Novas Técnicas de Otimização de Casamento de
Impedância de Antenas Planares para Sistemas de
Comunicação Sem Fio
André Nascimento da Silva
Orientador: Prof. Dr. Adaildo Gomes D’Assunção
Tese de Doutorado submetida à Coordenação do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e de Computação da UFRN (área de concentração: Telecomunicações), como requisito necessário à obtenção do título de Doutor em Ciências.
Número de ordem PPgEEC: D245 Natal, RN, maio de 2019
Universidade Federal do Rio Grande do Norte - UFRN Sistema de Bibliotecas - SISBI
Catalogação de Publicação na Fonte. UFRN - Biblioteca Central Zila Mamede
Silva, André Nascimento da.
Novas técnicas de otimização de casamento de impedância de antenas planares para sistemas de comunicação sem fio / André Nascimento da Silva. - 2019.
136f.: il.
Tese (Doutorado)- Universidade Federal do Rio Grande do Norte, CTEC, Programa de pós-graduação em engenharia elétrica e de computação da UFRN, Natal, 2019.
Orientador: Dr. Adaildo Gomes D'Assunção.
1. Antena de microfita - Tese. 2. Casamento de impedância - Tese. 3. Microfita fendida - Tese. I. D'Assunção, Adaildo Gomes. II. Título.
Novas Técnicas de Otimização de Casamento de
Impedância de Antenas Planares para Sistemas de
Comunicação Sem Fio
André Nascimento da Silva
Tese de Doutorado aprovada em 27 de maio de 2019 pela banca examinadora composta pelos seguintes membros:
Agradecimentos
Agradeço inicialmente à minha família, Margarida Maria, José Batista, Adriana Nascimento e Walquíria Nascimento, pelas constantes demonstrações de amor e carinho, e por todos os ensinamentos, buscando sempre me conduzir ao melhor caminho.
À colega de doutorado Rafaela Gomes, pela amizade, torcida e colaboração nas pesquisas realizadas nesta tese.
Aos professores do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação da Universidade Federal do Rio Grande do Norte, pelo compromisso e dedicação.
À Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior, CAPES, pelo suporte financeiro concedido à realização deste trabalho.
Um agradecimento especial à Adaildo Gomes D’Assunção, um exemplo de pessoa. Agradeço pelos ensinamentos, oportunidades e incentivos, e acima de tudo, por sempre mostrar que os valores humanos e profissionais se completam.
Finalizo com o agradecimento principal, agradeço ao meu grande e bom Deus, por me conceder saúde, por me permitir chegar até aqui, e por colocar pessoas tão especiais ao meu redor.
Resumo
O trabalho descrito nesta Tese consiste no desenvolvimento de novas técnicas de otimização de casamento da impedância de entrada de antenas de microfita para aplicações em sistemas de comunicação sem fio. As técnicas propostas se baseiam na inserção de fendas na linha de alimentação da antena ou abaixo dela, no plano de terra, permitindo manter inalterada a geometria do patch da antena de microfita. O estudo realizado através de análise paramétrica, permitiu o desenvolvimento de três novas técnicas de casamento de impedâncias. Na primeira, a inserção da fenda é realizada na fita condutora da linha de microfita, sendo posicionada simetricamente. Na segunda, a fenda é introduzida no plano de terra, ou seja, é inserida abaixo e paralelamente à fita condutora da linha de microfita. Na terceira, a fenda também é posicionada no plano de terra, porém é alinhada paralelamente à borda inferior do patch condutor, ou seja, perpendicularmente à fita condutora da linha de microfita. Foram investigados os efeitos do casamento de impedâncias de entrada de antenas de microfita com patch retangulares, impressas sobre substratos de fibra de vidro (FR-4) e alimentadas por linhas de microfita, projetadas para operação nas frequências de 1,8 GHz, 2,45 GHz e 3,5 GHz. A simulação e a análise paramétrica dessas antenas foram realizadas através dos softwares Ansoft Designer e Ansoft HFSS, que implementam o método dos momentos (method of moments - MoM) e o método dos elementos finitos (finite element method - FEM), respectivamente. Adicionalmente, o método das ondas (wave concept iterative procedure - WCIP) também foi empregado na análise, possibilitando uma melhor comparação entre os resultados simulados obtidos. Para fins de validação dos resultados simulados, foram fabricados e medidos vários protótipos. A boa concordância observada entre os resultados simulados e medidos, confirma a eficiência e a acurácia das novas técnicas de casamento de impedâncias. As técnicas propostas são de fácil implementação e permitem obter reduções consideráveis no valor do coeficiente de reflexão, |S11| (dB), indicando que a eficiência da antena foi significativamente aumentada. No primeiro caso, para a fenda inserida na fita condutora da microfita, o valor de |S11| (dB) foi reduzido de -8,81 dB para -28,09 dB, na análise para 2,45 GHz. No segundo caso, para a fenda inserida no plano terra, abaixo e paralelamente à fita condutora da microfita, o valor de |S11| (dB) foi reduzido de -7,62 dB para -37,17 dB, na análise para 2,45 GHz. No terceiro caso, para a fenda inserida no plano terra, alinhada paralelamente à borda inferior do patch, o valor de |S11| (dB) foi reduzido de -10,11 dB para -34,1 dB, na análise para 1,8 GHz. O uso de fendas,
nas formas propostas, permitiu uma boa adaptação, em relação ao casamento de impedâncias, entre as antenas e as linhas de alimentação correspondentes, dispensando o uso de linhas de microfita de alta impedância e evitando transições abruptas na largura de linhas de microfita, alterações na forma do patch da antena, ou o aumento do tamanho final da antena.
PALAVRAS-CHAVE: Antena de microfita, casamento de impedância, coeficiente de reflexão, microfita fendida, plano de terra fendido.
Abstract
The work presented in this dissertation consists in the development of new techniques for the impedance matching optimization of printed antennas for wireless communication systems. The techniques proposed are based on the insertion of slots in the antenna feeding line or below it (in the ground plane), enabling to keep unchanged the patch geometry of the investigated microstrip antenna. The study was performed using a parametric analysis and enabled the development of three new impedance matching techniques. In the first, the insertion of the slot is carried out in the conducting strip of the microstrip line, being symmetrically placed. In the second, the slot is introduced into the ground plane, but it is inserted below and parallelly to the conducting strip of the microstrip line. In the third, the slot is also positioned in the ground plane, but is aligned parallel to the lower edge of the conducting patch, i.e. perpendicularly to the conducting strip of the microstrip line. The effect of the input impedance matching on the performance of rectangular patch microstrip antennas printed on fiberglass substrates (FR-4) was investigated. The antennas were fed by microstrip lines and designed for operation at 1.8 GHz, 2.45 GHz, and 3.5 GHz. Simulation and parametric analyses were performed using Ansoft Designer and Ansoft HFSS softwares, that implement the method of moments (MoM) and the finite element method (FEM), respectively. In addition, the wave concept iterative procedure (WCIP) was also used in the analysis, enabling a better comparison between the obtained simulated results. For validation purpose, several prototypes were fabricated and measured. The good agreement observed between simulated and measured results confirms the efficiency and accuracy of the new impedance matching techniques. The proposed techniques are easy to implement and allow considerable reductions in the reflection coefficient value, | S11 | (dB), indicating that the antenna efficiency was significantly increased. In the first case, for the slot inserted in the conducting strip of the microstrip, the value of | S11 | (dB) was reduced from -8.81 dB to -28.09 dB in the analysis for 2.45 GHz. In the second case, for the slot inserted in the ground plane, below and parallel to the conducting strip of the microstrip, the value of | S11 | (dB) was reduced from -7.62 dB to -37.17 dB in the analysis for 2.45 GHz. In the third case, for the slot inserted in the ground plane, parallel to the lower edge of the conducting patch, the value of | S11 | (dB) was reduced from -10.11 dB to -34.1 dB in the analysis for 1.8 GHz. The use of slots, as proposed in this work, enabled a good impedance matching between the antenna and the microstrip feeding line, avoiding the use of high
impedance microstrip lines, abrupt transitions in the width of microstrip lines, changes in the shape of the antenna conducting patch, or increasing the antenna size.
Keywords: Microstrip, Microstrip antenna, Impedance matching, Reflection coefficient, Slotted microstrip line, Slotted ground plane.
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Sumário
LISTA DE FIGURAS ... XIII
LISTA DE TABELAS ... XVIII
LISTA DE SÍMBOLOS E ABREVIATURAS ... XX
INTRODUÇÃO ... 24 1.1ESTRUTURAÇÃO DO TEXTO ... 26 ANTENAS DE MICROFITA ... 28 2.1ASPECTOS ESTRUTURAIS ... 31 2.1.1 Patch ... 31 2.1.2 Substrato ... 32 2.1.3 Plano terra ... 33
2.2PARÂMETROS DAS ANTENAS ... 34
2.2.1 Diagrama de radiação ... 35
2.2.2 Diretividade ... 35
2.2.3 Largura de banda e fator de qualidade... 36
2.2.4 Perda de retorno ... 37
2.2.5 Eficiência e ganho ... 38
2.3MÉTODOS DE ALIMENTAÇÃO ... 39
2.3.1 Alimentação por linha de microfita ... 40
2.3.2 Alimentação por sonda coaxial... 40
2.3.3 Acoplamento por abertura ... 41
2.3.4 Acoplamento por proximidade ... 42
2.4MÉTODOS DE ANÁLISE ... 42
CASAMENTO DE IMPEDÂNCIA ... 47
3.1OTIMIZAÇÕES DE CASAMENTO DE IMPEDÂNCIA EM ANTENAS PLANARES ... 48
3.1.1 Casamento de impedância com Inset Feed ... 48
3.1.2 Casamento de impedância com λ/4 ... 50
3.1.3 Casamento de impedância com Inserção de Tocos ... 51
3.1.4 Casamento de impedância com Probe feed ... 52
MÉTODO ITERATIVO DAS ONDAS, WCIP ... 54
4.1PRINCÍPIOS DO MÉTODO ITERATIVO ... 54
4.2RELAÇÃO ENTRE ONDAS E CAMPOS ... 55
4.3INCIDÊNCIA/REFLEXÃO DA ONDA NA SUPERFÍCIE S ... 57
4.4DETERMINAÇÃO DO PARÂMETRO SXY ... 58
4.4.1 Pixel caracterizado como condutor perfeito ... 58
xi
4.4.3 Pixel caracterizado como dielétrico/dielétrico. ... 61
4.4.4 Pixel caracterizado como fonte. ... 62
4.4.4.1 Fonte bilateral ... 63
4.4.2 Fonte unilateral ... 66
4.4.5 Pixel caracterizado como carga. ... 68
4.4.5.1 Carga bilateral ... 68
4.4.5.2 Carga unilateral ... 68
4.5PROPAGAÇÃO/REFLEXÃO DA ONDA NO MEIO ... 69
4.6PASSAGENS ENTRE DOMÍNIOS ... 71
CASAMENTO DE IMPEDÂNCIA COM INSERÇÃO DE FENDAS ... 74
5.1INSERÇÃO DE FENDA NA LINHA DE MICROFITA ... 75
5.1.1 Resultados das simulações ... 76
5.1.2 Resultados experimentais ... 84
5.1.3 Conclusões ... 89
5.2INSERÇÃO DE FENDA NO PLANO TERRA SOBPOSTA À LINHA DE MICROFITA ... 91
5.2.1 Resultados das simulações ... 92
5.2.2 Resultados experimentais ... 99
5.2.3 Conclusões ... 105
5.3INSERÇÃO DE FENDA NO PLANO TERRA PARALELA À BORDA DO PATCH ... 106
5.3.1 Resultados das simulações ... 108
5.3.2 Resultados experimentais ... 115
5.3.3 Conclusões ... 120
5.4LARGURA DE BANDA E FATOR DE QUALIDADE COM INSERÇÃO DAS FENDAS ... 122
5.5TÉCNICAS PROPOSTAS VERSUS TÉCNICAS CONSOLIDADAS ... 124
CONCLUSÃO ... 128
xii
Lista de Figuras
Figura 1 - Principais parâmetros estruturais de uma antena patch retangular [11] ... 31
Figura 2 - Geometrias utilizadas no patch - (a) Quadrada; (b) Retangular; (c) Dipolo; (d) Triangular; (e) Circular; (f) Elíptica; (g) Anel circular; (h) Setor circular; (i) Fractal; (j) Fractal; (k) Bioinspirada; (l) Bioinspirada. ... 32
Figura 3 - Configurações de plano terra em antenas de microfita ... 34
Figura 4 - Diagrama de radiação caracterizado por lobo principal e secundários. ... 35
Figura 5 - Alimentação por linha de microfita - (a) Visão tridimensional; (b) Visão frontal; (c) Visão lateral [11]. ... 40
Figura 6 - Alimentação por sonda coaxial - (a) Visão tridimensional; (b) Visão frontal; (c) Visão lateral [11]... 41
Figura 7 - Alimentação de acoplamento por abertura - (a) Visão tridimensional; (b) Visão frontal; (c) Visão lateral [11]. ... 41
Figura 8 - Alimentação de acoplamento por aproximação – (a) Visão tridimensional; (b) Visão frontal; (c) Visão lateral [11]. ... 42
Figura 9 - Método do circuito equivalente - correlação entre antena patch e seu respectivo circuito equivalente... 43
Figura 10 - Método da imitância - correlação entre uma linha de microfita básica, sobre duas camadas dielétricas e os circuitos TE e TM. ... 43
Figura 11 - Método dos elementos finitos - correlação entre antenas planares e uma malha de solução por elementos finitos ... 45
Figura 12 - WCIP - descrição do circuito em pixels. ... 46
Figura 13 - Casamento de impedância por Inset Feed. ... 49
Figura 14 - Casamento de impedância por transformador de λ/4. ... 50
Figura 15 - Casamento de impedância por adição de tocos. ... 52
Figura 16 - Casamento de impedância por inserção de sonda coaxial. ... 52
Figura 17 - Princípio de funcionamento do WCIP. ... 54
Figura 18 - Componentes de campos transversais de uma onda eletromagnética... 56
Figura 19 - Discretização da superfície de incidência das ondas. ... 58
Figura 20 - Circuito equivalente para um condutor perfeito. ... 59
Figura 21 - Circuito equivalente para um isolante perfeito. ... 61
xiii
Figura 23 - Circuito equivalente para fonte bilateral. ... 63
Figura 24 - Circuito equivalente para fonte unilateral. ... 66
Figura 25 - Estrutura composta por dois meios e uma superfície S ... 69
Figura 26 - Representação esquemática dos domínios utilizados no WCIP. ... 71
Figura 27 - Casamentos de impedâncias propostos, com fenda de dimensões 𝑊3 e 𝐿3 (a) Casamento com fenda na linha de microfita; (b) Casamento com fenda no plano terra, abaixo da linha de microfita; (c) Casamento com fenda no plano terra, alinhada ao limite inferior do patch. ... 74
Figura 28 - Parâmetros estruturais das antenas - (a) Visão frontal; (b) Visão posterior. ... 75
Figura 29 - Incremento da largura da fenda, 𝑤3, inserida na linha de microfita. ... 76
Figura 30 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 1,78 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=19,96 mm e diferentes valores de W3. ... 77
Figura 31 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer FR = 2,42 GHz, com W1=37,26 mm, W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=13,90 mm e diferentes valores de W3. ... 77
Figura 32 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 3,46 GHz, com W1=26,08 mm, W2=2,87 mm, L1=20,03 mm, L2=11,74 mm, L3=8,87 mm e diferentes valores de W3. ... 78
Figura 33 - Coeficiente de reflexão simulado no WCIP, FR = 1,77 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=19,96 mm e diferentes valores de W3. ... 78
Figura 34 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 1,77 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=19,96 mm e diferentes valores de W3. . 79
Figura 35 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 2,41 GHz, com W1=37,26 mm, W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=13,90 mm e diferentes valores de W3. . 79 Figura 36 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 3,45 GHz, com W1=26,08 mm, W2=2,87 mm, L1=20,03 mm, L2=11,74 mm, L3=8,87 mm e diferentes valores de W3. ... 80
Figura 37 - Distribuições de corrente simuladas no Ansoft HFSS, FR = 1,77 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (b) 𝑊3= 2,4 mm. ... 82
Figura 38 - Distribuições de corrente simuladas no Ansoft HFSS, FR = 2,41 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (b) 𝑊3= 2,4 mm. ... 82
Figura 39 - Distribuições de corrente simuladas no Ansoft HFSS, FR = 3,45 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (b) 𝑊3= 2,4 mm ... 83
xiv Figura 40 - Diagramas de radiação simulados no Ansoft HFSS, FR = 1,77 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (b) 𝑊3= 2,4 mm. ... 83 Figura 41 - Diagramas de radiação simulados no Ansoft HFSS, FR = 2,41 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (b) 𝑊3= 2,4 mm. ... 83 Figura 42 - Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 3,45 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (b) 𝑊3= 2,4 mm ... 84 Figura 43 - Protótipos projetados para 1,78 GHz, com W1 = 50,71 mm, W2 = 2,87 mm, L1 =
39,46 mm, L2 = 22,83 mm, L3 = 19,96 mm, substrato dielétrico FR-4, (a) W3 = 0 mm, (a) W3 =
1,2 mm, (a) W3 = 1,6 mm e (a) W3 = 2,0 mm. ... 85
Figura 44 - Setup de simulação (a) Fotografia do Analisador de rede, Agilent N5230A, (b) Detalhe do protótipo ... 85 Figura 45 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, para 1,78 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), L1=39,46 mm e L2=22,83 mm. ... 86
Figura 46 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, FR = 1,78 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, W3 = 1,2 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm e L3=19,96 mm. .. 87
Figura 47 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, FR = 1,78 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, W3 = 1,6 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm e L3=19,96 mm. .. 88
Figura 48 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, FR =1,78 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, W3 = 2,0 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm e L3=19,96 mm. .. 88
Figura 49 - Coeficiente de reflexão, resultados medidos, FR = 1,78 GHz, com W1 = 50,71 mm,
W2 = 2,87 mm, L1 = 39,46 mm, L2 = 22,83 mm, L3 = 19,96 mm, W3 = 0,0 mm, W3 = 1,2 mm, W3
= 1,6 mm e W3 = 2 mm. ... 90
Figura 50 - Parâmetros estruturais com inserção de fenda no plano terra, abaixo da linha de microfita, de dimensões W3 e L3 (a) visão frontal; (b) Visão posterior. ... 91
Figura 51 - Incremento da largura da fenda, W3. ... 92
Figura 52 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 1,78 GHz, com W1 =
50,71 mm, W2 = 2,87 mm, L1 = 39,46 mm, L2 = 22,83 mm, L3 = 19,96 mm e diferentes valores
de W3. ... 93
Figura 53 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, para antena operando em 2,44 GHz, com W1=37,26 mm, W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=13,90 e
diferentes valores de W3. ... 93
Figura 54 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 3,5 GHz, com W1=26,08
xv Figura 55 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 1,78 GHz, com W1 = 50,71
mm, W2 = 2,87 mm, L1 = 39,46 mm, L2 = 22,83 mm, L3 = 19,96 mm e diferentes valores de W3.
... 94 Figura 56 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26
mm, W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=13,90 e diferentes valores de W3. ... 95
Figura 57 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 3,45 GHz, com W1 = 26,08
mm, W2 = 2,87 mm, L1 = 20,03 mm, L2 = 11,74 mm, L3 = 8,87 mm e diferentes valores de W3.
... 95 Figura 58 - Distribuição de corrente das antenas propostas, simuladas no Ansoft HFSS, FR = 1,78 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 5,2 mm ... 97 Figura 59 - Distribuição de corrente das antenas propostas, simuladas no Ansoft HFSS, FR = 2,42 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 5,4 mm ... 97 Figura 60 - Distribuição de corrente das antenas propostas, simuladas no Ansoft HFSS, FR = 3,46 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 5,2 mm ... 98 Figura 61 - Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 1,77 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 5,2 mm. ... 98 Figura 62 - Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 2,42 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 5,4 mm. ... 98 Figura 63 Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 3,46 GHz, (a) 𝑤3 = 0 mm e (a) 𝑤3 = 5,2 mm. ... 99 Figura 64 - Protótipos fabricados com substrato dielétrico FR-4. - (a) 1,78 GHz, visão frontal e posterior; (b) 2,42 GHz, visão frontal e posterior; (c) 3,46 GHz, visão frontal e posterior. .. 100 Figura 65 - Setup de medição das antenas - (a) Fotografia do analisador de rede; (b) detalhes do protótipo. ... 101 Figura 66 - Coeficiente de reflexão, resultados medidos, FR = 1,79 GHz, com W1=50,71 mm,
W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=19,96 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), W3 = 4,16
mm e W3 = 5,2 mm. ... 101
Figura 67 - Coeficiente de reflexão, resultados medidos, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26 mm,
W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=13,9 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), W3 = 4,32
mm e W3 = 5,4 mm. ... 102
Figura 68 - Coeficiente de reflexão, resultados medidos, FR = 5 GHz, com W1=26,08 mm,
W2=2,87 mm, L1=20,03 mm, L2=11,74 mm, L3=8,87 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), W3 = 4,16
xvi Figura 69 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, FR = 1,79 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), W3 = 5,2 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83
mm e L3=19,96 mm. ... 103
Figura 70 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26 mm, W2=2,87 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), W3 = 5,4 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77
mm, L3=13,9 mm. ... 104
Figura 71 - Coeficiente de reflexão, resultados simulados e medidos, FR = 3,5 GHz, com W1=26,08 mm, W2=2,87 mm, W3 = 0 mm (sem fenda), W3 = 5,2 mm, L1=20,03 mm, L2=11,74
mm, L3=8,87 mm. ... 104
Figura 72 - Parâmetros estruturais das antenas com inserção de fenda no plano terra alinhada à borda inferior do patch, de dimensões W3 e L3 - (a) visão frontal; (b) Visão posterior. ... 107
Figura 73 - Incremento da largura da fenda, W3, inserida no plano terra, alinhada ao patch. 108
Figura 74 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 1,8 GHz, com W1=50,71
mm, W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=1 mm e diferentes valores de W3. ... 109
Figura 75 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26 mm, W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=1 mm e diferentes valores de
W3. ... 109
Figura 76 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft Designer, FR = 3,49 GHz, com W1=26,08 mm, W2=2,87 mm, L1=20,03 mm, L2=11,74 mm, L3=0,75 mm e diferentes valores
de W3. ... 110
Figura 77 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 1,8 GHz, com W1=50,71
mm, W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3 = 1 mm e diferentes valores de W3. .... 110
Figura 78 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26
mm, W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=1 mm e diferentes valores de W3. ... 111
Figura 79 - Coeficiente de reflexão simulado no Ansoft HFSS, FR = 3,49 GHz, com W1 = 26,08
mm, W2 = 2,87 mm, L1 = 20,03 mm, L2 = 11,74 mm, L3 = 0,75 mm e diferentes valores de W3.
... 111 Figura 80 - Distribuição de corrente das antenas propostas, simuladas no Ansoft HFSS FR = 1,8 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 31 mm ... 113 Figura 81 - Distribuição de corrente das antenas propostas, simuladas no Ansoft HFSS, FR = 2,44 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 25 mm ... 113 Figura 82 - Distribuição de corrente das antenas propostas, simuladas no Ansoft HFSS, FR = 3,49 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 20 mm ... 114
xvii Figura 83 - Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 1,78 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 31 mm. ... 114 Figura 84 - Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 2,42 GHz, (a) 𝑤3= 0 mm e (a) 𝑊3= 25 mm. ... 114 Figura 85 - Diagrama de radiação simulado no Ansoft HFSS, FR = 3,46 GHz, (a) 𝑊3= 0 mm e (a) 𝑊3= 20 mm. ... 115 Figura 86 - Protótipos fabricados com substrato dielétrico FR-4. (a) 1,8 GHz, visão frontal e posterior; (b) 2,44 GHz, visão frontal e posterior; (c) 3,49 GHz, visão frontal e posterior. .. 116 Figura 87 - Fotografia do analisador de rede - (a) Setup de medição das antenas; (b) detalhes do protótipo. ... 117 Figura 88 - Coeficiente de reflexão medidos, FR=1,78 GHz, com W1=50,71 mm, W2=2,87 mm,
L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=1 mm e diferentes valores de W3... 117
Figura 89 - Coeficiente de reflexão medidos, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26 mm, W2=2,87
mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=1 mm e diferentes valores de W3. ... 118
Figura 90 - Coeficiente de reflexão medidos, FR= 3,44 GHz, com W1=26,08 mm, W2=2,87 mm,
L1=20,03 mm, L2=11,74 mm, L3=0,75 mm e diferentes valores de W3... 118
Figura 91 - Coeficiente de reflexão simulados e medidos, FR = 1,78 GHz, com W1=50,71 mm,
W2=2,87 mm, L1=39,46 mm, L2=22,83 mm, L3=1 mm e diferentes valores de W3. ... 119
Figura 92 - Coeficiente de reflexão simulados e medidos, FR = 2,44 GHz, com W1=37,26 mm,
W2=2,87 mm, L1=28,87 mm, L2=16,77 mm, L3=1 mm e diferentes valores de W3. ... 119
Figura 93 - Coeficiente de reflexão simulados e medidos, FR = 3,49 GHz, com W1=26,08 mm,
W2=2,87 mm, L1=20,03 mm, L2=11,74 mm, L3=0,75 mm e diferentes valores de W3. ... 120
Figura 94 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas e Inset Feed, para frequência de ressonância em 1,78 GHz... 124 Figura 95 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas e Transformador de λ/4, para frequência de ressonância em 1,78 GHz. ... 125 Figura 96 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas e Inset Feed, para frequência de ressonância em 2,42 GHz... 125 Figura 97 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas e Transformador de λ/4, para frequência de ressonância em 2,42 GHz. ... 126 Figura 98 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas e Inset Feed, para frequência de ressonância em 3,5 GHz... 126 Figura 99 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas e Transformador de λ/4, para frequência de ressonância em 3,5 GHz. ... 127
xviii
Lista de Tabelas
Tabela 1 - Perfil histórico das análises de antenas de microfita entre 1953 e 2018 ... 28 Tabela 2 - Materiais dielétricos comerciais e suas características elétricas. ... 32 Tabela 3 - Pesquisas relacionadas a otimização de casamento de impedância em antenas planares ... 47 Tabela 4 - Parâmetros estruturais das antenas, para inserção de fenda na linha de microfita .. 76 Tabela 5 - Resultados simulados de frequência de ressonância e coeficiente de reflexão para as antenas propostas, com inserção de fenda na linha de microfita. ... 80 Tabela 6 - Resultados simulados e medidos de frequência de ressonância e coeficiente de reflexão, para a geometria de antena com operação em 1,78 GHz. ... 89 Tabela 7 - Parâmetros estruturais das antenas para inserção de fenda na linha de microfita. .. 92 Tabela 8 - Resultados simulados de frequência de ressonância e coeficiente de reflexão, com inserção de fenda no plano terra, abaixo da linha de microfita. ... 96 Tabela 9 - Valores de 𝑊3 utilizados na construção dos protótipos fabricados, para as frequências de 1,78 GHz, 2,42 GHz e 3,46 GHz... 100 Tabela 10 - Coeficiente de reflexão S11 obtidos na análise experimental para os diferentes valores de 𝑤3. ... 102 Tabela 11 - Resultados simulados e medidos, de frequência de ressonância e coeficiente de reflexão, com inserção de fenda no plano terra, abaixo da linha de microfita. ... 105 Tabela 12 - Parâmetros estruturais das antenas, com inserção de fenda no plano terra, alinhada ao limite inferior do patch. ... 108 Tabela 13 - Resultados simulados de frequência de ressonância e coeficiente de reflexão, com inserção de fenda no plano terra, abaixo da linha de microfita. ... 112 Tabela 14 - Frequência de ressonância e redução de coeficiente de reflexão para os intervalos de incremento dos valores de 𝑊3, obtidos utilizando o Ansoft Designer. ... 113 Tabela 15 - Valores de 𝑊3 utilizados na construção dos protótipos fabricados, para as frequências de 1,8 GHz, 2,45 GHz e 3,49 GHz... 116 Tabela 16 - Resultados simulados e medidos, de frequência de ressonância e coeficiente de reflexão, com inserção de fenda no plano terra, paralela ao patch. ... 120 Tabela 17 - Resultados simulados de largura de banda e fator de qualidade, com inserção de fenda na linha de microfita. ... 122
xix Tabela 18 - Resultados simulados, de largura de banda e fator de qualidade, com inserção de fenda no plano terra, abaixo da linha de microfita. ... 123 Tabela 19 - Resultados simulados, de largura de banda e fator de qualidade, com inserção de fenda no plano terra, paralela ao patch. ... 123 Tabela 20 - Comparação entre as técnicas de casamento de impedância propostas, Inset feed e Transformador de λ/4. ... 127
xx
Lista de Símbolos e Abreviaturas
TV: Televisão
RF Rádio Frequência
WLAN Wireless Local Area Network (Rede de Área Local Sem Fio) NFC Near Field Communication
RFID: Radio Frequency Identification (Identificação por Rádio Frequência) UWB: Ultra Wide Band (Banda Ultra Larga)
WIMAx: Worldwide Interoperability for Microwave Access (Interoperabilidade Mundial para Acesso de Micro-Ondas)
GSM: Global System Mobile (Sistema Global de Comunicação Móvel) GPRS: General Packet Radio Services (Serviços Gerais de Pacote por Rádio)
EDGE: Enhanced Date Rates For GSM Evolution (Taxas de Dados Ampliadas para a Evolução do GSM)
5G Quinta geração
MoM: Method of Moments (Método dos Momentos)
WCIP: Wave Concept Iterative Procedure (Método das Ondas - Processo Iterativo)
GHz Giga Hertz
MMIC Monolithic Microwave Integrated Circuit (Circuito Integrado Monolítico de Microondas)
FR-4: Flame Retardant (Substrato de Fibra de vidro)
W Largura do patch
L: Comprimento do patch h: Altura do substrato PTFE Politetrafluoretileno
ε𝑟: Constante dielétrica relativa, permissividade dielétrica relativa BW Bandwidth (Largura de Banda)
𝑓1 Frequência 1
𝑓2 Frequência 2
𝑓 Frequência
𝐷 Diretividade
𝐷0 Diretividade máxima
xxi 𝑈0 Intensidade de radiação de uma fonte isotrópica
𝑃𝑟𝑎𝑑 Potência total radiada
VSWR Voltage Stationary Wave Radio (Relação de ondas estacionárias) 𝑅𝐿 Return Loss (Perda de Retorno)
|S11| Return Loss (Perda de Retorno)
dB Decibel η𝑡𝑜𝑡 Eficiência total 𝑃𝑓𝑜𝑛𝑡𝑒 Potência da fonte η𝑟𝑎𝑑 Eficiência de radiação 𝑃𝑒𝑛𝑡𝑟𝑎𝑑𝑎 Potência de entrada 𝐺 Ganho
𝑃𝑖𝑠𝑜𝑡𝑟ó𝑝𝑖𝑐𝑎 Potência de uma antena isotrópica 𝛤: Coeficiente de reflexão
V: Vetor campo elétrico H: Vetor campo magnético 𝐺(𝜃, 𝜙) Ganho da antena
𝐷(𝜃, 𝜙) Diretividade da antena 𝑈(𝜃, 𝜙) Intensidade de radiação
FDTD: Finite Difference Time Domain (Diferenças Finitas no Domínio do Tempo) 𝑌𝑖𝑛 Admitância de entrada
𝐵1 Susceptância 1
𝐵2 Susceptância 2
𝐺1 Condutância 1
𝐺2 Condutância 2
TE: Transverse Electric (Transverso Elétrico) TM: Transverse Magnetic (Transverso Magnético) FMT Transformada Modal de Fourier
IFMT Transformada Modal de Fourier inversa
L: Indutância
C: Capacitância
FFT: Fast Fourier Transform (Transformada Rápida de Fourier)
δ Tangente de perdas
LFMP Largura de Feixe de Meia Potência LFEN Largura de Feixe Entre Nulos
xxii UHF Ultra High Frequency (Frequência Ultra-Alta)
𝑍𝑖𝑛 Impedância de entrada
𝑍0 Impedância de entrada
A: Onda Incidente
B: Onda Refletida
FR Frequência de ressonância
TLM Transmission Line Model (Modelo da Linha de Transmissão) MNM Multiport Network Model (Modelo de rede multiporta) 𝑊1 Largura do patch
𝑊2 Largura da linha de microfita 𝑊3 Largura da fenda
𝐿1 Comprimento do patch
𝐿2 Comprimento da linha de microfita 𝐿3 Comprimento da fenda
4G Quarta Geração
IFFT: Inverse Fast Fourier Transform (Transformada Rápida de Fourier Inversa) TBE: Operador de passagem do domínio espectral para modal
TEB: Operador de passagem do domínio modal para espectral ∆x: Largura do pixel na direção x
∆y: Largura do pixel na direção y
FDTD: Finite Difference Time Domain (Método das Diferenças Finitas no Domínio do Tempo)
FORTRAN: Mathematical Fórmula TRANslation System (Sistema de Tradução de Fórmula Matemática)
𝑆𝑥𝑦 Comportamento da onda na superfície
𝛤𝑚,𝑛𝛼,𝑖: Coeficiente de reflexão do m, n-ésimo modo para o meio i GTEMA: Grupo de Telecomunicações e Eletromagnetismo Aplicado IFPB: Instituto Federal de Educação, Ciência e Tecnologia da Paraíba J: Vetor densidade de corrente superficial
K: Parte do operador Sxy que atua sobre a fonte λ0: Comprimento de Onda
S: Superfície
|𝑆11|: Módulo coeficiente de reflexão Sxy: Parâmetro de reflexão
xxiii Z0: Impedância característica do meio
TS: Parte do operador Sxy que atua sobre a fonte ZC: Impedância de característica
𝑌0𝑚,𝑛𝛼,𝑖 : Admitância do m, n-ésimo modo para o meio i MATLAB: MATrix LABoratory
IEEE: Institute of Electric and Electronic Engineers (Instituto de Engenheiros Eletricistas e Eletrônicos)
24
Capítulo 1
Introdução
A busca por meios para tornar mais eficaz o processo de envio e recebimento de uma informação sempre foi evidente nas sociedades. A necessidade de se comunicar, atrelada a evolução tecnológica, trouxe uma busca contínua de tecnologias em prol da melhoria da relação entre transmissor e receptor de um sinal, [1], [2]. Os avanços tecnológicos em telecomunicações, associados à crescente necessidade de transmitir símbolos, caracteres, textos, sons, imagens e vídeos, dentre outros, em meios com ou sem fio, [3], [4], naturalmente demandou o surgimento dos mais diversos sistemas de comunicação como telégrafo, telefone fixo, telefone móvel, rádio, TV, satélites, internet, etc.
A tecnologia sem fio se tornou de fundamental importância dentre os sistemas de telecomunicações, sendo que a flexibilidade (a exemplo da mobilidade de conexão, evitando acoplamento a um ponto específico da rede) e a diminuição de tempo e custos de infraestrutura (evitando a criação de conexões físicas para vários usuários), além da confiabilidade e robustez (através de ferramentas com a finalidade de garantir uma transmissão confiável e sem ruídos), são características que favorecem consideravelmente este tipo de comunicação, [5], [6].
Desenvolver dispositivos que operem bem na integração dessas características, é um desafio aos pesquisadores de telecomunicações. Devido a este cenário, a tecnologia planar de circuitos de RF (Rádio Frequência), atrai grande interesse no desenvolvimento de estruturas com bom desempenho, destacando o seu emprego no projeto e desenvolvimento de filtros, acopladores e antenas. Diversos trabalhos científicos foram publicados nos últimos anos, relativos às estruturas planares, apontando principalmente para o desenvolvimento de novas técnicas de análise, o aprimoramento das técnicas existentes, buscando maior eficiência de transmissão e recepção de um sinal, [7], [8].
Por sua vez, as antenas exercem papel significativo nos sistemas de comunicação sem fio, seu desempenho tem influência direta na eficiência dos sistemas aos quais estão integrados. Estes sistemas, por sua vez, demandam por estruturas com alto desempenho, onde pequenas dimensões, peso reduzido, baixo custo de fabricação, facilidade de integração com outras partes do circuito e a possibilidade de utilização em projetos sem a necessidade de alterações consideráveis de hardware, dentre outras, são características exigidas.
25 A fim de atender a tais requisitos, dentre as antenas existentes, as antenas de microfita são bastante utilizadas. São diversas as aplicações que se utilizam deste tipo de antena, desde as mais tradicionais, a exemplo de aplicações aeronáuticas, aeroespaciais, de satélite e mísseis de alto desempenho, às aplicações mais recentes, a exemplo da comunicação móvel celular, NFC (Near Field Communication), incluindo RFID (Radio Frequency Identification), sistemas UWB (Ultra Wideband), sistemas wireless WLAN (Wireless Local Area Network) e WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access), [9], [10].
Um dos principais objetivos na construção de antenas de microfita, é sua boa eficiência de transmissão e recepção. A transição entre linha de transmissão de entrada e estrutura radiante deve prover um mecanismo eficaz de transferência de energia entre as mesmas, e este parâmetro está associado principalmente ao tipo de conexão entre a fonte e o elemento irradiador e ao casamento de impedância entre eles.
O projeto adequado de uma antena de microfita está diretamente associado aos seus aspectos constitutivos. A permissividade, espessura do dielétrico, o acoplamento entre a fonte e o elemento irradiador, e a geometria do patch e do plano terra, podem definir suas características de resposta em frequência, eficiência de transmissão e diagrama de radiação, [11].
O acoplamento entre a fonte e o elemento irradiador pode ser realizado através de diversas configurações, podendo ser destacadas as linhas de transmissão de microfita, o cabo coaxial, o acoplamento por abertura e o acoplamento por proximidade, [11]. Pode-se dizer que o acoplamento por linha de microfita é o mais frequente, justificado principalmente, por ser de fácil construção e com posição de inserção bastante simples.
Após a escolha do acoplamento, a estrutura de alimentação pode apresentar perdas, devido ao descasamento de impedâncias, podendo assim diminuir a eficiência de radiação da antena e alterar a forma de seu diagrama de radiação.
Para otimizar a eficiência de transmissão de antenas patch de microfita, algumas técnicas são comumente utilizadas. Dentre elas, destacam-se: transformador de impedância /4, [12], [13], inserção de tocos, [14], [15], inset feed, [16], [17], e probe feed, [18]. Algumas limitações de projeto podem existir na implementação de tais técnicas, como a inserção do slot no patch, quando a antena projetada possui frequência de operação elevada, devido ao tamanho reduzido da antena, ou aumentar o comprimento da linha de transmissão em projetos que demandem por antenas compactas, ou inserir sonda coaxial no caso de substratos espessos.
A eficiência de transmissão também pode ser otimizada através de modificações no plano terra, a exemplo do seu truncamento [19], [20], e de sua inclinação, para ajuste de largura
26 da banda de operação da antena, [21], ou da inserção de fendas e elementos ressonantes, melhorando o ganho, ou adaptando o diagrama de radiação [22], [23].
Como novas alternativas na busca de eficiência de transmissão e recepção de uma antena de microfita, este documento propõe três técnicas de casamento de impedância, de fácil aplicação, para antenas patch retangulares, através da inserção de fendas, de largura, 𝑤3, e comprimento, 𝑙3. As análises se aplicam a três frequências, 1,8 GHz (GSM/GPRS/EDGE), 2,45 GHz (Bluetooth/Wireless), e 3,5 GHz (WiMAX/5G), e as fendas são dispostas na linha de microfita, no plano terra abaixo da linha de microfita, e no plano terra, paralelamente à borda inferior do patch irradiador da antena, e perpendicular à linha de microfita..
As técnicas propostas são investigadas experimentalmente e comparadas aos resultados obtidos em simulações no software WCIP (Wave Concept Iterative Procedure), empregando o Método das Ondas, e no software comercial Ansoft Designer, empregando o Método dos Momentos, (MoM), e o Ansoft HFSS, empregando o Método dos Elementos Finitos, (FEM). É analisada a influência da inserção da fenda na resposta em frequência das antenas, tomando como principais parâmetros, deslocamento da frequência de ressonância, coeficiente de reflexão, S11, ganho e formato do diagrama de radiação.
1.1 Estruturação do texto
Este trabalho está subdividido em 6 capítulos, com o objetivo de apresentar o referencial teórico e bibliográfico, relacionado as análises e conceitos relativos aos circuitos planares, e mais especificamente às antenas de microfita, bem como técnicas e procedimentos que busquem eficiência de transmissão e recepção das antenas. Em seguida, apresentam-se os métodos de análise numérica, as correlações entre resultados simulados e experimentais, e as conclusões obtidas.
O Capítulo 2 apresenta uma revisão bibliográfica sobre as antenas de microfita, seus aspectos estruturais, principais parâmetros, métodos de alimentação e de análise, e suas vantagens e desvantagens em relação aos outros tipos de antenas. Também apresenta um breve contexto histórico da evolução das pesquisas referente às antenas de microfita, evidenciando suas principais características.
O Capítulo 3 faz referência ao casamento de impedância em antenas de microfita, sendo destacada a sua importância no projeto de antenas, e apresentadas as principais características de algumas técnicas otimização de casamento de impedância existentes na literatura, tais como Casamento com Inset Feed, Casamento com Transformador de /4, Casamento com Inserção de Tocos, e Casamento com Probe Feed.
27 O Capítulo 4 trata do Método Iterativo das Ondas, WCIP, um dos métodos utilizados para modelamento das estruturas, em algumas análises, neste trabalho, ele traz os princípios gerais do método iterativo e detalha sua formulação geral. Além disso, apresenta a descrição dos operadores utilizados para descrever os circuitos no domínio espacial e espectral, e mostra a relação entre as passagens de domínios através da Transformada Modal de Fourier.
No Capítulo 5 são apresentadas as análises da otimização do casamento de impedância utilizando a inserção de fendas para os 3 casos, fenda inserida na linha de microfita, fenda inserida no plano terra abaixo da linha de microfita, e fenda inserida no plano terra paralelamente à borda inferior do patch. Também são detalhados os resultados simulados e experimentais, e estabelecidas correlações entre eles, para as frequências de 1,8 GHz, 2,45 GHz e 3,5 GHz. As distribuições de corrente e diagramas de radiação das antenas propostas também são apresentadas neste capítulo, bem como discussões e conclusões acerca dos resultados.
O Capítulo 6 apresenta as conclusões deste trabalho, trazendo os pontos mais relevantes da pesquisa realizada, incluindo sugestões para trabalhos futuros relacionados à aplicação de otimizações que busquem eficiência de transmissão.
28
Capítulo 2
Antenas de microfita
Em 1953 se conheceu a primeira pesquisa sobre antenas patch através de Deschamps, nos Estado Unidos, [24], e posteriormente, em 1955, em uma patente de Gutton e Baissinot na França, [25]. A partir da década de 70 as pesquisas se intensificaram e as análises sobre as características das antenas de microfita receberam considerável atenção, [26], [27]. Desde então, diversas análises têm sido realizadas sobre antenas de microfita, avaliando seus aspectos construtivos e constitutivos, e a relação destes com as propriedades da antena, tais como, frequência de ressonância, largura de banda, diagrama de radiação, diretividade, perda de retorno, eficiência e ganho. A Tabela 1 apresenta uma breve descrição em contexto histórico de pesquisas sobre antenas de microfita, apresentando alguns trabalhos presentes na literatura, relacionados às antenas de microfita.
Tabela 1 - Perfil histórico das análises de antenas de microfita entre 1953 e 2018 Ano - Autores Título da Pesquisa Descrição da Pesquisa
1953
Deschamps [24] Microstrip microwave antennas
Primeiras análises sobre os princípios de antenas de
microfita 1955
Gutton e Baissinot [25]
Flat aerial for ultra high frequencies
Primeiro projeto de antena planar de alta frequência 1974
Munson [26]
Conformal microstrip antennas and microstrip phased arrays
Antenas e arranjos alimentados por linha de microfita. Sua aplicação é limitada à largura de
banda estreita. 1975 Howell [28] Equations for microstrip design Processos de parametrização de antenas de microfita para polarização linear e circular. 1976 Derneryd [29] Linearly polarized microstrip antennas Circuito equivalente e parametrização de antenas de microfita quadradas e retangulares. 1977 Shen e Long [30] Resonant frequency of a circular disc printed-circuit antenna
Método analítico de obtenção da frequência de ressonância de
antena planar com elemento radiante em disco circular. 1978
Derneryd [31]
A theoretical investigation of the retangular microstrip
Modelo simplificado para cálculo de impedância de
29 antenna element entrada e campo distante de
antenas de microfita retangular.
1979 Lo, Solomon e Richards [27]
Theory and experiment on microstrip antennas
Teoria baseada no modelo de cavidades para análise do
diagrama de radiação e impedância de antenas de microfita de formas e dimensões variadas. 1981 D’Assunção, Giarola e Rogers [32] Characteristics of broadside-coupled microstrip lines with
iso/anisotropic substrates
Análise utilizando funções de Green e MoM para obtenção de
impedância, permissividade efetiva e relação entre velocidade de fase de diferentes
larguras de linhas de microfita dispostos em substratos isotrópicos e ansiotrópicos. 1982 Deshpande [33] Input impedance of microstrip antennas
Expressão matemática derivada da Equação de Richmond para
obtenção da impedância de entrada de antenas patch, com
alimentação por linhas de microfita e sonda coaxial.
1989 Schaubert, Pozar
e Adrian [34]
Effect of microstrip antennas substrate thickness and permittivity: comparison of
theories with experimment
Comparação entre as análises teóricas e experimentais de
antenas patch de variadas espessuras e permissividades do
substrato. Observou-se maior erro em substratos de espessura
maior que 0.02λ. 1995
Ariguel, Gomes Neto, Bajon e Baudrand [35]
Edge boundary conditions derived from specific modes of microstrip
line in planar circuits two-dimensional analysis
Obtenção de condições de contorno para análise de
circuitos planares bidimensionais através da análise de onda completa.
1997
Singh, Gardner e Hall [36]
Miniaturized microstrip antenna for MMIC applications
Antena de microfita miniaturizada de λ/4 em forma
de H para aplicações em circuitos integrados de micro-ondas é obtida. A antena ocupa
aproximadamente 1/10 da área de uma antena patch de λ/2.
1998 Rengarajan [37]
Impedance matching of microstrip patch antenna arrays
over wide scan angles
Investigação do casamento de impedância em arranjo de antenas infinito para diferentes ângulos de incidência por meio de um circuito de acoplamento.
30 2007
Ang e Ooi [38]
An ultra‐wideband stacked microstrip patch antenna
Antena patch de 5 camadas alimentada por sonda coaxial,
para aplicação UWB. 2013
Vasconcelos, Albuquerque e D’Assunção [39]
Study of a microstrip antenna on anisotropic metamaterials
Estudo da influência o tensor de permeabilidade do elemento
ressoador em forma de anel partido na frequência de ressonância da antena patch de
anel anular. 2017
Wang e Lu [40]
The strip-ground rectangular patch antenna
Investigação da impedância e polarização de uma antena patch retangular com inserção
de fendas no plano terra.
2017 Wang e Lu [41]
The striped rectangular patch antenna
Investigação da impedância e polarização de uma antena patch retangular com inserção
de fendas ao longo do comprimento do elemento
radiante e no plano terra. 2018
Singh, Basu e Koul [42]
Reconfigurable microstrip patch antenna with switchable polarization
Antena patch reconfigurável com selecionador de 3 estados
de polarização através do chaveamento de diodos PIN no
elemento radiador. 2018 Thiruramanathana, Marikanib, Ravib, Madhavanc e Hikkud [43]
Fabrication of miniaturized high bandwidth dielectric resonator on
patch (drop) antenna using high dielectric CaCu3Ti4O12 nanoparticles
Análise numérica e experimental de antena patch
composta por um ressoador dielétrico de CCTO, cujas características favorecem a miniaturização de dispositivos
microeletrônicos e de microondas.
As pesquisas se intensificaram consideravelmente, alavancadas por fatores como baixo custo de fabricação com a tecnologia de circuitos impressos, pequeno tamanho, baixo peso, construção simples, fácil instalação, perfil aerodinâmico moldável às superfícies planas e curvas, mecanicamente robustas quando aplicadas em superfícies rígidas e boa compatibilidade na integração com outros circuitos a exemplo de projetos MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit), [36], além da versatilidade em termos de frequência de ressonância e polarização, [11]. Apesar das inúmeras vantagens, podem-se destacar algumas limitações em projetos de antenas de microfita, tais como, largura de banda estreita, baixo ganho, baixa potência, complexidade de estruturas de alimentação para arranjo de antenas de alto ganho,
31 radiação indesejável pelas estruturas de alimentação, junções e possíveis circuitos de casamentos.
2.1 Aspectos estruturais
As antenas de microfita consistem basicamente de duas superfícies condutoras, paralelas, separadas por um substrato dielétrico. A placa superior se refere um elemento irradiante ou patch de largura W e comprimento L, sobreposto à camada dielétrica ou substrato, de espessura h, a camada inferior por sua vez, consiste em um plano condutor que se comporta como plano de terra [11]. A Figura 1 ilustra a geometria básica de uma antena de microfita com patch retangular e seus principais parâmetros construtivos.
Figura 1 - Principais parâmetros estruturais de uma antena patch retangular, [11]
2.1.1 Patch
O elemento irradiador, o patch condutor, é normalmente conectado à fonte por acoplamento direto (através de linha de microfita ou por sonda coaxial), ou por acoplamento indireto (através de acoplamento por abertura ou acoplamento por aproximação), [11]. Usualmente de cobre, o patch pode apresentar diversas formas geométricas, desde as mais tradicionais, tais como quadrados, retângulos, dipolos, triângulos, círculos, elipses, anel circular e setor circular, ilustrados nas Figura 2(a) a Figura 2(h) , às mais atuais, como fractais, e bioinspiradas, Figura 2(i) a Figura 2(j).
32
(a) (b) (c) (d)
(e) (f) (g) (h)
(i) (j) (k) (l)
Figura 2 - Geometrias utilizadas no patch - (a) Quadrada; (b) Retangular; (c) Dipolo; (d) Triangular; (e) Circular; (f) Elíptica; (g)
Anel circular; (h) Setor circular; (i) Fractal; (j) Fractal; (k) Bioinspirada; (l) Bioinspirada.
A forma do patch está diretamente relacionada às características de distribuição de corrente, e por consequência, às propriedades de radiação da antena.
2.1.2 Substrato
A escolha do substrato é de fundamental importância, em projetos de antenas patch, pois suas propriedades têm influência direta nas dimensões físicas da estrutura, no seu desempenho, na frequência de ressonância e largura de banda.
Basicamente, são consideradas duas propriedades específicas do substrato, a sua tangente de perdas, tan δ, que estabelece a relação entre a parte imaginária e a parte real da permissividade elétrica do material, e a constante dielétrica, εr. Em geral, são indicados
materiais com constante dielétrica baixa, e tangente com baixa perda por inserção, na frequência de operação do projeto. Usualmente a constante dielétrica, 𝜀𝑟 , dos materiais comerciais está compreendida entre 2,2 e 12, Tabela 2.
Tabela 2 - Materiais dielétricos comerciais e suas características elétricas. Materiais Constante dielétrica (εr) Tangente de perdas (δ)
Ferrita 12 0
Alumina 9,2 0,008
FR4 - epoxy 4,4 0,02
PTFE 2,5 0,002
33 Diferentes materiais podem ser usados como substrato no projeto de antenas de microfita, para um bom desempenho da antena, pode-se usar os substratos finos ou espessos, cada um com suas vantagens e desvantagens. Para um bom desempenho dos substratos finos, recomenda-se que a constante dielétrica se encontre na parte inferior do intervalo 2,2 ≤ εr ≤ 12,
desta forma, pode-se garantir uma melhor eficiência, maior largura de banda e diminuição de campo no contorno para irradiação, porém esse tipo de substrato tem a limitação de necessitar de elementos com maiores dimensões, se tornando inviável para aplicações que almejem miniaturização. Os substratos mais espessos também possuem constantes dielétricas mais baixas, e também possibilitam boa eficiência, maior largura de banda, e campos mais desprendidos, facilitando a radiação no espaço, contudo, são mais onerosos em sua fabricação devido à maior concentração de material, além de trazer algumas limitações quando ao acoplamento de alimentação, [11].
Desta maneira, substratos delgados, com altos valores de constante dielétrica são desejáveis para circuitos de microondas, pois estes exigem campos mais confinados, para minimizar radiação e acoplamentos indesejáveis, além de demandarem por elementos de pequenas dimensões, entretanto, devido às maiores perdas esses substratos são menos eficientes e resultam em larguras de banda relativamente menores. Como antenas de microfita são geralmente integradas com outros circuitos de microondas, um equilíbrio deve ser encontrado entre bom desempenho da antena e bom projeto do circuito, [11].
2.1.3 Plano terra
Com características similares ao patch e à linha de microfita, o plano terra também é constituído de uma camada condutora, podendo se situar na mesma face do elemento irradiador, Figura 3(c), ou, na forma mais usual, na face inferior do substrato da antena, Figura 3 (a). Dentre suas principais funções, pode-se destacar a característica de lâmina refletora, evitando assim a formação de um lobo traseiro mais intenso na irradiação da antena, além de para aterramento [11], [44].
Modificações nesse elemento têm dado bons resultados. Pode-se destacar, o truncamento do plano terra, Figura 3, proporcionando maior largura de banda às antenas. Porém, esta técnica adiciona descontinuidades na microfita, além do aumento das ondas superficiais, [11]. Outra alteração a se destacar é a inclinação do plano de terra, Figura 3, com boa eficiência, dada sua capacidade de se adaptar a novos ângulos de inclinação sem a
34 necessidade de alteração da antena, [21]. Entretanto, sua implementação prática é bem mais complexa, quando comparada à técnica de plano terra truncado.
Figura 3 - Configurações de plano terra em antenas de microfita
Torna-se relevante buscar novas técnicas de casamento de impedância, com bom desempenho, fácil implementação prática, e que não comprometam o tamanho total da estrutura.
2.2 Parâmetros das antenas
Alguns parâmetros são importantes ao se analisar uma antena. Nessa seção serão apresentados os principais.
35 2.2.1 Diagrama de radiação
Pode-se definir o diagrama de radiação como uma função matemática ou representação gráfica das propriedades de radiação da antena em função das coordenadas espaciais [11]. Os diagramas de radiação são definidos pelo plano E, que contempla o vetor campo elétrico na direção de máxima irradiação, e o plano H, que considera o vetor campo magnético na direção de máxima. Dentre suas propriedades de radiação pode-se destacar, densidade de fluxo de potência, intensidade de radiação, intensidade de campo, diretividade ou polarização.
A análise gráfica também pode ser obtida através da divisão dos lobos de radiação, estes podem ser considerados como lobos principais (lobo na direção que contém a maior concentração de potência radiada), lobos secundários (lobo lateral ou posterior, de menor concentração de potência radiada), Figura 4.
Figura 4 - Diagrama de radiação caracterizado por lobo principal e secundários.
Também pode-se caracterizar o diagrama quanto a sua largura de feixe, LFMP, Largura de Feixe de Meia Potência, descrevendo a largura de feixe com centro na direção de máxima radiação, para a qual a potência radiada decresce à metade, e LFEN, Largura de Feixe Entre Nulos, largura de feixe com centro na direção de máxima radiação, para a qual a potência radiada decresce ao seu primeiro valor mínimo..
36 A diretividade é uma medida das propriedades direcionais de uma antena, comparada às características de uma antena isotrópica. Sendo a antena isotrópica a base para o cálculo da diretividade, ela possui a distribuição de energia no espaço mais uniforme possível, levando assim a uma diretividade unitária. A diretividade é definida como sendo a razão entre a intensidade de radiação em uma dada direção da antena e a intensidade de radiação média sobre todas as direções, [45]. Se a direção não for especificada, a direção de intensidade máxima de radiação (máxima diretividade) é expressa por:
𝐷 = 𝐷0 = 𝑈𝑚𝑎𝑥 𝑈0 = 4𝜋𝑈𝑚𝑎𝑥 𝑃𝑟𝑎𝑑 (1)
Onde que D é a diretividade, 𝐷0 a diretividade máxima, 𝑈𝑚𝑎𝑥 a intensidade máxima de radiação, 𝑈0 a intensidade de radiação de uma fonte isotrópica e 𝑃𝑟𝑎𝑑 a potência total radiada.
2.2.3 Largura de banda e fator de qualidade
A largura de banda, BW (Bandwidth), de uma antena é definida como o intervalo de frequências, para ambos os lados de uma frequência central, considerando a perda de retorno como função da frequência, limitada usualmente a valores inferiores a -10 dB.
A largura de banda pode ser definida em valores percentuais, através da diferença entre a frequência maior e a frequência menor, dividida pela frequência central. Desta forma, pode-se descrever matematicamente como:
𝐵𝑊 = 𝑓𝑠𝑢𝑝 − 𝑓𝑖𝑛𝑓 𝑓𝑟
(2)
Onde, 𝑓𝑟 é a frequência central de operação, 𝑓𝑖𝑛𝑓 é a frequência inferior da faixa, em relação a 𝑓𝑟 e 𝑓𝑠𝑢𝑝 é a frequência superior da faixa, em relação a 𝑓𝑟.
Outra forma de representar a largura de banda, é simplesmente como a diferença entre a frequência superior e inferior, tomando um valor limiar de perda de retorno, ou seja;
𝐵𝑊 = 𝑓𝑠𝑢𝑝 − 𝑓𝑖𝑛𝑓 (3)
Usualmente pode-se classificar as antenas quanto a largura de banda de duas formas, antenas banda estreita, em que a largura de banda é bem menor que a frequência central de
37 operação, e antenas banda larga, quando a frequência é superior, igual ou maior do que o dobro da frequência inferior.
Um dos maiores problemas das antenas de microfita é a largura de banda estreita, porém algumas técnicas para aumentar a largura de banda podem ser empregadas, tais como truncamento, o inclinação do plano terra, [11], [21].
A largura de banda de uma antena pode ser descrita na forma de percentual, denominada largura de banda percentual, representada por BW (%) e definida por:
𝐵𝑊(%) =𝑓𝑠𝑢𝑝 − 𝑓𝑖𝑛𝑓 𝑓𝑟
× 100 (4)
Desta forma as antenas podem ser classificadas de acordo com o valor da largura de banda percentual como: banda estreita (0% < BW < 1%), banda larga (1% ≤ BW ≤ 20%) e banda ultra larga (BW > 20%).
A largura de banda de uma antena de microfita varia inversamente com seu fator de qualidade, Q. O fator de qualidade, representa as perdas de potência de uma antena. Tipicamente, pode-se ter quatro tipos de perdas: de condução, de irradiação, externa e dielétrica. A relação entre largura de banda e o fator de qualidade de uma antena pode ser descrita por:
𝑄 = 1
𝐵𝑊(%) (5)
Onde, BW é a largura de banda da antena, para coeficientes de reflexão menores que -10 dB, e o 𝑄 é o fator de qualidade.
2.2.4 Perda de retorno
A perda de retorno pode ser definida como a taxa de potência refletida pela carga, ou quantidade sinal de retorno não irradiada pela antena. É geralmente expressa em dB, e ocorre principalmente devido ao descasamento de impedância entre carga e a linha de transmissão.
A usual alta impedância de borda em antenas patch, provoca reflexões da onda incidente no acoplamento de uma linha de transmissão, o meio contendo a onda incidente também contém a onda refletida e a superposição destas duas ondas forma um padrão de ondas estacionárias. O
38 coeficiente ou razão de onda estacionária de tensão VSWR (Voltage Stationary Wave Radio), desta linha de transmissão, é definido como sendo a razão entre os valores máximos e mínimos da amplitude da onda estacionária, estabelecida ao longo do comprimento l da linha expresso por, [11]:
𝑉𝑆𝑊𝑅 = 1 + |Г| 1 − |Г|
(6)
Em que Г é o coeficiente de reflexão dado por:
Г = 𝑍𝐶 − 𝑍0 𝑍𝐶 + 𝑍0
(7)
Sendo Zc a impedância da linha e 𝑍0 a impedância característica. A Perda de retorno indica a proporção entre a potência incidente e a refletida, ou seja, corresponde ao parâmetro 𝑆11 na matriz de espalhamento. Esta pode ser definida como:
𝑅𝐿 (𝑑𝐵) = −20 log |Г| (8)
Onde 𝑅𝐿 (Return Loss), descreve um dos parâmetros mais importantes no projeto de antenas, sendo usualmente aceito na prática, para valores menores que -10 dB.
2.2.5 Eficiência e ganho
A eficiência (η) é medida pela razão entre potência radiada, 𝑃𝑟𝑎𝑑, e potência de entrada, 𝑃𝑓𝑜𝑛𝑡𝑒, ou seja, indica quanto de potência é transmitida, dada a potência recebida. A eficiência
total de uma antena leva em consideração as perdas nos terminais de entrada e no interior da estrutura da antena como, as perdas por reflexões devido ao descasamento de impedância entre a linha de transmissão e antena e as perdas elétricas devido aos condutores e dielétricos, [11]. Pode-se descrever:
η𝑡𝑜𝑡 = 𝑃𝑟𝑎𝑑
39 η𝑟𝑎𝑑 = 𝑃𝑟𝑎𝑑
𝑃𝑒𝑛𝑡𝑟𝑎𝑑𝑎 =
𝐺(𝜃, 𝜙)
𝐷(𝜃, 𝜙) (10)
Onde, η𝑡𝑜𝑡 descreve e eficiência total, 𝑃𝑟𝑎𝑑 representa a potência efetivamente irradiada
pela antena, 𝑃𝑓𝑜𝑛𝑡𝑒 é a potência gerada pela fonte, η𝑟𝑎𝑑 a eficiência de radiação, e 𝐺(𝜃, 𝜙) e 𝐷(𝜃, 𝜙) o ganho e diretividade da antena, respectivamente.
Outra medida útil para descrever o desempenho de uma antena é a análise de ganho. Embora o ganho esteja relacionado à diretividade, este leva em consideração tanto a eficiência, como as propriedades direcionais da antena. O ganho é definido como a razão entre a intensidade de radiação, em uma dada direção, e a intensidade de radiação para uma antena isotrópica. A expressão matemática do ganho é, [11]:
𝐺 = 4𝜋𝑈(𝜃, 𝜙)
𝑃𝑖𝑠𝑜𝑡𝑟ó𝑝𝑖𝑐𝑎 (11)
Onde 𝑈(𝜃, 𝜙) é a intensidade de radiação.
2.3 Métodos de alimentação
Podemos destacar quatro métodos de alimentação em antenas patch, sendo dois de acoplamento direto ou conexão direta (por linha de microfita ou sonda coaxial), e dois acoplamentos indiretos ou conexão eletromagnética (por abertura no plano terra ou por aproximação da linha de microfita).
O acoplamento entre fonte, linha de transmissão e carga tem como principal objetivo a transmissão efetiva da potência gerada pela fonte. Quando o patch é alimentado, uma distribuição de corrente é induzida na parte inferior do patch metalizado, como também no plano terra. Com a distribuição de cargas na estrutura, a parte de baixo do patch é positivamente carregada e o plano terra é negativamente carregado. A força de atração e repulsão entre os conjuntos de cargas é responsável pelo efeito de borda, também chamado de comprimento Fringing. A atração eletromagnética tende a concentrar uma grande quantidade de cargas entre as duas superfícies, por outro lado a repulsão entre as cargas positivas no patch atrai algumas delas em direção às margens, resultando em uma grande densidade de carga nas bordas do patch irradiante.
Apresenta-se neste capítulo quatro métodos de alimentação de antenas patch: alimentação com linha de microfita, alimentação com sonda coaxial, alimentação com
40 acoplamento por abertura (abertura no plano terra), e alimentação com acoplamento por aproximação (aproximação da linha de microfita).
2.3.1 Alimentação por linha de microfita
O processo de alimentação por linha de microfita, consiste em uma fita condutora que conecta o patch à fonte. Em geral, tem largura muito menor que a do patch, como mostrado na Figura 5. A linha de alimentação é de fácil fabricação, e de simples casamento de impedância e modelagem. No entanto, à medida que a espessura do substrato aumenta, ondas de superfície e radiação espúria gerada pela alimentação aumentam, o que, na prática, limita a largura de banda, tipicamente de 2 a 5%, [11].
Figura 5 - Alimentação por linha de microfita - (a) Visão tridimensional; (b) Visão frontal; (c) Visão lateral, [11].
Para esse tipo de alimentação é importante ressaltar que o casamento de impedância, entre fonte e antena (carga), pode ser obtido através de algumas alterações da estrutura, como a inserção de fendas no patch irradiador, diminuição da largura da linha de microfita, ou acoplamento de elementos radiantes a ela, [11], [44], [46].
2.3.2 Alimentação por sonda coaxial
Nesta técnica, a sonda coaxial é acoplada pelo plano terra, o pino interno do conector coaxial transpõe o dielétrico e é soldado ao patch, enquanto o condutor externo é soldado diretamente ao plano terra como mostra a Figura 6. A alimentação coaxial é muito comum pela sua fácil fabricação e casamento. Contudo, tem pequena largura de banda e é mais difícil de modelar, principalmente em casos de projetos com substratos espessos.
