Estudo e implementação de um driver para acionamento de lâmpadas LED em iluminação residencial.

(1)

UNIVERSIDADE TECNOL ÓGICA FEDERAL DO PARAN Á DEPARTAMENTO ACAD ÊMICO DE EL ÉTRICA

CURSO DE ENGENHARIA EL ´ETRICA

LUCAS OLDONI

ESTUDO E IMPLEMENTAC

¸ ˜

AO DE UM DRIVER PARA

ACIONAMENTO DE L ˆ

AMPADAS LED EM ILUMINAC

¸ ˜

AO

RESIDENCIAL

TRABALHO DE CONCLUS ˜AO DE CURSO

PATO BRANCO 2017

(2)

LUCAS OLDONI

ESTUDO E IMPLEMENTAC

¸ ˜

AO DE UM DRIVER PARA

ACIONAMENTO DE L ˆ

AMPADAS LED EM ILUMINAC

¸ ˜

AO

RESIDENCIAL

Trabalho de Conclus ão de Curso de graduaç ão, apresentado à disciplina de Trabalho de Conclus ão de Curso 2, do Curso de Engenharia El étrica da Coordenaç ão de Engenharia El étrica - CO-ELT - da Universidade Tecnol ógica Federal do Paran á - UTFPR, C âmpus Pato Branco, como requisito parcial para obtenç ão do t´ıtulo de Engenheiro Eletricista.

Orientador: Prof. Dr. Diogo Vargas

PATO BRANCO 2017

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TERMO DE APROVAC¸ ˜AO

O Trabalho de Conclus ão de Curso intituladoESTUDO E IMPLEMENTAÇ ÃO DE UM DRIVER PARA ACIONAMENTO DE L ÂMPADAS LED EM ILUMINAÇ ÃO RE-SIDENCIAL do acad êmico Lucas Oldoni foi considerado APROVADO de acordo com a ata da banca examinadoraN◦ 170 de 2017.

Fizeram parte da banca examinadora os professores:

Prof. Dr. Diogo Vargas

Prof. Me. Cleidimar Nardi

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Aos meus pais, por n ão medirem esforços na criaç ão, educaç ão e incentivo aos seus filhos.

(5)

AGRADECIMENTOS

Agradeço primeiramente aos meus pais, por terem sido a base de tudo que um dia conquistei, e pilares do meu desenvolvimento pessoal. Ao professor Diogo Vargas, por sua disponibilidade, confiança, e contribuiç ões ao longo desse trabalho. Aos demais colegas de curso e amigos, em especial ao acad êmico Otavio Augusto Gomes pela parceria e companheirismo ao longo da graduaç ão e das gest ões de Centro Acad êmico.

(6)

”A Terceira Lei de Newton. A única forma dos ho-mens chegarem a algum lugar é deixando algo para tr ás.”

(7)

RESUMO

OLDONI, Lucas. Estudo e Implementaç ão de um Driver para Acionamento de L âmpadas LED em Iluminaç ão Residencial. 2017. 75 f. Trabalho de Conclus ão de Curso - Curso de Engenharia El étrica, Universidade Tecnol ógica Federal do Paran á. Pato Branco, 2017.

Este trabalho apresenta o estudo e a implementaç ão de um driver para acionamento de l âmpadas LED com fins residenciais. Inicialmente, s ão definidos os conceitos b ásicos necess ários para o estudo comparativo de l âmpadas LED com as demais for-mas de iluminaç ão residencial. Em seguida, s ão apresentadas as poss´ıveis t écnicas de acionamento de LEDs, e s ão introduzidos, nesse contexto, os conversores CC-CC chaveados. O estudo é direcionado ao conversor CC-CC buck-boost, o qual promove a correç ão ativa de fator pot ência quando operado em modo de conduç ão descont´ınua. O projeto do conversor é realizado para atender o ponto de operaç ão definido para a carga de LEDs, e é validado por meio de simulaç ões computacionais. O prot ótipo do driver é implementado em placas de circuito impresso e s ão comparados os resulta-dos pr áticos com os de simulaç ões.

(8)

ABSTRACT

OLDONI, Lucas. Study and Implementation of a LED bulb driver in residential lighting. 2017. 75 p. Final Paper - Electrical Engineering Course, Universidade Tec-nol ´ogica Federal do Paran ´a. Pato Branco, 2016.

This work presents the study and implementation of a LED bulb driver for residencial purposes. Initially, the basic concepts necessary for the comparative study of LED lamps with the other forms of residential lighting are defined. Then, the possible tech-niches of LED driving are presented, and are introduced, in this context, the DC-DC switched converters. The study is directed to the DC-DC buck-boost converter, witch enables the active power factor correction when operating on discontinuous conduc-tion mode. The converter project is performed to meet the operating point set for the LED load, and it is validated by computer simulations. The driver prototype is imple-mented in printed circuit boards and the practical results are compared with those of simulations.

(9)

LISTA DE FIGURAS

Figura 1: Junc¸ ˜ao P-N do LED . . . 17

Figura 2: LEDs de pot ˆencia . . . 18

Figura 3: Modelo el ´etrico equivalente do LED . . . 18

Figura 4: Forma de onda da tens ˜ao de sa´ıda do retificador de onda completa 19 Figura 5: Corrente no elemento magn ´etico de um conversor CC-CC ope-rando em MCD . . . 24

Figura 6: Formas de onda de tens ˜ao e corrente de entrada do conversor buck-boost PFC . . . 25

Figura 7: Conversor buck-boost PFC . . . 26

Figura 8: Circuito simplificado do conversor buck-boost . . . 26

Figura 9: Conversor buck-boost durante sua primeira etapa de operaç ão 26 Figura 10: Conversor buck-boost durante a segunda etapa de operaç ão . 27 Figura 11: Terceira etapa de operaç ão do conversor buck-boost operando em MCD . . . 28

Figura 12: Curva de tens ˜ao versus corrente sobre o LED utilizado . . . 34

Figura 13: Modelo el ´etrico equivalente do LED a ser utilizado . . . 35

Figura 14: Corrente no indutor do conversor buck-boost PFC . . . 36

Figura 15: Disposiç ão das correntes no conversor buck-boost PFC durante a segunda etapa de operaç ão . . . 36

Figura 16: Formas de onda caracter´ısticas do buck-boost em MCD . . . . 37

Figura 17: Retificador de onda completa . . . 39

Figura 18: Forma de onda da tens ão de sa´ıda do retificador de onda completa 40 Figura 19: N úcleo magn ético tipo E-E . . . 41

Figura 20: Disposic¸ ˜ao geral dos componentes externos ao CI SG3524 . . 44

Figura 21: Circuito de acionamento da chave semicondutora . . . 44

(10)

Figura 23: Esforços de tens ão sobre os diodos da ponte retificadora . . . . 47 Figura 24: Esforços de corrente sobre os diodos da ponte retificadora . . . 47 Figura 25: Forma de onda de tens ão e corrente na sa´ıda do driver . . . 48 Figura 26: Forma de onda da corrente no indutor obtida por simulaç ão . . 48 Figura 27: Forma de onda da corrente de entrada do driver com

carac-ter´ıstica pulsada . . . 49 Figura 28: Disposiç ão do filtro de entrada no circuito . . . 50 Figura 29: Circuito completo utilizado para simulaç ão . . . 51 Figura 30: Forma de onda da corrente de entrada do driver ap ós a inserç ão

do filtro de entrada e das demais resist ˆencias . . . 51 Figura 31: Amostra em frequ ˆencia da corrente de entrada do driver com

filtro de entrada . . . 52 Figura 32: Tens ão e corrente de sa´ıda do driver com filtro de entrada . . . 52 Figura 33: Esforços de tens ão sobre os terminais drain e source da chave 53 Figura 34: Envolt ório dos sinais de tens ão e corrente na entrada do driver

com filtro . . . 53 Figura 35: Fotografia do prot ótipo implementado . . . 54 Figura 36: Raz ão c´ıclica (CH 1 - 5 V/div) - Escala de tempo: 10 µs/div . . . 55 Figura 37: Tens ão no MOSFET (CH 1 - 50 V/div) - Escala de tempo: 10

µs/div . . . 56 Figura 38: Corrente de sa´ıda (CH 1 - 200 mV/div) - Escala de tempo: 5

ms/div . . . 56 Figura 39: Tens ˜ao de sa´ıda (CH 1 - 5 V/div) - Escala de tempo: 10 ms/div . 57 Figura 40: Corrente de entrada (CH 1 - 100 mV/div) - Escala de tempo:

5 ms/div Tens ˜ao de entrada (CH 2 - 50 V/div) - Escala de tempo: 5 ms/div . . . 57 Figura 41: Formas de onda de tens ˜ao e corrente de entrada experimentais

do driver . . . 58 Figura 42: Comparac¸ ˜ao dos resultados obtidos com os valores admitidos

(11)

Figura 43: Comparac¸ ˜ao dos resultados obtidos com os valores admitidos pela norma IEC 61000-3-2 Classe C . . . 60

(12)

LISTA DE TABELAS

Tabela 1: Comparativo de custo-benef´ıcio entre l ˆampadas comercializadas no Brasil para uso residencial . . . 22 Tabela 2: Comparativo do fluxo luminoso entre l ˆampadas comercializadas

no Brasil para uso residencial . . . 22 Tabela 3: Comparativo do fluxo luminoso entre l ˆampadas comercializadas

no Brasil para uso residencial nos dias atuais . . . 22 Tabela 4: Limites da IEC 61000-3-2 para equipamentos da Classe D com

P<25 W que se enquadram na Classe C . . . 30 Tabela 5: Par ˆametros para o projeto do driver . . . 33 Tabela 6: Par ˆametros para o projeto do indutor . . . 41 Tabela 7: Componentes utilizados no driver de acionamento da chave

se-micondutora . . . 45 Tabela 8: Par âmetros utilizados para realizaç ão das simulaç ões . . . 46 Tabela 9: Resultados obtidos atrav és de simulaç ão . . . 54 Tabela 10: Par âmetros utilizados para implementaç ão pr ática do driver . . . 54 Tabela 11: Resultados experimentais de harm ônicos em relaç ão a classe D

da norma IEC61000-3-2 para equipamentos que se enquadram na classe C (625 W) . . . 59 Tabela 12: Resultados experimentais de harm ônicos em relaç ão a classe C

da norma IEC61000-3-2 (>25 W) . . . 60 Tabela 13: Comparaç ão dos resultados experimentais e de simulaç ão . . . 61

(13)

LISTA DE S´IMBOLOS

ϕ Fluxo luminoso

A Area de incid ˆencia de luz´ L Lumin ˆancia

I Intensidade luminosa VBU S Tens ˜ao de Barramento CC

VCA Tens ˜ao eficaz da rede

ton Tempo da chave fechada

∆il1 Variac¸ ˜ao de corrente no indutor durante a primeira etapa

tof f Tempo da chave aberta

∆il2 Variac¸ ˜ao de corrente no indutor durante a segunda etapa

S Pot ência aparente VRM S Tens ão el étrica eficaz

IRM S Corrente el ´etrica eficaz

F P Fator de pot ência P Pot ência m édia fr Frequ ência da rede

fs Frequ ência de comutaç ão

η Rendimento te órico do conversor ∆Vo Ondulaç ão m áxima de tens ão na carga

∆io Ondulaç ão m áxima de corrente na carga

Vp Tens ˜ao de pico de entrada

Kw Fator de utilizac¸ ˜ao da janela

Bmax Densidade de fluxo m ´axima

Jmax Densidade de corrente m ´axima

Lbb Valor do indutor do conversor buck-boost

Ae Area efetiva do n ´ucleo´

N N ´umero de espiras

lg Comprimento do entreferro

Scond Sec¸ ˜ao do condutor

(14)

ρf io Resistividade do condutor

lespira Comprimento m ´edio de uma espira

Rf io Resist ˆencia do indutor

fs Frequ ência de comutaç ão

D1 Raz ˜ao c´ıclica

Lbb Indut ˆancia

Cbb Capacit ˆancia

Dbb Diodo do conversor

Dr Diodos da ponte retificadora

RDSon Resist ˆencia da chave semicondutora

Po Pot ˆencia na carga

(15)

SUM ´ARIO

1 INTRODUC¸ ˜AO . . . 15

1.1 OBJETIVO GERAL E OBJETIVOS ESPEC´IFICOS . . . 15

1.2 ESTRUTURA GERAL . . . 16

2 FUNDAMENTAÇ ÃO TE ÓRICA . . . 17

2.1 DIODOS EMISSORES DE LUZ . . . 17

2.1.1 Modelo El ´etrico do LED . . . 18

2.2 CONCEITOS RELACIONADOS À ILUMINAÇ ÃO . . . 19

2.2.1 Luz . . . 19

2.2.2 Fluxo luminoso . . . 20

2.2.3 Intensidade luminosa . . . 20

2.2.4 Ilumin ˆancia . . . 20

2.2.5 Lumin ˆancia . . . 20

2.3 LED E AS ATUAIS SOLUÇ ÕES EM ILUMINAÇ ÃO RESIDENCIAL . . . 21

2.4 ACIONAMENTO DE LEDS . . . 23

2.4.1 Conversores CC-CC . . . 23

2.5 BUCK-BOOST PFC . . . 25

2.6 NORMAS VIGENTES PARA ACIONAMENTOS DE LEDS . . . 28

2.7 FATOR DE POT ÊNCIA E TAXA DE DISTORÇ ÃO HARM ÔNICA . . . 30

2.7.1 Pot ˆencia aparente e fator de pot ˆencia . . . 30

2.7.2 Taxa de distorç ão harm ônica . . . 31

3 PROJETO DO DRIVER . . . 33

3.1 DEFINIC¸ ˜AO DA CARGA . . . 33

3.2 PROJETO DO CONVERSOR BUCK-BOOST PFC . . . 35

3.3 PROJETO DO RETIFICADOR . . . 39

3.4 PROJETO F´ISICO DO INDUTOR . . . 40

(16)

4 AN ´ALISE DOS RESULTADOS . . . 46

4.1 RESULTADOS DE SIMULAC¸ ˜AO . . . 46

4.2 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . 54

(17)

15 1 INTRODUC¸ ˜AO

Segundo a IEA1_{, a diminuiç ão constante no custo de l âmpadas utilizando}

Diodo Emissor de Luz (Light Emitting Diode, LED), e consequentemente do acr éscimo em sua utilizaç ão, proporcionou, no ano de 2016, uma economia de cerca de 145 TWh consumidos. Mesmo que expressivo, esse valor representa menos de 1% do que po-deria ser alcançado se houvesse ades ão total de l âmpadas LED somente em edif´ıcios (IEA, 2016).

Em benef´ıcio da qualidade de vida e do maior aproveitamento energ ético, a utilizaç ão de LEDs em iluminaç ão p ública e residencial vem ganhando espaço no cen ário mundial (KHANH, 2010). Sua elevada vida útil, baixo consumo de energia, alta efic ácia luminosa, e baixa manutenç ão, s ão fatores contribuintes para tal feito (LI et al., 2016).

A iluminaç ão semicondutora tem evolu´ıdo rapidamente, e junto à ela, as t écnicas e topologias utilizadas para seu acionamento. Como requer alimentaç ão cont´ınua, o LED necessita de um circuito espec´ıfico de acionamento, sendo esse, o principal limitador de sua vida útil (ALMEIDA et al., 2015; CAMPONOGARA, 2015; AMO-ROSO et al., 2011;SANTOS et al., 2015).

1.1 OBJETIVO GERAL E OBJETIVOS ESPEC´IFICOS

O objetivo geral desse trabalho é realizar o estudo e implementaç ão de um conversor buck-boost com Correç ão de Fator de Pot ência (Power Factor Correction, PFC) em malha aberta, a fim acionar um conjunto de l âmpadas LED com pot ência de 15 W para iluminaç ão residencial.

Os objetivos espec´ıficos s ˜ao:

(i) Estudo sobre normas e recomendaç ões t écnicas para acionamento de LEDs; (ii) Estudo e comparaç ão do LED com atuais soluç ões em iluminaç ão residencial; (iii) Estudo do conversor buck-boost PFC;

(18)

1.2 Estrutura geral 16 (iv) Projeto do conversor buck-boost PFC ;

(v) Projeto do retificador e driver de acionamento da chave; (vi) Implementaç ão pr ática em placas de circuito impresso;

(vii) Realizar mediç ões de pot ência ativa, aparente, fator de pot ência e distorç ão harm ônica.

1.2 ESTRUTURA GERAL

O trabalho est á estruturado em 5 cap´ıtulos: introduç ão, fundamentaç ão te órica, projeto do driver, an álise dos resultados e conclus ão.

´

E realizado no Cap´ıtulo 1 uma introduç ão do LED e suas tecnologias no cen ário atual.

O Cap´ıtulo 2 descreve as caracter´ısticas do LED, os conceitos relacionados à iluminaç ão, a contextualizaç ão do diodo emissor de luz em meio as demais formas de iluminaç ão residencial, as formas de acionamento de LEDs, e as normas vigentes para seu acionamento.

O Cap´ıtulo 3 trata do projeto do circuito driver utilizado nesse trabalho, o qual ´e subdividido no projeto do retificador, do conversor buck-boost PFC, do indutor presente no conversor, e do circuito de acionamento da chave semicondutora.

No Cap´ıtulo 4 s ão apresentados os resultados obtidos atrav és de simulaç ões computacionais e por meio da implementaç ão do prot ótipo em placas de circuito im-presso.

Ao fim, é abordado no Cap´ıtulo 5, as conclus ões pertinentes ao trabalho, onde constam tamb ém, sugest ões para os trabalhos futuros.

(19)

17 2 FUNDAMENTAÇ ÃO TE ÓRICA

O presente cap´ıtulo tem o objetivo de realizar a introduç ão dos assuntos que ser ão abordados por esse trabalho de conclus ão de curso. Primeiramente, é realizado um estudo sobre o LED e suas n ão idealidades. Na sequ ência, s ão relaci-onados conceitos gerais referentes à iluminaç ão, e é introduzido o LED em meio as atuais soluç ões em iluminaç ão residencial. Posteriormente, s ão apresentadas as for-mas de acionamento de LEDs, e o conversor CC-CC buck-boost nesse contexto. Ao fim, é tratado sobre as normas vigentes no acionamento de l âmpadas LED.

2.1 DIODOS EMISSORES DE LUZ

A partir de uma junç ão de materiais de tipo P e tipo N, assim como um diodo convencional, o LED é capaz de emitir luz quando polarizado diretamente. Tal efeito ocorre devido à realocaç ão de el étrons e lacunas na junç ão e à liberaç ão de energia na forma de luz e calor durante a conduç ão. A Figura 1 representa o processo de polarizaç ão e emiss ão de luz no LED. A luz emitida pelos LEDs pode ser vis´ıvel, ultra violeta, ou infravermelho, e sua coloraç ão depende dos materiais semicondutores utilizados na junç ão (BOYLESTAD; NASHELSKY, 2013;PINTO, 2012).

Figura 1: Junc¸ ˜ao P-N do LED

Fonte: Boylestad e Nashelsky (2013).

(20)

2.1 Diodos Emissores de Luz 18 s ão utilizados para iluminaç ão p ública e residencial, e podem ser encontrados de di-versas pot ências e configuraç ões (ALMEIDA, 2012; DIAS, 2012). A Figura 2 apresenta o modelo a ser utilizado nesse trabalho, o qual possui a pot ência de 3 W e uma su-perf´ıcie espec´ıfica para dissipaç ão de calor (ALMEIDA, 2012;FUTURLEC, 2016).

Figura 2: LEDs de pot ˆencia Fonte: Autoria pr ´opria.

2.1.1 MODELO EL ´ETRICO DO LED

A fim de representar a dissipaç ão de pot ência no LED, para valores de cor-rente e temperatura pr óximos aos indicados pelo fabricante como nominais, uma re-sist ência s érie pode ser considerada. O modelo equivalente do LED est á apresentado na Figura 3 (JUNIOR, 2010). + − VLED Diodo Ideal −+ VJ RS ∼₌

Figura 3: Modelo el ´etrico equivalente do LED Fonte: Adaptado de Junior (2010).

A queda de tens ão VJ é definida como a tens ão de joelho do LED, ou seja,

a tens ão m´ınima para sua polarizaç ão. A resist ência s érie RS, para temperatura

cons-tante e corrente pr óxima a nominal, representa o coeficiente angular da curva, resul-tando numa aproximaç ão da resist ência interna do LED (JUNIOR, 2010). A curva em

(21)

2.2 Conceitos relacionados à iluminaç ão 19 quest ão, na qual o coeficiente angular é inserido, é apresentada na Figura 4.

Corrente Direta vs Tensão Direta

Corr

ente Direta (mA)

Tensão Direta (V)

Figura 4: Forma de onda da tens ˜ao de sa´ıda do retificador de onda completa

Fonte: Adaptado de FUTURLEC (2016).

2.2 CONCEITOS RELACIONADOS À ILUMINAÇ ÃO

Segundo (IEA, 2015), atualmente os sistemas de iluminaç ão representam aproximadamente 1/4 de todo o consumo de energia em um edif´ıcio convencional. Com base na relev ância de um sistema de iluminaç ão em uma instalaç ão residencial no quesito de consumo, torna-se sensato refletir acerca da efici ência energ ética re-lacionada ao uso desses sistemas, aç ão que v ários governos no mundo t êm levado em consideraç ão na criaç ão de regulaç ões e suporte entre iniciativas p úblicas e pri-vadas para promover estrat égias de iluminaç ão mais eficientes e, dentre essas, est á a utilizaç ão de l âmpadas LED (ANANWATTANAPORN; NGAOPITAKKUL, 2016).

Por ém, para a compreens ão da utilizaç ão da tecnologia LED e as raz ões que levaram ao emprego de seu uso, é pertinente entender alguns dos conceitos b ásicos sobre luminot écnica para validar as comparaç ões que ser ão realizadas pos-teriormente.

2.2.1 LUZ

A luz é uma radiaç ão eletromagn ética provinda de uma fonte de uma radiaç ão, como o sol ou uma l âmpada convencional, capaz de produzir uma sensaç ão visual que permite com que o olho humano identifique formas com base na captaç ão de certos

(22)

2.2 Conceitos relacionados à iluminaç ão 20 comprimentos de onda, ou seja, o espectro vis´ıvel de cores percept´ıveis pelo olho hu-mano depende do comprimento de onda da radiaç ão eletromagn ética que a luz tem (OSRAM, 2015).

2.2.2 FLUXO LUMINOSO

O fluxo luminoso é a representaç ão da radiaç ão total da fonte luminosa en-tre os comprimentos de onda estabelecidos. Para uma l âmpada, a medida é realizada com base na fonte operando em sua tens ão el étrica nominal de funcionamento. Sua unidade é o lumem (lm) (OSRAM, 2015).

2.2.3 INTENSIDADE LUMINOSA

A intensidade luminosa é a representaç ão do fluxo luminoso em um ponto determinado com base na irradiaç ão da fonte luminosa. Considerando o fato de que a fonte luminosa n ão é esfericamente perfeita, dependendo da angulaç ão da irradiaç ão da fonte, o fluxo luminoso pode ser diferente para dois pontos em localizaç ão distinta. Sua unidade é a candela (cd) (OSRAM, 2015).

2.2.4 ILUMIN ˆANCIA

A ilumin ância, ou iluminamento, é a raz ão entre o fluxo luminoso e a área de incid ência. Essa grandeza é importante para a determinaç ão de padr ões de iluminaç ão para planos de trabalho com bases no conforto visual da atividade empregada. Sua unidade é o lux (lx) e a express ão que relaciona esse conceito é dada abaixo (OSRAM,

2015):

E = ϕ

A (1)

em que E é a Ilumin ância, ϕ é o fluxo luminoso e A é a área de incid ência a ser analisada.

2.2.5 LUMIN ˆANCIA

At é o momento, os raios de luz provenientes da fonte luminosa s ó incidem sobre o plano de trabalho, ou seja, h á a absorç ão de toda a luz incidente. A lumin ância é a sensaç ão de claridade proveniente da reflex ão de parte dessa radiaç ão. Sua

(23)

2.3 LED e as atuais soluç ões em iluminaç ão residencial 21 unidade é a candela por metro quadrado (cd/m2) e a express ão que relaciona esse conceito é dada abaixo (OSRAM, 2015):

L = I

A · cos a (2)

em que L é a lumin ância, I é a intensidade luminosa, A é a área de incid ência a ser analisada e o cos a é o ângulo entre o plano de trabalho e a fonte luminosa.

2.3 LED E AS ATUAIS SOLUÇ ÕES EM ILUMINAÇ ÃO RESIDENCIAL

Conforme descrito na Seç ão 2.2, os conceitos fundamentais de luminot écnica s ão necess ários para a compreender a utilizaç ão de l âmpadas LED em um con-texto em que se discute formas mais eficientes de se utilizar energia el étrica para iluminaç ão.

De forma simpl ória, a l âmpada LED é um componente que emite luz ao permitir a passagem de corrente el étrica entre seus terminais. N ão sendo diferente da tecnologia empregada em outros tipos de l âmpadas el étricas, a sua adaptaç ão às instalaç ões el étricas atuais é dependente de pequenas ou quase nulas alteraç ões em seu acionamento, o que permitiu com que as l âmpadas LED ingressassem no mercado com mais facilidade (SANTOS et al., 2015).

Atualmente, as l âmpadas el étricas comercializadas para o uso comum em resid ências s ão as fluorescentes e LEDs, visto que as incandescentes que n ão atingi-rem os n´ıveis de efici ência institu´ıdo em decreto oficial, emitido pelo MME1 em 2010, j á n ão podem ser mais comercializadas. Em termos de efici ência energ ética, as l âmpadas diferem em diversos fatores, dentre os quais ser ão expostos alguns pon-tos relevantes nesse trabalho.

Segundo Santos et al. (2015), s ão utilizadas l âmpadas incandescentes em resid ências com a pot ência de 60 W. Em uma casa com 10 l âmpadas di árias, 6 horas de uso di ário m édio e durante um per´ıodo de cinco anos, mais de 6000 kWh ser ão consumidos. Com a utilizaç ão de uma l âmpada fluorescente mantendo a mesma ilu-min ância e diilu-minuindo a pot ência para 15 W, o consumo cai para 1900 kWh. J á para as l âmpadas LED, necessitando apenas de 8 W, o consumo cai para 1000 kWh no mesmo per´ıodo de tempo.

Apresentado de forma quantitativa o estudo realizado por Torres et al. (2009)

1_{Minist ´erio de Minas e Energia. Portaria Interministerial n}o_{1007 de 31 de dezembro de 2010.}

(24)

2.3 LED e as atuais soluç ões em iluminaç ão residencial 22 em que foram realizados testes comparativos com os tr ês tipos de l âmpadas utiliza-das em iluminaç ão residencial (incandescente, fluorescente e LED) equivalentes em pot ência el étrica. De acordo com o estudo, obteve-se os resultados no comparativo apresentado na Tabela 1.

Tabela 1: Comparativo de custo-benef´ıcio entre l ˆampadas comercializadas no Brasil para uso residencial

L ˆampada Pot ˆencia (W) Gastos em kWh (24 horas) Gasto em 30 dias (R$ 0,366 kWh) Incandescente 60 1,428 15,68 Fluorescente 15 0,335 3,67 LED 4,5 0,095 1,04

Fonte: Adaptado de Santos et al. (2015), Torres et al. (2009).

Utilizando as mesmas l âmpadas do estudo apresentado acima, Torres et al. (2009) comparou a efici ência luminosa das l âmpadas dentro de uma caixa de 1 metro c úbico com um lux´ımetro digital, com os resultados expostos na Tabela 2. As l âmpadas comparadas s ão de fabricantes nacionais e foram as mesmas utilizadas no estudo que resultou nos valores apresentados na Tabela 1.

Tabela 2: Comparativo do fluxo luminoso entre l ˆampadas comercializadas no Brasil para uso residencial

L ˆampada Fluxo luminoso (lm)

Efici ˆencia energ ´etica (lm·W-1)

Incandescente (60 W) 338 5,6333

Fluorescente (15 W) 316 21,0667

LED (4,5 W) 160 35,5556

Fonte: Adaptado de Santos et al. (2015), Torres et al. (2009).

Para uma comparaç ão mais fiel ao mercado atual, foram utilizadas tabelas de substituiç ões de l âmpadas e cat álogos de produtos disponibilizados por PHILIPS (2014) e Alumbra (2015).

Tabela 3: Comparativo do fluxo luminoso entre l ˆampadas comercializadas no Brasil para uso residencial nos dias atuais

L ˆampada Fluxo luminoso (lm)

Efici ˆencia energ ´etica (lm·W-1₎

Incandescente (50 W) 628 12,56

Fluorescente (12 W) 648 54,00

LED (7 W) 600 85,71

Fonte: Autoria pr ´opria.

Verifica-se pela an álise das Tabelas 1, 2, e 3 que em termos econ ômicos e de efici ência energ ética, as l âmpadas LED oferecem vantagens e melhor

(25)

custo-2.4 Acionamento de LEDs 23 benef´ıcio em comparaç ão aos outros tipos de l âmpadas para uso comercial com a mesma finalidade.

2.4 ACIONAMENTO DE LEDS

A vida útil estimada de um LED operando em condiç ões recomendadas pelo fabricante é superior a 50.000 horas. Para atingir esses valores e atender as caracter´ısticas el étricas do LED, o seu circuito de acionamento deve mant ê-lo o mais pr óximo poss´ıvel de suas condiç ões recomendadas de operaç ão e possuir vida útil equivalente à do LED. Dessa forma, é poss´ıvel garantir que suas principais vantagens sejam de fato alcançadas (CAMPONOGARA, 2015;ALMEIDA et al., 2015).

O circuito respons ável por realizar o acionamento dos LEDs é definido como driver. Esse circuito tem por finalidade controlar o fluxo de pot ência entregue à carga de LEDs, visto que sozinhos, n ão s ão capazes de regular sua pr ópria corrente (ALMEIDA et al., 2015;DIAS, 2012;JUNIOR, 2010).

Para realizar o correto acionamento dos LEDs, respeitando suas limitaç ões f´ısicas e el étricas, s ão necess ários circuitos que realizem essa funç ão. Essa etapa de adequaç ão pode ser implementada de diversas formas, cada qual com suas vanta-gens e limitaç ões (PINTO, 2008).

As maneiras mais simples para realizar essa funç ão é introduzir um resistor em s érie, ou um capacitor em s érie. Ambos, se projetados corretamente, ir ão limitar a corrente no LED e permitir o seu funcionamento. Entretanto, variaç ões no sinal de entrada podem provocar danos aos componentes, e ainda, possuem baixa efici ência, o que em pot ências mais elevadas se torna mais cr´ıtico. Isso implica que essas formas de acionamento sejam opç ões n ão confi áveis e ineficientes (PINTO, 2008).

Conversores lineares tamb ém podem ser utilizados para o acionamento de LEDs, s ão circuitos integrados de baixo custo e implementaç ão simples, por ém, em casos onde a tens ão de entrada é muito superior à de sa´ıda, sua efici ência é redu-zida. Nesse contexto, surgem as topologias ativas, que buscam maior rendimento e efici ência atrav és da utilizaç ão chaves (HART, 2012).

2.4.1 CONVERSORES CC-CC

Tamb ém chamados de conversores est áticos, os conversores CC-CC s ão circuitos eletr ônicos capazes de converter uma tens ão CC de entrada para uma

(26)

ou-2.4 Acionamento de LEDs 24 tra tens ão cont´ınua de sa´ıda controlada, onde tal controle é obtido por uma chave semicondutora que rege a proporç ão de conduç ão em que a tens ão de entrada é con-vertida e transferida para a sa´ıda. Esse conversor, ainda conhecido como conversor chaveado, pode ser do tipo elevador ou abaixador de tens ão e é utilizado em diver-sas aplicaç ões, desde carregadores de baterias at é a controladores de velocidade de motores (BARBI, 2006;MARTINS; BARBI, 2006).

Os conversores CC-CC podem operar nos Modos de Conduç ão Cr´ıtica (MC), Cont´ınua (MCC), e tamb ém Descont´ınua (MCD), sendo diferidos pelo compor-tamento da corrente no elemento magn ético (HART, 2012; MARTINS; BARBI, 2006). No modo cont´ınuo a corrente no referido elemento permanece sempre positiva, j á no modo de conduç ão descont´ınua a corrente no indutor chega a zero, ou seja, o ele-mento magn ético descarrega completamente (POMILIO, 2014b;POMILIO, 2014a).

A Figura 5 apresenta a caracter´ıstica da corrente sobre o elemento magn ético de um conversor CC-CC gen érico operando em MCD. É poss´ıvel observar 3 etapas distintas, onde a primeira destacada por D1 · T , representa o carregamento desse

elemento. Por analogia, a segunda etapa representa sua descarga, e a seguinte é a respons ável por diferenciar o modo de conduç ão descont´ınua do modo de conduç ão cr´ıtica. Enquanto D1· T + D2· T for menor que o valor total do per´ıodo, o conversor se

encontra em MCD (HART, 2012;POMILIO, 2014a).

t il

T

D1· T D2· T D3· T

Figura 5: Corrente no elemento magn ´etico de um conversor CC-CC operando em MCD

Fonte: Adaptado de Pomilio (2014a).

Dentre as topologias de conversores chaveados, encontra-se o conversor buck-boost. Essa topologia é tamb ém conhecida como abaixadora elevadora, por ter a capacidade de reduzir ou elevar a tens ão de sua entrada (MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

Estudos como Pinto et al. (2011), Bender (2012), e Li et al. (2016) desta-cam essa topologia no acionamento de LEDs, visto que em seu modo de conduc¸ ˜ao

(27)

2.5 Buck-boost PFC 25 descont´ınua (assim como demais conversores em MCD) é capaz de desempenhar a correç ão ativa de fator de pot ência (PFC).

2.5 BUCK-BOOST PFC

O conversor buck-boost operando como PFC é amplamente utilizado em topologias de m últiplos est ágios, enquanto um outro conversor opera no controle de pot ência (Power Control, PC). Em topologias de m últiplos est ágios s ão utilizados con-troladores distintos para cada uma das etapas de PFC e PC (SINGH et al., 2013;KUMAR; PARSA, 2017).

A utilizaç ão de somente um único conversor permite o uso de um n úmero inferior de componentes, resultando em tamanho e custo reduzidos (ALMEIDA et al., 2015). Para baixas pot ências, esse esquema é capaz de atender boa parte dos requi-sitos para o acionamento de LEDs (REDDY; NARASIMHARAJU, 2017).

A Figura 6 mostra a forma de onda caracter´ıstica da corrente de entrada de um conversor buck-boost operando como PFC. É poss´ıvel observar que o envolt ório da corrente acompanha a caracter´ıstica da tens ão de entrada, o que tamb ém faz com que essa topologia seja conhecida como seguidora de tens ão, e para valores ins-tant âneos de tens ão e corrente de entrada, se comporta como uma carga resistiva (COSETIN, 2013;KIRSTEN, 2011).

Figura 6: Formas de onda de tens ˜ao e corrente de entrada do con-versor buck-boost PFC

Fonte: Cosetin (2013).

O circuito referente à topologia citada é apresentado na Figura 7, onde a tens ão VBU S é a tens ão proveniente da rede el étrica VCA ap ós sua passagem por uma

ponte retificadora.

Algumas premissas devem ser estabelecidas para que se possa analisar esse circuito. Primeiramente considera-se o sistema em regime permanente, e para uma frequ ência de comutaç ão muito superior à frequ ência da rede, a tens ão de

(28)

en-2.5 Buck-boost PFC 26 + − VCA Sw iin ∼ ∼ + − VBU S Lbb Dbb Cbb Rbb

Figura 7: Conversor buck-boost PFC Fonte: Autoria pr ´opria.

trada ´e considerada constante. Dessa forma, o circuito pode ser simplificado e anali-sado pela Figura 8 (HART, 2012;POMILIO, 2014b).

Ro + − Vo − + VBU S Dbb Lbb Cbb

Figura 8: Circuito simplificado do conversor buck-boost

Fonte: Adaptado de Hart (2012).

A Figura 9 representa a primeira etapa de operaç ão, onde a chave se mant ém fechada por um per´ıodo ton e o diodo Dbb é polarizado reversamente,

pro-vocando seu bloqueio de conduç ão, assim, o capacitor Cbb sozinho fornece energia à

carga (HART, 2012; MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003; BARBI, 2015; MARTINS; BARBI, 2006). Ro + − Vo io − + VBU S Lbb il Cbb ic

Figura 9: Conversor buck-boost durante sua pri-meira etapa de operac¸ ˜ao

A tens ˜ao sobre o indutor nesse instante ´e igual a VBU S, e pode ser expressa

pela Equac¸ ˜ao (3).

VLbb = VBU S = Lbb·

dil

(29)

2.5 Buck-boost PFC 27 Ent ão, a variaç ão de corrente no indutor ∆il1 durante a primeira etapa de

operaç ão é definida pela Equaç ão (4).

∆il1 =

VBU S

Lbb

· D1· T (4)

Pela Lei de Ohm, a tens ão sobre a carga é dada pela Equaç ão (5).

VCbb = Vo = Ro· io (5)

No momento em que ton cessa, tof f inicia, e por se tratar do modo de

conduç ão descont´ınua, esse tempo contempla as etapas de operaç ão 2 e 3.

A Figura 10 demonstra o comportamento do circuito no per´ıodo que a chave se mant ém aberta. A energia armazenada no indutor durante a primeira etapa de operaç ão tende a fluir pelo circuito atrav és do caminho de corrente criado pela polarizaç ão direta do diodo Dbb, e assim, fornece energia ao capacitor e à carga (HART,

2012;MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003;BARBI, 2015;MARTINS; BARBI, 2006).

+ − Vo io − + VBU S Lbb il Cbb

Figura 10: Conversor buck-boost durante a se-gunda etapa de operac¸ ˜ao

Mantendo a mesma polaridade atribu´ıda para a primeira etapa, a tens ão sobre o indutor nesse per´ıodo é o inverso da tens ão na carga, e é expressa pela Equaç ão (6).

VLbb = −Vo (6)

Dessa maneira, a variaç ão da corrente no indutor ∆il2 é negativa, e

de-monstra sua descarga nas Equac¸ ˜oes (7) e (8). Vo = −Lbb· dil dt (7) ∆il = −Vo Lbb · D2· T (8)

(30)

2.6 Normas vigentes para acionamentos de LEDs 28 Como j á citado, o modo de conduç ão descont´ınua dos conversores CC-CC é caracterizado pela descarga completa do elemento magn ético. A descarga cessa ao fim da segunda etapa de operaç ão e se mant ém sem carga at é que a terceira etapa tamb ém tenha seu fim. Como apresentado na Figura 11, quando il chega a

zero e a chave ainda est ´a aberta, o diodo Dbb ´e polarizado reversamente, provocando

seu bloqueio de conduç ão e impondo que o capacitor Cbb forneça energia à carga.

Observa-se ainda, que a tens ão de sa´ıda é novamente expressa pela Equaç ão (5) (HART, 2012;MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003;BARBI, 2015;MARTINS; BARBI, 2006).

+ − Vo − + VBU S Lbb il Cbb ic

Figura 11: Terceira etapa de operac¸ ˜ao do conver-sor buck-boost operando em MCD

2.6 NORMAS VIGENTES PARA ACIONAMENTOS DE LEDS

Segundo o Laborat ório TOP LAB (2016), as normas e documentos de re-fer ências utilizadas para acionamento e ensaios de l âmpadas LED utilizadas no Brasil s ão:

(i) Portaria INMETRO no 389, de 25 de agosto de 2014 - Regulamento T écnico da Qualidade para L âmpadas LED com dispositivo de controle integrado à base. (ii) Portaria INMETRO no 335, de 29 de agosto de 2011 - Aprovar as informaç ões

obrigat órias para os dispositivos el étricos de baixa tens ão.

(iii) Portaria INMETRO no _{143, de 13 de marc¸o de 2015 - Revis ˜ao do Regulamento}

T écnico da Qualidade para l âmpadas LED com dispositivo integrado à base. (iv) Crit érios para concess ão do selo Procel de Economia de Energia a l âmpadas

LED com Dispositivo de Controle Integrado.

(v) ABNT IEC TS 62504:2013 - Termos e definiç ões para LED e os m ódulos de LED de iluminaç ão geral.

(vi) ANSI-NEMA-ANSLGC78-09.377-2011 - Specification of the chromaticity of solid state lightning products

(31)

2.6 Normas vigentes para acionamentos de LEDs 29 (vii) CIE 13.3: 1995 - Method of Measuring and Specifying Colour Rending of Light

Sources

(viii) CIE 84:1989 - Measurement of Luminous Flux

(ix) IESNA LM-79-08 - Electrical and Photometric Measurement of Solid State Ligh-ting Products

(x) IESNA LM-80-08 - Approved Method for Measuring Lumen Maintenance of LED Light Sources

(xi) NBR IEC 62612:2013 - L âmpadas LED com dispositivo de controle incorporado para serviços de iluminaç ão em geral maior que 50 V - Requisitos de desempe-nho.

(xii) IEC 61000-3-2 - Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-2: Limits - Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤ 16 A per phase)

Em meio a todas as normas e documentos de refer ência, é pertinente uma explanaç ão sobre a IEC 61000-3-2 que ser á tratada com maior enfoque nesse tra-balho. Ela é aplic ável para equipamentos el étricos com corrente de fase menor do que 16 A e que s ão conectados na rede de distribuiç ão p ública, com tens ão maior ou igual a 220 V. Embora a norma estabeleça seus limites para essa faixa de tens ão, o prot ótipo a ser desenvolvido opera na tens ão da rede el étrica de 127 V, e a utiliza como base por ser a única norma que estabelece limites harm ônicos para equipamentos de iluminaç ão.

Dentro da norma, h á quatro classes diferentes com seus valores determi-nados de pot ência para atender os n´ıveis harm ônicos de distorç ão no sinal da corrente el étrica. Como o trabalho envolve equipamentos de iluminaç ão, a situaç ão se enqua-dra na Classe C.

Segundo a IEC 61000-3-2, com base no guia apresentado por EPSMA (2010), para equipamentos da classe C com pot ˆencia ativa menor ou igual a 25 W, aplicam-se os seguintes limites:

(i) Limites da Tabela 4, presente na norma, aplicados com relaç ão a classe C, ou; (ii) A corrente da terceira harm ônica n ão deve exceder 86% e a corrente da quinta

(32)

2.7 Fator de pot ência e taxa de distorç ão harm ônica 30

Tabela 4: Limites da IEC 61000-3-2 para equipamentos da Classe D com P<25 W que se enquadram na

Classe C

Ordem da M ´axima corrente

harm ˆoncia (n) permiss´ıvel (mA/W)

3 3,4 5 1,9 7 1 9 0,5 11 0,35 13 ≤ n ≤19 (´ımpares) 3,85/n

Fonte: Adaptado de EPSMA (2010).

Nesse trabalho, como o dispositivo a ser desenvolvido trabalha com pot ˆencia ativa inferior a 25 W, os limites da Tabela 4 devem ser aplicados.

2.7 FATOR DE POT ÊNCIA E TAXA DE DISTORÇ ÃO HARM ÔNICA

Para a compreens ão dos t ópicos a seguir, entende-se como necess ário o entendimento do significado do c álculo do fator de pot ência de um dispositivo ou circuito e do significado da taxa de distorç ão harm ônica.

2.7.1 POT ˆENCIA APARENTE E FATOR DE POT ˆENCIA

Segundo Hart (2012), a pot ência aparente é o resultado do produto da tens ão eficaz pela corrente el étrica eficaz. O valor de pot ência aparente é utilizado geralmente para especificar o valor nominal de equipamentos de pot ência como trans-formadores. Se calcula a pot ência aparente utilizando a seguinte express ão:

S = VRM S· IRM S (9)

em que S é a pot ência aparente, VRM S é a tens ão el étrica eficaz e IRM S é a corrente

el ´etrica eficaz.

O conceito de pot ência el étrica aparente é fundamental para o c álculo do fator de pot ência, pois é com a raz ão da pot ência real que est á sendo repassada para a carga a ser atendida pela pot ência aparente que se obt êm a relaç ão. Segundo Hart (2012), o fator de pot ência se define como o quociente entre a pot ência m édia pela pot ência aparente, ou seja:

(33)

2.7 Fator de pot ência e taxa de distorç ão harm ônica 31 F P = P S = P VRM S · IRM S (10) em que F P é o fator de pot ência, P é a pot ência m édia.

A determinaç ão do fator de pot ência para circuitos que obedecem relaç ões senoidais, ou seja quando a carga é linear e a fonte é senoidal, o c álculo do fator de pot ência pode ser simplificado pelo uso da express ão:

F P = cos θ (11)

em que θ é o ângulo de defasagem entre os sinais de tens ão e corrente el étrica rela-cionados.

2.7.2 TAXA DE DISTORÇ ÃO HARM ÔNICA

Quando a fonte é senoidal mas a carga n ão é linear, deve ser utilizada outra abordagem para o c álculo do fator de pot ência. Utilizando a mesma linha de proposiç ão do Hart (2012), ao aplicar uma tens ão senoidal à uma carga n ão linear, a corrente el étrica n ão ser á senoidal. Logo, o sinal da corrente el étrica pode ser repre-sentado pelas s éries de Fourier. Representando o c álculo para o fator de pot ência, considerando que a pot ência m édia absorvida pela carga é dada pela express ão:

P = V1,RM S· I1,RM S· cos (θ1− φ1) (12)

em que θ1 é o ângulo de posiç ão da tens ão e o φ1 é o ângulo de posic ão da corrente,

representada por s ´eries de Fourier.

Calculando o fator de pot ência utilizando a express ão 10, obtem-se a ex-press ão:

F P = I1,RM S IRM S

· cos (θ1− φ1) (13)

A raz ão entre as duas correntes, a do valor RMS de frequ ência fundamental pelo valor RMS total é denominando por fator de distorç ão. Esse fator corresponde a uma reduç ão no fator de pot ência total devido, nesse caso, as propriedades da corrente n ão senoidal. Logo, o fator de pot ência pode ser obtido atrav és da seguinte express ão:

(34)

2.7 Fator de pot ência e taxa de distorç ão harm ônica 32

F P = cos (θ1 − φ1) · F D (14)

em que FD é o fator de distorç ão harm ônica.

Segundo Kirsten (2011), é poss´ıvel relacionar a taxa de distorç ão harm ônica diretamente seguindo a express ão abaixo:

F P = √ cos φ

1 + T HD2 (15)

em que φ é o ângulo de defasagem entre a componente fundamental de tens ão e a corrente el étrica.

(35)

33 3 PROJETO DO DRIVER

Para a realizaç ão do projeto do driver, a Tabela 5 estabelece alguns par âmetros fundamentais, como frequ ência de comutaç ão, ondulaç ão de tens ão na carga, rendi-mento te órico para o conversor, e os par âmetros de entrada.

Tabela 5: Par ˆametros para o projeto do driver

Par ˆametro S´ımbolo Valor Unidade

Tens ˜ao eficaz da rede VCA 127 V

Frequ ˆencia da rede fr 60 Hz

Frequ ência de comutaç ão fs 25 KHz

Rendimento te ´orico do conversor η 100 %

Ondulaç ão m áxima de tens ão na carga ∆Vo 5 %

Ondulaç ão m áxima de corrente na carga ∆io 20 %

3.1 DEFINIC¸ ˜AO DA CARGA

Para realizar o projeto dos componentes do conversor é necess ário que se faça um estudo da quantidade de LEDs a serem utilizados, bem como o ponto de operaç ão do conjunto.

A pot ência estipulada para o presente trabalho é de 15 W, e para determi-nar quantos LEDs s ão necess ários para atingir essa pot ência, uma an álise da curva caracter´ıstica do LED é realizada . A curva fornecida pelo fabricante, apresentada na Figura 12, mostra as correntes de operaç ão para diferentes tens ões diretas aplicadas. Atrav és da curva, atribui-se a corrente de operaç ão de 700 mA, a qual cor-responde ao valor de aproximadamente 3,625 V de tens ão direta. Para esse ponto de operaç ão 6 LEDs seriam necess ários para atingir os 15 W especificados, entretanto na pr ática, observou-se que para a tens ão direta aplicada de 3,6 V a corrente deman-dada pelo LED foi superior a 700 mA. Por esse motivo, um novo ensaio foi realizado.

O ensaio consistiu em utilizar 7 LEDs sobre um dissipador t érmico, junta-mente com um resistor em s érie de 2,27 Ω. O circuito foi alimentado por uma fonte CC capaz de informar os valores de tens ão e corrente fornecidos. Ainda, para maior fidelidade dos valores obtidos, foi inserido um amper´ımetro em s érie com o circuito e

(36)

3.1 Definic¸ ˜ao da carga 34

Corrente Direta vs Tensão Direta

Corr

ente Direta (mA)

Tensão Direta (V)

Figura 12: Curva de tens ˜ao versus corrente sobre o LED utilizado Fonte: Adaptado de FUTURLEC (2016).

um volt´ımetro em paralelo com a carga de LEDs. A tens ão da fonte foi variada at é que a corrente do circuito se mantivesse est ável em 700 mA durante um per´ıodo de 30 minutos. O valor obtido de tens ão sobre a carga foi de 25 V, e descontada a queda de tens ão sobre o resistor, obteve-se o valor de 23,411 V, correspondendo a 3,344 V sobre cada LED.

O novo valor de tens ão obtido do modelo, juntamente com sua corrente direta s ão capazes de fornecer 2,3408 W por LED, sendo necess ário 6,41 LEDs para se extrair os 15 W requeridos. De modo a garantir que essa pot ência seja de fato atingida, 7 LEDs s ão utilizados para trabalharem em s érie no ponto de operaç ão de 3,344 V e 700 mA, totalizando 16,3856 W.

Como j á citado, o modelo el étrico do LED cont ém um diodo ideal, uma fonte de tens ão e um resistor s érie. Para fins de projeto e simulaç ão faz-se necess ário encontrar quais s ão os valores experimentais da tens ão da fonte de tens ão e da re-sist ência s érie. Para determinar esses valores, o ensaio anterior é realizado nova-mente, encontrando um novo ponto de operaç ão.

A tens ão da fonte é novamente variada at é se obter a corrente de 500 mA, que tamb ém se encontra na regi ão linear da curva, e s ão realizadas as mediç ões pertinentes. Para essa corrente, a tens ão sobre cada LED resultou em 3,156 V e por meio desses valores as Equaç ões (16) e (17) podem ser obtidas, onde a tens ão sobre o LED pode ser divida entre sua parcela dissipativa e sua tens ão de joelho.

(37)

3.2 Projeto do conversor Buck-boost PFC 35

0, 5 · RS + VJ = 3, 156 (17)

A soluc¸ ˜ao do sistema acima fornece os valores de RS= 0,94 Ω e VJ= 2,686 V,

e podem ser representados na Figura 13.

+ − 3,344 V 700 mA Diodo Ideal − + _{2,686 V} 0,94 Ω 700 mA ∼ =

Figura 13: Modelo el ´etrico equivalente do LED a ser utilizado

3.2 PROJETO DO CONVERSOR BUCK-BOOST PFC

Dando continuidade ao projeto, sabe-se que a variaç ão da corrente no indu-tor é a mesma em m ódulo para as duas primeiras etapas, ent ão, atrav és das Equaç ões (4) e (8) é poss´ıvel encontrar uma relaç ão entre a tens ão de entrada e de sa´ıda, co-nhecida como ganho est ático. Assim, as Equaç ões (18) e (19) s ão utilizadas para obter o ganho est ático expresso pela Equaç ão (20) (HART, 2012;POMILIO, 2014a).

VBU S Lbb · D1· T + −Vo Lbb · D2· T = 0 (18) VBU S Lbb · D1· T = Vo Lbb · D2· T (19) Vo VBU S = D1 D2 (20) Para garantir que o conversor opere em modo de conduc¸ ˜ao descont´ınua, os tempos de carga e descarga do indutor devem ser inferiores ao per´ıodo total da onda.

(38)

3.2 Projeto do conversor Buck-boost PFC 36 A Figura 14 apresenta as tr ês etapas do conversor, e atrav és da an álise realizada nas Equaç ões (21) e (22), é expresso na Equaç ão (23) a relaç ão a ser respeitada para a condiç ão de MCD (HART, 2012;POMILIO, 2014a;MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

t il

T

D1· T D2· T D3· T

Figura 14: Corrente no indutor do conversor buck-boost PFC

Fonte: Adaptado de Pomilio (2014a).

D1· T + D2· T < T (21)

(D1+ D2) · T < T (22)

D2 < (1 − D1) (23)

Como n ão h á informaç ões suficientes ainda para determinar a raz ão c´ıclica de operaç ão do conversor, uma nova an álise é realizada, levando em consideraç ão a corrente m édia no diodo Dbb (HART, 2012). A Figura 15 mostra a distribuiç ão das

correntes no circuito, e por meio das Equaç ões (24) e (25) determina uma relaç ão para a corrente m édia no diodo (HART, 2012;BARBI, 2001).

Ro + − Vo io − + VBU S id Lbb il Cbb ic

Figura 15: Disposiç ão das correntes no conver-sor buck-boost PFC durante a segunda etapa de operaç ão

(39)

3.2 Projeto do conversor Buck-boost PFC 37

idmed = iomed =

Vo

Ro

(25) Como o diodo s ó opera na segunda etapa, a forma de onda da corrente tem as caracter´ısticas apresentadas na Figura 16, tornando poss´ıvel determinar o seu valor m édio em funç ão das demais vari áveis do sistema.

0 _τ D₂.T D₁.T i_L D i i v s s Vin+Vo

Figura 16: Formas de onda caracter´ısticas do buck-boost em MCD

Fonte: Adaptado de Pomilio (2014b).

A Equaç ão (26) é o resultado da integral sobre a curva em um per´ıodo, e relacionando-a com a Equaç ão (25) obt êm-se as Equaç ões (27) e (28), que determi-nam o valor de D2. idmed = 1 T D1· D2· VBU S· T 2Lbb (26) D1· D2· VBU S· T 2Lbb = Vo Ro (27) D2 = 2 · Vo· Lbb Ro· D1· VBU S· T (28) Se torna poss´ıvel agora substituir o termo D2 da Equaç ão (23) pela relaç ão

encontrada na Equaç ão (28). Dessa forma, manipula-se a Equaç ão (29) de modo a obter o valor m´ınimo do indutor para que o conversor opere em MCD, representado

(40)

3.2 Projeto do conversor Buck-boost PFC 38 pela Equac¸ ˜ao (30).

2 · Vo· Lbb Ro· D1· VBU S · T < (1 − D1) (29) Lbb < (1 − D1) · Ro· D1· VBU S · T 2 · Vo (30) Embora tenha sido encontrada uma equaç ão para o valor m´ınimo da in-dut ância do conversor, D1 ainda é indeterminado, portanto, do modo de conduç ão

cr´ıtica extrai-se o valor m ´aximo de D1, visto que para esse caso D2 ´e igual a (1 − D1).

Rearranjando a Equaç ão (20) e atribuindo VBU S igual ao valor de pico da tens ão de

entrada Vp = 180 V, obt êm-se a Equaç ão (31) (MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003; PO-MILIO, 2016;BARBI, 2001).

D1max =

Vo

Vo+ Vp

= 0, 115 (31)

Sendo assim, atribui-se o valor de D1 = 0, 1 para se ter uma margem de

seguranc¸a, e se encontra o valor de indut ˆancia m´ınima igual a Lbb < 461, 8 µH.

Como analisado por Alonso et al. (2011), Kirsten (2011), e Bender (2012), o valor da indut ância de um conversor buck-boost PFC pode ser encontrado pela pot ência de entrada do conversor, e é definido na Equaç ão (32).

Lbb = 1 π · Z π 0 " V_p2· sin2_{θ · D}2 1 2 · Pin· fs # dθ (32)

Como o rendimento te ´orico para o conversor ´e de 100%, Pin = Po, e

estima-se na Equaç ão (33) o valor da indut ância.

Lbb =

V2 p · D12

4 · Po· fs

≈ 197 µH (33)

O valor encontrado respeita a condiç ão imposta pela Equaç ão (30).

Como o conversor n ão possui filtro capacitivo ap ós a ponte retificadora, o capacitor de sa´ıda do conversor deve suportar tanto a variaç ão de tens ão de baixa frequ ência, como de alta frequ ência, e pode ser determinado pela Equaç ão (34) (BARBI, 2015;CAMPONOGARA et al., 2015).

Cbb=

Po

2 · π · fr· Vo· ∆Vo

≈ 1, 586mF (34)

(41)

3.3 Projeto do Retificador 39 an áloga, visto que ambos devem suportar os mesmos esforços de tens ão. A Figura 16 mostra o valor m áximo da tens ão sobre a chave Sw no tempo D2 · T , o qual é

resultado da an ´alise da malha externa do circuito da Figura 15 quando VBU S ´e igual a

Vp e Vo é 23,42 V. Essa an álise resulta na tens ão de 203,42 V (POMILIO, 2014b;HART,

2012).

Os esforços de corrente na chave seguem os mesmos da corrente eficaz de entrada, encontrado na Equaç ão (35), que fornece o valor de 667,27 mA. Por dis-ponibilidade, a chave escolhida é do tipo MOSFET, de c ódigo IRF 840, a qual suporta a tens ão de 500 V sobre seus terminais, e corrente de 8 A (SEMICONDUCTORS, 1999). Para o diodo do conversor, seguindo a mesma an álise da chave, a tens ão m áxima sobre seus terminais ocorre em D1 · T , pois nesse momento a chave se

en-contra fechada, e o capacitor alimenta sozinho a carga, resultando no mesmo esforc¸o de tens ˜ao da chave semicondutora (POMILIO, 2014b; HART, 2012). Para a corrente, o diodo deve suportar a corrente da carga de 700 mA.

O diodo MUR 160 é escolhido, visto que suporta a tens ão reversa de 600 V e corrente de 1 A, e tamb ém, por ser do tipo ultra r ápido, o que garante que o tempo de recuperaç ão reversa do diodo seja inferior ao tempo de retomada de conduç ão (MOTOROLA, 1996).

3.3 PROJETO DO RETIFICADOR

Compondo a etapa CA-CC do projeto, utiliza-se a topologia de retificador em ponte completa demonstrada na Figura 17 para converter a tens ˜ao CA de entrada

`a n´ıveis de tens ˜ao somente positivos.

Dr1 Dr4 Dr3 Dr2 + −VCA + − VBU S

Figura 17: Retificador de onda completa Fonte: Adaptado de Hart (2012).

Dado o sentido atribu´ıdo da tens ˜ao da rede, durante o semiciclo positivo da tens ˜ao de entrada, os diodos Dr1 e Dr2 conduzem, a medida que, no semiciclo

(42)

3.4 Projeto f´ısico do Indutor 40 el étrica passa a ter as caracter´ısticas apresentadas na Figura 18, onde a tens ão de barramento VBU S cont ém os dois semiciclos positivos e possui frequ ência duas vezes

maior que a original (BARBI, 1986).

VBUS

f Vpico

Figura 18: Forma de onda da tens ˜ao de sa´ıda do retificador de onda completa

Fonte: Adaptado de Hart (2012).

A m áxima tens ão a ser suportada por cada diodo, para essa topologia, pode ser aproximada pela m áxima tens ão de entrada CA (180 V), e ent ão, devido a disponibilidade, o tipo de diodo escolhido para compor a ponte retificadora é o diodo MUR 160, o qual suporta tens ão reversa de 600 V. Deve-se ainda verificar os limites do componente quanto à corrente que passar á por ele. A Equaç ão (35) apresenta o c álculo realizado para determinar a corrente de entrada do circuito para o pior caso, ou seja, para o valor de pico da tens ão de entrada (POMILIO, 2016;MOTOROLA, 1996).

Iinrms = Vp· T · D1· √ D1 √ 3 · Lbb = 667, 27 mA (35)

em que T é o per´ıodo referente à frequ ência de comutaç ão de 25 kHz.

O diodo escolhido atende as especificac¸ ˜oes de projeto, visto que o mesmo suporta uma corrente eficaz de 1 A.

3.4 PROJETO F´ISICO DO INDUTOR

Para realizar o projeto do indutor, é definido o n úcleo de ferrite do tipo E-E, o qual destaca-se na operaç ão em alta frequ ência (BARBI; FONT; ALVES, 2002) e é apresentado na Figura 19.

Para dar in´ıcio à metodologia de projeto, s ão definidos na Tabela 6 alguns par âmetros necess ários.

(43)

3.4 Projeto f´ısico do Indutor 41

Ae

Aw

B

A

D

C

Figura 19: N ´ucleo magn ´etico tipo E-E

Fonte: Adaptado de Barbi, Font e Alves (2002).

Tabela 6: Par ˆametros para o projeto do indutor

Fator de utilizac¸ ˜ao da janela Kw 0,7

Densidade de fluxo m ´axima Bmax 0,3 T

Densidade de corrente m ´axima Jmax 350 A/cm2

Indut ˆancia Lbb 197 µH

Fonte: Barbi, Font e Alves (2002).

n ´ucleo a ser utilizado (BARBI; FONT; ALVES, 2002). AeAw = Lbb· ilpico · ilrms

Bmax· Jmax· Kw

· 10−4 (36)

A corrente de pico no indutor ilpico pode ser obtida atrav és da Equaç ão (4),

visto que o valor m áximo da corrente é a sua pr ópria variaç ão, e ocorre para o valor m áximo da tens ão de entrada. A Equaç ão (37) determina o valor da corrente de pico (HART, 2012;MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

ilpico = ∆il1 =

Vp

Lbb

· D1· T = 3, 65 A (37)

Da teoria de valor eficaz apresenta por Hart (2012), obt êm-se a Equaç ão (38). ilrms = s 1 π · Z π 0 Vp· sin θ · Dbb· T 2 · Lbb 2 dθ = 1, 29 A (38)

(44)

3.4 Projeto f´ısico do Indutor 42

AeAw = Lbb· ilpico· ilrms Bmax· Jmax· Kw

· 10−4 = 0, 126 cm4 (39) Atrav és da tabela de n úcleos da fabricante Thornton (THORNTON, 2016), o n úcleo que mais se aproxima do valor obtido de AeAw é o n úcleo NEE-20 o qual possui AeAw igual a 0,08 cm4_{, por ém, devido a disponibilidade, o n úcleo NEE-30/15/7}

é escolhido, e possui relaç ão AeAw de 0,48 cm4_{, com área efetiva do n úcleo A} e igual

a 60 mm2_{. A utilizaç ão de um n úcleo com AeAw superior ao de projeto implica na}

reduç ão do n úmero de espiras, no aumento do volume e consequentemente no custo do indutor.

Com a área efetiva do n úcleo utilizado é poss´ıvel determinar o n úmero apro-ximado de espiras N , como apresentado na Equaç ão (40) (BARBI; FONT; ALVES, 2002).

N = Lbb· ilpico Bmax· Ae

≈ 40 espiras (40)

Ainda, para maior fidelidade ao projeto, o comprimento do entreferro lg ´e

calculado pela Equac¸ ˜ao (41), considerando µ0 = 4.π.10−7.

lg =

N2_{· µ} 0· Ae

Lbb

· 10−2 = 6, 108.10−6 cm (41) Segundo Barbi, Font e Alves (2002), para n úcleos do tipo E-E, o valor obtido do comprimento de entreferro na Equaç ão (41) deve ser dividido metade para cada uma das pernas laterais do n úcleo.

O condutor a ser utilizado é escolhido atrav és de sua seç ão Scond, e é

cal-culado pela Equac¸ ˜ao (42) (BARBI; FONT; ALVES, 2002).

Scond =

ilef

Jmax

= 3, 686.10−3 cm2 (42)

O condutor que mais se aproxima do valor obtido na equaç ão acima foi o fio esmaltado AWG 22, com seç ão Scond= 3, 3.10−3 cm2

Deve-se considerar ainda o efeito pelicular, do ingl ês skin effect, que se faz presente em condutores percorridos por correntes de alta frequ ência. Esse efeito faz com que a corrente tenda a fluir pelas bordas do fio, limitando a área efetiva do condutor. A Equaç ão (43) determina a profundidade de penetraç ão δ (BARBI; FONT; ALVES, 2002).

(45)

3.5 Projeto do circuito de acionamento do MOSFET 43

δ = √7.5 fs

= 47, 434.10−3 cm (43)

Segundo Barbi, Font e Alves (2002), para evitar o efeito pelicular, o di âmetro do condutor n ão deve exceder duas vezes a profundidade de penetraç ão. O condu-tor AWG 22 possui di âmetro igual a 0,6438 mm, sendo inferior à 2δ, n ão havendo a necessidade de utilizar mais de um condutor em paralelo.

As perdas nos enrolamentos dependem somente da resistividade do fio ρf io, e do comprimento m ´edio de cada espira lespira multiplicado pelo n ´umero de

es-piras (BARBI; FONT; ALVES, 2002). A Equaç ão (44) apresenta o c álculo realizado para quantificar a resistividade equivalente do indutor.

Rf io= ρf io· lespira· N = 0, 138 Ω (44)

Durante a implementaç ão pr ática do indutor foram utilizadas 42 espiras, apenas pela comodidade de completar a última camada, o que resultou na indut ância de 210 µH, diante dos 197 µH calculados. A resist ência do indutorRf io foi medida

experimentalmente e possui valor igual 0,2 Ω.

3.5 PROJETO DO CIRCUITO DE ACIONAMENTO DO MOSFET

As topologias ativas de conversores CC-CC realizam o controle do fluxo de pot ência para a carga atrav és da comutaç ão da chave semicondutora. Alterando o valor do tempo de chave aberta e de chave fechada, é poss´ıvel entregar à carga uma tens ão CC regulada (MOHAN; UNDELAND; ROBBINS, 2003).

A partir das relaç ões de tempo de chave aberta e tempo de chave fechada define-se a largura de pulso (POMILIO, 2014b). Portanto, existe a necessidade de um circuito para geraç ão desse sinal, e para condicion á-lo ao acionamento da chave semicondutora.

Para realizar tal funç ão é utilizado o Circuito Integrado (CI) SG3524, apre-sentado na Figura 20, atuando como gerador de PWM. Utilizando a folha de dados da fabricante Texas Instruments, é poss´ıvel dispor e projetar os componentes externos ao CI (INSTRUMENTS, 2003).

Os valores de RT e CT determinam a frequ ência do oscilador, e conse-quentemente da frequ ência do sinal de sa´ıda. RT e CT relacionam-se atrav és da Equaç ão (45) (INSTRUMENTS, 2003).

(46)

3.5 Projeto do circuito de acionamento do MOSFET 44 GND LM3524N R1 R2 VIN 15 -IN 1 +IN 2 COMP 9 +CLSENSE 4 -CLSENSE 5 SHUTDOWN 10 CT 7 RT 6 GND 8 OSCOUT 3 VREF 16 CA 12 EA 11 CB 13 EB 14 RT CT R OUT

Figura 20: Disposic¸ ˜ao geral dos compo-nentes externos ao CI SG3524

fs =

1, 30

RT · CT (45)

Fixando o valor do capacitor CT em 10 nF, necessita-se que o valor de RT seja de 5,2 kΩ para a obtenç ão da frequ ência de comutaç ão de 25 kHz.

A tens ão sobre o pino 2 do CI é respons ável por determinar a raz ão c´ıclica desejada, e opera no intervalo de tens ão de 1V a 3,5 V. Para gerar a raz ão c´ıclica de-sejada, R é um potenci ômetro de 10 kΩ, ajustado para manter 10% de raz ão c´ıclica. Ainda, por recomendaç ões do fabricante, R1 e R2 possuem o valor de 2 kΩ ( INSTRU-MENTS, 2003). 6N137 2 3 7 8 5 6 R3 R4 R5 R6 R7 R8 BC547 C1 CT R1 R2 R9 R10 2N2222 Vcc2 Gate Source 2N2907 RT R 3 1 2 SG3524 VIN 15 -IN 1 +IN 2 COMP 9 +CLSENSE 4 -CLSENSE 5 SHUTDOWN 10 CT 7 RT 6 GND 8 OSCOUT 3 VREF 16 CA 12 EA 11 CB 13 EB 14 D1 Vcc1

Figura 21: Circuito de acionamento da chave semicondutora Fonte: Autoria pr ´opria.

Para realizar o correto acionamento da chave semicondutora do tipo MOS-FET, é utilizado um circuito driver com optoacoplador seguido da configuraç ão

(47)

totem-3.5 Projeto do circuito de acionamento do MOSFET 45 pole, obtendo isolaç ão do circuito de acionamento da chave e n´ıveis de tens ão e cor-rente coecor-rentes com os requeridos pela chave. A disposiç ão completa do circuito de acionamento da chave é apresentado na Figura 21 (INSTRUMENTS, 2017).

A Tabela 7 apresenta os componentes utilizados no circuito, bem como seus valores comerciais.

Tabela 7: Componentes utilizados no driver de acionamento da chave semicondutora

Componente Valor Componente Valor Componente Valor

R1 2 kΩ R6 5,6 kΩ R 10 kΩ R2 2 kΩ R7 100 Ω RT 5,2 kΩ R3 100 Ω R8 1 kΩ CT 10 nF R4 390 Ω R9 560 Ω Vcc1 15 V R5 2,7 kΩ R10 100 Ω Vcc2 15 V C1 100 nF D1 1N4148 BC547 β=100 2N2222 β=40 2N2907 β=40 Optoacoplador 6N137

(48)

46 4 AN ´ALISE DOS RESULTADOS

Nesse cap´ıtulo s ão apresentados os resultados de simulaç ões e da implementaç ão em laborat ório do projeto proposto no Cap´ıtulo 3.

O driver de acionamento dos LEDs é alimentado pela tens ão da rede el étrica de 127 V eficazes com frequ ência de 60 Hz, e o conversor opera em malha aberta, sendo controlado pelo circuito projetado na Seç ão 3.5.

4.1 RESULTADOS DE SIMULAC¸ ˜AO

Juntamente com o modelo do circuito proposto na Seç ão 2.5 e os compo-nentes projetados no Cap´ıtulo 3, s ão realizadas simulaç ões com o aux´ılio do software PSIM para validação dos modelos teóricos. Os parâmetros do circuito são apresen-R tados na Tabela 8, e o circuito é disposto como mostra a Figura 22.

Tabela 8: Par âmetros utilizados para realizaç ão das simulaç ões

Frequ ência de comutaç ão fs 25 kHz

Raz ˜ao c´ıclica D1 0,1

Tens ˜ao eficaz de entrada VCA 127 V

Indut ˆancia Lbb 197 µH

Capacit ˆancia Cbb 1586 µF

Diodo do conversor Dbb ideal

-Diodos da ponte retificadora Dr ideais

-Fonte: Autoria pr ´opria.

+ − 127 VCA iin ∼ ∼ driver _197µH Dbb 1586µF 7 × 0, 94 Ω − + _{7 × 2, 686 V} io

Figura 22: Disposiç ão dos componentes no circuito a ser simulado Fonte: Autoria pr ópria.

(49)

4.1 Resultados de simulaç ão 47 O passo de simulaç ão utilizado foi de 100 ns, e os resultados das simulaç ões foram exportados atrav és de vetores de pontos e importados no software MatLab ,R onde foram reorganizado para geraç ão das imagens.

Primeiramente s ão avaliados os esforços sobre os diodos do retificador, os quais mostram na Figura 23 a compatibilidade com o modelo escolhido, capaz de suportar a tens ão de 600 V, diante do valor m áximo de 180 V.

0 1 2 3 4 x 105 0 50 100 150 200

Esforços nos Diodos da Ponte Retificadora

Amostras

Tensão (V)

Tensão sobre o diodo Valor de pico = 180 V

Figura 23: Esforços de tens ão sobre os diodos da ponte retificadora Fonte: Autoria pr ópria.

Para sua capacidade de corrente, na Figura 24 s ão avaliados os valores de pico e eficaz da corrente de entrada. O valor eficaz é de 463,3 mA, inferior ao limite de 1 A, e o valor de pico é de 3,56 A, abaixo do pico admitido de 35 A (MOTOROLA, 1996).

0 1 2 3 4 5 x 105 −4 −3 −2 −1 0 1 2 3 4

Amostra da Corrente de Entrada

Amostras

Corrente (A)

Figura 24: Esforc¸os de corrente sobre os diodos da ponte retifica-dora

(50)

4.1 Resultados de simulaç ão 48 Na Seç ão 3.1, o ensaio realizado experimentalmente no ponto de operaç ão de 700 mA resultou na tens ão de 23,41 V sobre o conjunto de LEDs. Em simulaç ão, o resultado obtido presente na Figura 25 é de 23,42 V. Ainda na mesma figura, é analisada a corrente de sa´ıda do driver, o qual obteve o valor m édio de 701,6 mA, muito pr óximo aos 700 mA estipulados pelo projeto, fornecendo 16,43 W à carga. O valor da pot ência é obtido pela multiplicaç ão ponto a ponto dos sinais de tens ão e corrente de sa´ıda, e extra´ıdo a m édia desse valor.

0 1 2 3 4 5

x 105 23

23,5 24

Amostra de Tensão e Corrente de Saída

Amostras 0 1 2 3 4 5 x 105 0,6 0,7 0,8 Amostras Corrente de saída Valor médio = 0,7016 A Valor médio = 23,42 V Tensão de saída Corr ente (A) T ensão (V)

Figura 25: Forma de onda de tens ˜ao e corrente na sa´ıda do driver Fonte: Autoria pr ´opria.

136,64 136,66 136,68 136,7 136,72 136,74 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3

Amostra da Corrente no Indutor

Tempo (ms)

Corrente

(A)

D1.T D2.T D3.T

Figura 26: Forma de onda da corrente no indutor obtida por simulac¸ ˜ao

(51)

4.1 Resultados de simulaç ão 49 analisada na Figura 26 a corrente no indutor, na qual pode-se identificar as tr ês etapas de operaç ão do modo descont´ınuo definidas na Seç ão 2.5.

Sobre as caracter´ısticas de regulaç ão de fator de pot ência desse conver-sor, a corrente de entrada deve possuir envolt ório senoidal em fase com a tens ão de entrada para garantir elevado fator de pot ência (HART, 2012). A Figura 27 mostra a forma de onda da corrente de entrada do driver.

0 1 2 3 4 5 x 105 4 3 2 1 0 1 2 3 4

Amostra da Corrente de Entrada

Corr

ente (A)

1

Figura 27: Forma de onda da corrente de entrada do driver com caracter´ıstica pulsada

Embora a corrente de entrada possua envolt ório senoidal, a figura evidencia sua forma pulsada em alta frequ ência, e com essa forma n ão é capaz de manter um fator de pot ência elevado, devido sua alta taxa de distorç ão harm ônica (cerca de 350%). Tal condiç ão é justificada pela relaç ão direta entre fator de pot ência e taxa de distorç ão harm ônica, como mostra a Equaç ão (46) (POMILIO, 2016).

F P = √ cos(φ)

1 + T HD2 (46)

Para que as harm ônicas de alta frequ ência sejam atenuadas, faz-se ne-cess ário a utilizaç ão de alguma topologia de filtro passa baixas na entrada do circuito, de modo que a corrente de entrada seja formada apenas por componentes de baixa frequ ência (KIRSTEN, 2011).

A topologia LC de filtros ´e utilizada, contendo apenas um indutor s ´erie com a entrada CA, e um capacitor em paralelo com a carga, como mostra a Figura 28.

A carga, expressa por Rem, ´e a resist ˆencia emulada do conversor, ou seja,

(52)

4.1 Resultados de simulac¸ ˜ao 50 + − VCA Lin Cin Rem

Figura 28: Disposic¸ ˜ao do filtro de en-trada no circuito

Fonte: Adaptado de Kirsten (2011).

conversores CC-CC em MCD operam como reguladores de fator de pot ência por terem a caracter´ıstica intr´ınseca de possuir um valor m édio de tens ão e de corrente para cada instante de tempo, como sugere a Equaç ão (47) (KIRSTEN, 2011;POMILIO, 2016).

Rem =

Vin(t)

Iin(t)

(47)

Como Iin(t) possui comportamento semelhante `a corrente no indutor, seu

valor m édio pode ser calculado pela integral da curva no per´ıodo, ou fazendo a an álise da área do tri ângulo formado na primeira etapa. A bases dos tri ângulos é D1.T, e

como o valor m´ınimo da corrente é zero, a altura do tri ângulo é a pr ópria variaç ão de corrente ∆il encontrada na Equaç ão (4). Portanto em um per´ıodo, o valor da corrente

de entrada é expresso na Equaç ão (48) (KIRSTEN, 2011;POMILIO, 2016).

Iin(t) =

Vin(t) · D12· T

2Lbb

(48) E ent ão, por meio da Equaç ão (47), a relaç ão anterior é reorganizada na Equaç ão (49).

Rem =

2 · Lbb

D1· T

(49) Dessa maneira é poss´ıvel determinar a resist ência emulada do conversor, e calcular os valores Lin e Cin pertinentes para o filtro LC de entrada atrav és das

Equaç ões (50) e (51). Lin = Rem 2 · π · fcorte (50) Cin = 1 2 · π · fcorte· Rem (51) Atribuindo a frequ ência de corte uma d écada abaixo da frequ ência de comutaç ão