.23)
Figura 2.9: Diagrama que representa a propriedade aditiva de um sistema linear. Essas duas propriedades combinadas formam a propriedade da superposição [13], a qual é descrita a seguir e ilustrada na Figura 2.10. Se, x1 −→ y1 e x2 −→ y2, então para todos os valores de constantes k1 e k2,
k1x1+ k2x2 −→ k1y1+ k2y2. (2.24) Idealmente, pode-se dizer que é simples fazer um dispositivo linear, mas, na prática, as funções de transferência de dispositivos reais são muito complexas de se conceber.
Figura 2.10: Diagrama que representa a propriedade de superposição de um sistema linear. Isso pode ser devido aos circuitos passivos e ativos ou aos sinais que apresentam grande oscilação de potência [14].
Dispositivos não-lineares e invariantes no tempo podem ser representados matematicamente por uma série de Taylor. Um exemplo é um transistor atuando como uma fonte de corrente, onde a corrente de saída iout(t) depende da tensão de entrada vin(t)
e de coeficientes específicos de entrada cn.
iout(t) = c0+ c1vin(t) + c2vin2 (t) + c3v3in(t) + · · · + cnvinn(t). (2.25)
Para descrever uma não-linearidade perfeita, um número infinito de termos é requerido, entretanto, em muitos circuitos práticos, os primeiros três termos são suficientes para descrevê-lo. Dado que o sinal de entrada, que possui sua corrente representada pela equação (2.25), é Vin(t) = V1cos(w1t), então:
iout(t) = c0+ c1· V1cos(w1t) + c2· V12cos(w1t) + c3· V13cos(w1t) + · · · . (2.26) Reorganizando os termos de até terceira ordem, tem-se que:
iout(t) = c0+ c2· V12 2 + c1· V1+ 3 · c 3· V13 4 ! cos(w1t)+ c2· V12 2 cos(2w1t)+ c3· V13 4 cos(3w1t). (2.27) Em casos lineares, a frequência fundamental (w1) é afetada apenas pela com-ponente de amplitude c1V1, mas nos casos não-lineares a componente 3c3V13/4 também se faz presente. Dependendo das propriedades do dispositivo e da diferença de fase entre c1 e c3, a amplitude da componente fundamental pode ser incrementada ou decrementada. Geralmente, o ganho é decrementado com o aumento da potência de entrada devido aos efeitos de saturação. Sendo assim, pode-se considerar A1 = c1V1 e A3 = 3c3V13/4 como tendo contra-fase [8]. Com isso, é possível calcular qual tensão máxima aplicada na entrada fará com que o ganho caia em relação a reta de ganho linear, esse ponto é chamado de ponto de compressão. O mais utilizado é o ponto de compressão de 1 dB, onde o ganho real cai 1 dB do valor de ganho linear, como mostrado na Figura 2.11.
Figura 2.11: Ponto de Compressão de 1 dB.
Pode-se calcular o ponto de compressão de 1 dB da seguinte forma:
A1− A3 A1 = 1 − 3c3 4c1 V1dB2 = 10−1/20, (2.28) e, portanto, V1dB ≈ s 0, 145 c1 c3 . (2.29)
O ponto de compressão de 1 dB serve para verificar se o transistor está operando na sua região linear. É de extrema importância fazer com que o dispositivo opere em sua região linear, pois a operação em sua região não-linear pode gerar intermodulações que atrapalhem a banda de operação do dispositivo.
2.3.4
Ruído
O ruído pode ser definido como uma perturbação indesejada no sistema, que pode tanto ser provocada por interferência humana como ser gerada naturalmente. Desco-brir e inibir as fontes de ruído indesejadas é uma das principais funções dos projetistas de RF, já que o ruído pode provocar uma leitura errada do sinal recebido. Em transistores, existem três tipos de ruídos que devem ser analisados, são eles: ruído térmico, shot e fliker. O ruído térmico é causado pelo movimento aleatório de portadores de cargas dentro dos condutores, acarretando em uma tensão e uma corrente aleatórias que produzem o ruído. À medida que a temperatura do condutor aumenta, o movimento aleatório das cargas também aumenta, fazendo com que o ruído seja incrementado [4]. A equação (2.30) que calcula a tensão gerada pela movimentação das cargas é dada por,
V =√4KT RB, (2.30)
onde V é a tensão de ruído RMS em volts, k é a constante de Boltzman, T é a temperatura absoluta em Kelvin, R é a resistência do condutor em ohms e B é a largura de banda em
hertz.
A equação (2.30) explicita que o ruído térmico depende da resistência do condutor e da largura de banda do dispositivo, o que mostra que todo componente pode gerar ruído térmico. Mas deve-se observar que quanto maior a largura de banda maior será o ruído, por isso não é aconselhável ter uma largura de banda excedente.
O ruído shot é um tipo de ruído natural gerado pelos portadores de cargas e é causado pelo fluxo de corrente através de uma barreira de potencial, como numa junção PN, sendo que a corrente é gerada pela passagem de elétrons de um terminal para outro. Qualquer flutuação no número de portadores de cargas, em qualquer instante, produz uma mudança na corrente aleatória instantânea, conhecida como ruído e expressa como,
In2 = 2qIdcB, (2.31)
onde I2
né a corrente de ruído média ao quadrado,q é a carga de um elétron, Idc é a corrente
direta em Amperes e B é a largura de banda em Hertz. O ruído shot é incrementado com a corrente Idc, uma vez que ela determina a quantidade de portadores disponíveis.
Sendo assim, o ruído shot pode ser minimizado reduzindo a corrente DC. Infelizmente, essa redução fará com que o ganho máximo que possa ser gerado diminua e, por essa razão, é necessário um equilíbrio entre essas duas variáveis.
Por fim, existe também o ruído fliker que é ocasionado pela formação aleatória de armadilhas nos materiais, ocasionadas por impurezas encontradas nesses elementos. A maioria dessa impurezas estão localizadas nas superfícies dos semicondutores. Dependendo se o fluxo de corrente dos portadores de carga é paralelo ou perpendicular às armadilhas geradas pelas impurezas, pode-se ter um ruído fliker menor ou maior, respectivamente [8], como mostra a Figura 2.12.
Figura 2.12: Ilustração do fluxo de corrente vertical (como nos transistores bipolares) e horizontal (como nos FETs) com respeito às armadilhas na superfície.
O ruído fliker é inversamente proporcional à frequência, pois a probabilidade de formação de armadilhas aumenta com o tempo de propagação dos portadores. Por isso, o ruído fliker é referenciado como ruído 1/f. A densidade de corrente do ruído fliker pode
ser estimada por:
If l2 = If l02 · fr
f . (2.32)
onde I2
f l0 é corrente gerada pela contribuição de ruído na frequência de referência fr.
É possível concluir que o ruído fliker é maior nas baixas frequências, sendo sua contribuição muito maior que a de outros mecanismos de produção de ruído nessa faixa de operação. Existe um ponto na faixa de frequências em que o ruído fliker se torna igual ao ruído térmico e a partir dali somente o ruído térmico é levado em consideração. Essa frequência é chamada de frequência de canto (corner frequency) [8]. Como o ruído
fliker tem maior impacto em baixas frequências, os dispositivos que operam na região DC
sofrem com a sua presença. Já em frequências de radiofrequência, este tipo de ruído não produz impacto suficiente para causar danos ao sinal.
Para fazer a medida real e total de ruído em um dispositivo, uma figura de mérito, chamada de figura de ruído (Noise Figure – NF), é utilizada. A figura de ruído compara o ruído da rede com o ruído ideal de uma rede sem ruído, isto é, mede a degradação da relação sinal-ruído (Signal-to-Noise Ratio - SNR) entre as portas de entrada e de saída do sistema. O fator de ruído F é o valor absoluto da figura de ruído, que é dada em dB, tal que,
F = SN Rin SN Rout
, (2.33)
sendo a figura de ruído dada por,
N F = 10 log(10)F. (2.34)
Para calcular o ruído de uma rede em cascata se utiliza a fórmula de Friis, mostrada na equação (1.1). É interessante observar que para um único dispositivo que possua mais de um estágio, essa mesma fórmula deve ser aplicada para encontrar o fator de ruído correspondente. Se o primeiro estágio apresentar um ganho muito alto, isso fará com que a contribuição de ruído dos demais estágios seja pequena. Sendo assim, a figura de ruído de um sistema em cascata será dominada, basicamente, pelo primeiro estágio. Um amplificador de baixo ruído, como o próprio nome diz, é projetado para gerar um baixo ruído porque ele é, geralmente, o primeiro bloco a ser inserido em um sistema de recepção.
O estudo realizado sobre os conceitos mais básicos que envolvem um transis-tor, como estabilidade, ganho, linearidade e ruído, permite que o desenvolvimento do amplificador de baixo ruído seja feito da maneira mais eficaz possível.
2.4
Especificações do Projeto
A definição das especificações (ou requisitos) do sistema é a primeira etapa no projeto de um dispositivo, e elas estão relacionadas ao desempenho que o dispositivo deve apresentar. As especificações de um projeto são fundamentais para o seu desenvolvimento, pois é a partir delas que a tecnologia e a topologia são escolhidas.
Como o objetivo deste trabalho é projetar um amplificador de baixo ruído que apresente os mesmos parâmetros de desempenho vistos em [1], mas com área reduzida, as especificações serão as mesmas do dispositivo de comparação, acrescentando o fato de que metade da área ocupada deve ser reduzida. Os principais requisitos de um amplificador de baixo ruído estão relacionados ao ganho mínimo que ele deve fornecer, à sua figura de ruído máxima, sua perda de retorno mínima e à banda de operação do sistema. Por fim, a redução do dispositivo é agregada como requisito do projeto. A seguir, estão listados os requisitos deste trabalho de mestrado e adiante, cada um deles será abordado mais a fundo.
• Banda de operação igual a 20% da frequência central; • Ganho maior ou igual a 25 dB;
• Figura de ruído por volta de 1 dB;
• Perda de retorno menor que -10 dB ao longo da banda;
• Redução em, no mínimo, 50% da área ocupada pelo dispositivo de comparação; • Inserção de Limitador de potência.
Este último requisito foi introduzido como forma de proteção do dispositivo, pois os limitadores anulam picos de tensão. Sendo assim, se algum pulso de transmissão for refletido por uma antena descasada ou desligada ele entraria no amplificador de baixo ruído, mas com a introdução de limitadores, pode-se evitar que isso aconteça, como será visto mais a frente.
2.4.1
Banda de operação igual a 20% da frequência central
A banda de operação (ou faixa de operação) de um sistema se refere à faixa do espectro na qual o dispositivo garante todos os requisitos fundamentais. A Figura 2.13 mostra o espectro de um sinal que possui o maior nível de potência na faixa de frequência de f1 a f2 em torno da frequência central fc. As faixas de espectro à esquerda e à direita
de fc são sempre iguais e formam a banda de operação. Pode-se referir a uma banda de
operação quantificando a faixa de espectro ocupada pelo sinal (por exemplo: 1 MHz) ou dizendo a percentagem de espectro com relação à frequência central que aquele sinal ocupa.
Uma banda equivalente a 20% é considerada larga, já que muitos componentes operam efetivamente em uma única frequência, com uma largura de banda estreita em torno desta frequência. Para que um dispositivo apresente uma banda larga, técnicas para aumentar a faixa de operação do dispositivo devem ser implementadas.
Figura 2.13: Banda de Operação definida de f1 a f2.
Como as respostas de um amplificador de baixo ruído dependem da frequência e uma banda larga de operação é exigida, as técnicas utilizadas para casamento de impedância e para polarização do transistor terão que ser desenvolvidas para trabalhar em várias frequências (em toda a faixa de operação). Mas ao se aplicar tais técnicas, outro requisito importante de projeto, a área ocupada pelo dispositivo, pode ser afetado. Como esse requisito é muito importante, como será visto a seguir, terão que ser desenvolvidas soluções que garantam todas as especificações.
2.4.2
Ganho maior ou igual a 25 dB
O ganho especificado para este dispositivo deve ser maior ou igual a 25 dB em toda a banda de operação do amplificador de baixo ruído. Isso quer dizer que na saída do dispositivo, o nível de sinal observado deve ser aproximadamente 316 vezes maior que o nível de sinal visto na sua entrada.
Sabe-se que transistores comuns encontrados no mercado não são capazes de fornecer ganho tão alto, por isso, para alcançar este requisito uma combinação de transistores deve ser feita. A combinação mais comum para gerar um alto ganho é colocar dois (ou mais) transistores em série. Isso fará com que o sinal seja amplificado mais de uma vez, o que produzirá um nível alto de sinal. Deve-se inserir quantos transistores forem necessários para alcançar a especificação, mas deve-se lembrar que quanto mais componentes, maior poderá ser a figura de ruído do sistema. Cabe ao projetista pensar numa ou mais soluções que satisfaçam todos os requisitos.
2.4.3
Figura de ruído por volta de 1 dB
A figura de ruído requerida para o amplificador de baixo ruído deve possuir um valor por volta 1 dB em toda a banda de operação do dispositivo. Como já se sabe, esse tipo de amplificador deve apresentar uma baixa figura de ruído, mas, neste caso, além do baixo ruído também deve-se garantir um alto ganho. Como visto anteriormente, para garantir o alto ganho, é necessária a utilização de vários componentes que farão com que a figura de ruído aumente. Uma solução que pode ser utilizada para minimizar o ruído é procurar componentes (como o transistor) com baixo ruído na frequência em que o amplificador de baixo ruído opera. Outra forma de minimizar o ruído é fazer com que a distribuição dos componentes necessários para o amplificador de baixo ruído não gere um grande ruído, mas isso só poderá ser observado quando o dispositivo estiver sendo numericamente simulado.
2.4.4
Perda de retorno menor que -10 dB
A perda de retorno de um dispositivo é uma medida de reflexão de potência em decibéis (dB) que ocorre em determinado ponto, geralmente na porta de entrada do dispositivo. Quanto menor a perda de retorno menor é a reflexão medida naquele ponto. Para este amplificador de baixo ruído, foi especificado que a perda de retorno na entrada não pode ser maior que -10 dB.
Os níveis de perda de retorno estão diretamente relacionados ao casamento de impedância dos terminais de entrada e saída do sistema. Esse casamento faz com que o dispositivo de entrada, que possui uma determinada impedância (uma fonte, por exemplo), veja o mesmo nível de impedância no dispositivo em que ela irá se conectar. Considere uma fonte com impedância Z0 que deva ser conectada a um dispositivo com uma impedância distinta ZL, o casamento de impedância fará com que essas duas impedâncias
sejam equivalentes. Isso é feito através de uma rede de casamento, ilustrada na cor preta na Figura 2.14, que deve ser inserida entre níveis de impedâncias distintos.
Figura 2.14: Rede de Casamento.
sessões L, sessões π, dentre outros, que podem ser implementadas com vários componentes (capacitores, indutores, resistores, linhas de microfita, etc.). Cabe ao projetista
implementa-las de forma que não prejudiquem os demais requisitos do projeto.
2.4.5
Redução em, no mínimo, 50% da área ocupada pelo
dis-positivo
A principal motivação deste projeto é a redução da área de um dispositivo de referência [1]. Já é sabido que amplificadores de baixo ruído são componentes fundamentais de sistemas receptores e com o avanço da tecnologia, esses dispositivos estão ficando cada vez menores.
Com o intuito de produzir um amplificador de baixo ruído com ótimo padrão de desempenho e com uma pequena área, resolveu-se reproduzir o dispositivo visto na Figura 2.15 [1] com metade da área ocupada por ele, criando, assim, mais um requisito de projeto.
Figura 2.15: LNA de referência [1].
Mas a redução em área desse dispositivo não foi baseada apenas em refazer a topologia. Observando a Figura 2.15 correspondente ao amplificador de baixo ruído de referência [1], pode-se ver que dois componentes desse projeto não podem ser utilizados aqui por ocuparem uma área proporcionalmente grande. O primeiro é o toco radial (no caso, existem três tocos no projeto de referência) utilizado nas redes de polarização do gate dos transistores. Esses tocos radiais têm a função de introduzir um curto-circuito numa banda larga, utilizados na proteção de fonte do gate do transistor. O outro componente utilizado em [1] que não será utilizado aqui é o acoplador híbrido pertencente ao amplificador balanceado (no caso, existem dois acopladores), pois ocupam grande área. A função destes componentes ficará mais clara adiante, mas vale ressaltar que o projetista deverá achar uma solução que substitua esses componentes sem prejudicar o padrão de desempenho do amplificador de baixo ruído.
2.4.6
Inserção de Limitador
Limitadores são dispositivos que permitem a transmissão de sinais que possuem amplitude abaixo de um limiar estabelecido, ou seja, se um sinal possuir uma amplitude acima do limiar, o limitador restringe (ou atenua) seus picos, fazendo com que o sinal possua apenas amplitudes iguais ou abaixo do limiar, como visto na Figura 2.16.
Figura 2.16: Operação de um Limitador.
Os limitadores são usados como dispositivos de segurança, pois evitam que sinais com potência elevada sejam transmitidos para o dispositivo que se quer proteger. Neste projeto, especificamente, ele deverá proteger o amplificador de baixo ruído de possíveis pulsos de transmissão refletidos pela antena caso ela esteja descasada ou desligada. Existem dois tipos principais de limitadores, os de limitância dura e de limitância leve. O primeiro deles retifica a onda assim que ela ultrapassa o limiar, fazendo com que ela possua uma amplitude constante (e igual ao limiar), enquanto apresentar amplitude maior que o limiar. Já o segundo tipo atenua a onda, mantendo-a com o formato original, mas com amplitude dentro dos limites do limitador, como pode ser visto na Figura 2.17.
Figura 2.17: Tipos de limitadores.
A utilização de dispositivos como este deve ser cautelosa, pois ele pode inserir um nível de ruído grande no sistema, fazendo com que a figura de ruído total aumente. Outro ponto que deve ser observado com cuidado é a área do amplificador de baixo ruído que sofrerá um aumento devido a inserção deste dispositivo. Portanto, deve-se sempre observar se todos os requisitos de projeto estão dentro das especificações.
2.5
Solução Proposta
A partir das especificações estabelecidas, é possível traçar uma estratégia de projeto que, teoricamente, alcance todos os requisitos. O principal desafio do projeto é fazer com que o dispositivo mantenha seu desempenho ocupando somente metade da área.
A primeira decisão tomada diz respeito ao transistor que foi utilizado, pois a partir da sua escolha é possível traçar uma estratégia para garantir os requisitos de ganho e figura de ruído. Como já se sabe, transistores isoladamente não fornecem um alto ganho e, por isso, é necessário uma combinação deles. Mesmo assim, é preciso escolher um dispositivo que não possua uma figura de ruído alta. O modelo de transistor escolhido foi o FHX76LP fabricado pela Eudyna [15]. Este é um transistor de alta mobilidade eletrônica (HEMT) e baixo ruído, desenvolvido especificamente para amplificadores de baixo ruído,
possuindo um encapsulamento cerâmico de pequenas dimensões e baixo custo, por isso, este transistor é o melhor dispositivo encontrado no mercado para o desenvolvimento deste projeto.
A segunda decisão tomada foi a escolha do laminado utilizado neste trabalho de dissertação. Como este deve ter um dielétrico que possua baixas perdas para que não interfira na figura de ruído, escolheu-se utilizar o substrato Arlon 25N [16]. Esse substrato possui baixa constante dielétrica, baixas perdas dielétricas e excelente estabilidade mecânica. Essas características tornam este material ideal para aplicações sem fio e digital, tais como, telefones celulares, amplificadores de baixo ruído, antenas, dentre outros [16].
Os testes iniciais e a análise das especificações técnicas do transistor [15] permitem verificar que com esse transistor, na faixa de operação do projeto, são necessários dois estágios de amplificação para satisfazer o requerimento de ganho. No entanto, com uma simples configuração em cascata não é possível atender ao requisito de casamento. Sendo assim, a estratégia seguida para o desenvolvimento desse LNA consistiu na implementação de um primeiro estágio balanceado seguido de um estágio não-balanceado, mostrado na Figura 2.18. O estágio balanceado é composto de dois amplificadores em paralelo interligados por dois acopladores híbridos, um na entrada e outro na saída. O estágio desbalanceado é composto de um amplificador simples. A literatura [9, 12] mostra que a utilização desta estrutura garante uma largura de banda maior, uma melhor perda de retorno (devido aos acopladores híbridos, que conduzem a reflexão para sua porta isolada) e permite que o projeto seja otimizado para ganho ou figura de ruído mínima, já que o primeiro estágio é menos sensível ao compromisso entre essas duas variáveis. A desvantagem dessa estrutura é a utilização de mais um transistor, se comparada à estrutura de um amplificador com dois estágios desbalanceados.
É importante esclarecer que, em termos dimensionais, os dois acopladores híbridos e as redes de casamento de entrada e saída de cada transistor, ocupam um espaço considerável. Uma ideia preliminar para conseguir a miniaturização do amplificador de
Figura 2.18: Modelo Teórico do LNA.
baixo ruído como um todo, foi tentar implementar todas as redes de casamento com componentes discretos ao invés de componentes distribuídos, que foram utilizadas no projeto em que esse trabalho é baseado [1].
No entanto, ainda houve um grande desafio a se resolver: a miniaturização dos acopladores híbridos, que necessariamente são implementadas com trechos de linha de microfita. Existe uma grande bibliografia [17–23] que permite acompanhar algumas técnicas já existentes para miniaturização de acopladores híbridos. Esse estudo bibliográfico permitiu compreender melhor as diversas metodologias para conseguir a miniaturização, mas, nesse projeto, uma técnica própria foi desenvolvida para miniaturização desses acopladores híbridos.
Por fim, foi feita a escolha do limitador que foi utilizado no projeto. Essa escolha foi baseada no quanto o limitador pode prejudicar o amplificador de baixo ruído, portanto escolheu-se um dispositivo que não prejudicasse as demais especificações do LNA. Sendo assim, foi escolhido o limitador RML-63 fabricado pela empresa Mini-Circuits. Segundo as especificações do dispositivo [24], fornecidas pela empresa, ele é capaz de operar numa banda larga (30 – 6000 MHz), com um baixa perda de inserção (cerca de 0.3 dB), um tempo de resposta rápido (10 ns) e uma potência de saída baixa (cerca de 11.5 dBm). A vantagem deste dispositivo é a sua baixa perda de inserção o que não causará muito prejuízo à figura de ruído. Já a desvantagem dele são as suas dimensões físicas que são grandes se comparadas com a miniaturização que deve ser feita, o que pode prejudicar o requisito de limitação de área do dispositivo.
Existem algumas maneiras de se inserir o limitador no projeto. A primeira delas é a inserção deste na entrada do dispositivo, antes do estágio balanceado. A vantagem desta configuração é que só é necessária a utilização de um limitador, e isso não tem grande efeito na área do dispositivo, mas há algumas desvantagens nessa configuração. A primeira delas é que o limitador pode não suportar a tensão de entrada que é aplicada, enquanto que a segunda desvantagem é a necessidade da utilização de um circulador entre o limitador e a antena, pois, como sabe-se, o amplificador de baixo ruído será inserido depois
