ANÁLISE E PROJETO DE UM OSCILADOR COLPITTS COM DUPLA REALIMENTAÇÃO POSITIVA OPERANDO EM ALTA FREQUÊNCIA E ULTRABAIXA TENSÃO DE ALIMENTAÇÃO

(1)

ANÁLISE E PROJETO DE UM OSCILADOR COLPITTS COM

DUPLA REALIMENTAÇÃO POSITIVA OPERANDO EM ALTA

FREQUÊNCIA E ULTRABAIXA TENSÃO DE ALIMENTAÇÃO

Rodrigo Eduardo Rottava

Orientador: Fernando Rangel de Sousa

(2)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(3)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(4)

Introdução

Objetivo do trabalho:

Estudar e projetar um oscilador Colpitts com dupla realimentação

positiva.

(5)

Introdução

Objetivo do trabalho:

Estudar e projetar um oscilador Colpitts com dupla realimentação

positiva.

Motivação:

Hipótese de que a dupla realimentação será capaz de reduzir o

consumo deste oscilador.

(6)

Introdução

Objetivo do trabalho:

Estudar e projetar um oscilador Colpitts com dupla realimentação

positiva.

Motivação:

Hipótese de que a dupla realimentação será capaz de reduzir o

consumo deste oscilador.

Aplicações:

WBANs (ultrabaixo consumo, energia extraída do ambiente).

(7)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(8)

ℜ{

Y

_out

}⩽−ℜ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

O oscilador Colpitts

Critérios de oscilação:

(9)

ℜ{

Y

_out

}⩽−ℜ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

O oscilador Colpitts

Critérios de oscilação:

(10)

ℜ{

Y

_out

}⩽−ℜ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

O oscilador Colpitts

Critérios de oscilação:

(11)

ℜ{

Y

_out

}⩽−ℜ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

O oscilador Colpitts

Critérios de oscilação:

Instabilidade

G

_eq

< 0

6/30

(12)

ℜ{

Y

_out

}⩽−ℜ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

O oscilador Colpitts

Critérios de oscilação:

Ressonância

B

_eq

= 0

6/30

(13)

A segunda realimentação

(14)

A segunda realimentação

Z

_s

=

Z

g

−

j

ω

_ω

t

=−ω

L

_ω

g t

ω

Onde: ω

_t

=

g

m

C

_gs

7/30

(15)

A segunda realimentação

Z

_s

=

Z

g

−

j

ω

_ω

t

=−ω

L

_ω

g t

ω

i

_o

v

_in

=

g

_m

1−g

_m

ω

_ω

L

g t

ω

Onde: ω

_t

=

g

m

C

_gs

7/30

(16)

A segunda realimentação

Z

_s

=

Z

g

−

j

ω

_ω

t

=−ω

L

_ω

g t

ω

i

_o

v

_in

=

g

_m

1−g

_m

ω

_ω

L

g t

ω

A = g

_m

Onde: ω

_t

=

g

m

C

_gs

β = ωL

_g

'

=

A

1− A β

7/30

(17)

A segunda realimentação

Z

_s

=

Z

g

−

j

ω

_ω

t

=−ω

L

_ω

g t

ω

i

_o

v

_in

=

g

_m

1−g

_m

ω

_ω

L

g t

ω

Utilizando esta segunda

técnica de realimentação

obtemos a topologia

denominada oscilador

Colpitts com dupla

realimentação positiva:

Onde: ω

_t

=

g

m

C

_gs

A = g

_m

β = ωL

_g

'

=

A

1− A β

7/30

(18)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(19)

Representação de pequenos sinais da topologia proposta

(20)

Representação de pequenos sinais da topologia proposta

Perdas do circuito

(21)

Representação de pequenos sinais da topologia proposta

Perdas do circuito

v

_g

=α

v

_d

+ β

v

_s

v

_g

é uma combinação linear de v

_d

e v

_s

:

onde:

α (β)=

1 1+

C

gs (d )

C

_{gd (s )}

−

1 ω

2

L

_g

C

_{gd (s)}

9/30

(22)

Representação de pequenos sinais da topologia proposta

Perdas do circuito

v

_g

=α

v

_d

+ β

v

_s

v

_g

é uma combinação linear de v

_d

e v

_s

:

onde:

α (β)=

1 1+

C

gs (d )

C

_{gd (s )}

−

1 ω

2

L

_g

C

_{gd (s)}

9/30

(23)

Representação de pequenos sinais da topologia proposta

Perdas do circuito

(24)

Representação de pequenos sinais da topologia proposta

Perdas do circuito

(25)

Modelagem simplificada

Perdas do circuito

(26)

Modelagem simplificada

Perdas do circuito Perdas do circuito

10/30

(27)

Modelagem simplificada

v

_g

=α

v

_d

+ β

v

_s

Relembrando:

Transcondutância total de fonte:

Transcondutância total de dreno:

g

_{m 1}

=

g

_ms

−β

g

_m

g

_{m 2}

=

g

_md

+ α

g

_m

(28)

Modelagem simplificada

10/30

(29)

Modelagem simplificada

C

_{1 eq}

=

C

₁

+α

C

_gs

C

_{2 eq}

=

C

₂

−

β

ω

2

L

_g

L

_eq

=

1

1 L

_d

+ α

L

_g

10/30

(30)

Mínima transcondutância de fonte

Utilizando a relação: g

_m

=

g

ms

−

g

md

n

Transcondutância total de fonte:

g

_{m 1}

=

g

_ms

(

1−β/n)+g

_md

β/

n

Transcondutância total de dreno:

g

_{m 2}

=

g

_md

(

1−α/n)+g

_ms

α/

n

(31)

Mínima transcondutância de fonte

Utilizando a relação: g

_m

=

g

ms

−

g

md

n

Transcondutância total de fonte:

g

_{m 1}

=

g

_ms

(

1−β/n)+g

_md

β/

n

Transcondutância total de dreno:

g

_{m 2}

=

g

_md

(

1−α/n)+g

_ms

α/

n

Condição de instabilidade:

ℜ{

Y

_out

}⩽−

G

_P

(32)

Mínima transcondutância de fonte

Utilizando a relação: g

_m

=

g

ms

−

g

md

n

Transcondutância total de fonte:

g

_{m 1}

=

g

_ms

(

1−β/n)+g

_md

β/

n

Transcondutância total de dreno:

g

_{m 2}

=

g

_md

(

1−α/n)+g

_ms

α/

n

Condição de instabilidade:

ℜ{

Y

_out

}⩽−

G

_P

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

11/30

(33)

Frequência de oscilação

ℑ{

Y

_out

}≈ω

C

1 eq

C

2 eq

C

_{1 eq}

+

C

_{2 eq}

=ω

C

eq

ℑ{

Y

_L

}=

−1

ω

L

_eq

12/30

(34)

Frequência de oscilação

Condição de ressonância:

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}≈ω

C

1 eq

C

2 eq

C

_{1 eq}

+

C

_{2 eq}

=ω

C

eq

ℑ{

Y

_L

}=

−1

ω

L

_eq

12/30

(35)

Frequência de oscilação

Condição de ressonância:

ℑ{

Y

_out

}=−ℑ {

Y

_L

}

ℑ{

Y

_out

}≈ω

C

1 eq

C

2 eq

C

_{1 eq}

+

C

_{2 eq}

=ω

C

eq

ℑ{

Y

_L

}=

−1

ω

L

_eq

f

_o

=

1 2 π

_√

L

_eq

C

_eq

12/30

(36)

Estratégias para redução do consumo

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

A transcondutância de fonte g

_ms

está diretamente relacionada ao consumo

do oscilador. Para que o circuito oscile:

(37)

Estratégias para redução do consumo

A transcondutância de fonte g

_ms

está diretamente relacionada ao consumo

do oscilador. Para que o circuito oscile:

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

Duas estratégias foram utilizadas para reduzir g

_ms

mínimo:

(38)

Estratégias para redução do consumo

A transcondutância de fonte g

_ms

está diretamente relacionada ao consumo

do oscilador. Para que o circuito oscile:

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

Duas estratégias foram utilizadas para reduzir g

_ms

mínimo:

1. Razão capacitiva ótima:

K

_otm

=

C

2 eq

C

_{1 eq otm}

=

√

G

_P

G

_P

+

g

_md

+α

g

_m

(39)

Estratégias para redução do consumo

A transcondutância de fonte g

_ms

está diretamente relacionada ao consumo

do oscilador. Para que o circuito oscile:

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

Duas estratégias foram utilizadas para reduzir g

_ms

mínimo:

2. Segunda realimentação positiva:

Para α e β < 0

e K

_otm

real

L

_g

<

1 ω

2

(

C

_gd

+

C

_gs

(

1+

g

m

g

_md

+

G

_P

)

13/30

(40)

0 -10

-20

-30

-40

G

O U T

[

m

S

]

0 1 2 3

4 5

6 7 8

L

_g

[nH]

0 1 2 3

4 5

6 7 8

L

_g

[nH]

30

20

10

0 -10

B

O U T

[

m

S

]

Relação de Y

_out

com L

_g

Parâmetro C₁ C₂ C_gs C_gd n g_ms g_md

Valor 2 pF 2 pF 2 pF 0 1,15 14 mS 0

(41)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(42)

Fluxo de projeto

Caracterização DC

g_ms, g_md, C_gs, C_gd

(43)

Fluxo de projeto

Caracterização DC Indutor de porta

L

_g

<

1 ω

2

(

C

_gd

+

C

_gs

(

1+

g

m

g

_md

+

G

_P

)

(44)

Fluxo de projeto

Indutor de porta Razão capacitiva ótima

Caracterização DC

K

_otm

=

C

2 eq

C

_{1 eq otm}

=

√

G

_P

G

_P

+

g

_md

+α

g

_m

16/30

(45)

Fluxo de projeto

Razão capacitiva ótima

g_ms > necessário? Indutor de porta Caracterização DC

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

16/30

(46)

Fluxo de projeto

g_ms > necessário?

Aumentar V_DD Não

Razão capacitiva ótima Indutor de porta Caracterização DC

g

_ms

≥

g

_md

+

g

md

nC

2 eq

/

C

1 eq

n−β−α(1+C

_{2 eq}

/

C

_{1 eq}

)

(

1+

G

_P

g

_md

(

1+

C

_{1 eq}

C

_{2 eq}

)

2

)

16/30

(47)

Fluxo de projeto

Aumentar V_DD Oscilador de baixa tensão otimizado Não Sim Razão capacitiva ótima Indutor de porta

Caracterização DC

g_ms > necessário?

(48)

Fluxo de projeto de circuito integrado

Projetista

Foundry

Especificações Projeto do CI

Simulação Design Kit

Layout

Extração parasitas

Tape out Fabricação

Testes e medições

(49)

Especificações do projeto

Frequência: 2,4 GHz;

Tecnologia: IBM CMOS 0,13 μm, utilizando transistor zero-V

_T

;

Buffer para adaptar oscilador ao analisador espectro.

(50)

Especificações do projeto

Frequência: 2,4 GHz;

Tecnologia: IBM CMOS 0,13 μm, utilizando transistor zero-V

_T

;

18/30

(51)

Especificações do projeto

Frequência: 2,4 GHz;

Tecnologia: IBM CMOS 0,13 μm, utilizando transistor zero-V

_T

;

18/30

(52)

Especificações do projeto

Frequência: 2,4 GHz;

Tecnologia: IBM CMOS 0,13 μm, utilizando transistor zero-V

_T

;

O

sc

il

ad

or

18/30

(53)

Especificações do projeto

Frequência: 2,4 GHz;

Tecnologia: IBM CMOS 0,13 μm, utilizando transistor zero-V

_T

;

B

uf

fe

r

18/30

(54)

Especificações do projeto

Frequência: 2,4 GHz;

Tecnologia: IBM CMOS 0,13 μm, utilizando transistor zero-V

_T

;

A

na

lis

ad

or

+

B

ia

s T

18/30

(55)

Layout

Tecnologia: CMOS 0,13 μm

Área total: 0,9 mm

2 *

(56)

Layout

Tecnologia: CMOS 0,13 μm

Área total: 0,9 mm

2 *

Área: 0,46 mm

2

(57)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(58)

Simulação pós-layout

70

60

50

40

30

20

10

0.0 Tempo [ns]

V

O S C

[

m

V

]

0.2

0.4

0.6 0.8 1.0

-30

-50

-70

-90

-110

P

N

[

dB

c/

H

z]

10

3

₁₀

4

₁₀

5

₁₀

6

₁₀

7

Δf [Hz]

V

_DD

= 40 mV

P

_DC

= 4 μW

f

_O

= 2,12 GHz

21/30

(59)

Simulação pós-layout

70

60

50

40

30

20

10

0.0 Tempo [ns]

V

O S C

[

m

V

]

0.2

0.4

0.6 0.8 1.0

-30

-50

-70

-90

-110

P

N

[

dB

c/

H

z]

10

3

₁₀

4

₁₀

5

₁₀

6

₁₀

7

Δf [Hz]

V

_DD

= 40 mV

P

_DC

= 4 μW

f

_O

= 2,12 GHz

30 mV

21/30

(60)

Simulação pós-layout

70

60

50

40

30

20

10

0.0 Tempo [ns]

V

O S C

[

m

V

]

0.2

0.4

0.6 0.8 1.0

-30

-50

-70

-90

-110

P

N

[

dB

c/

H

z]

10

3

₁₀

4

₁₀

5

₁₀

6

₁₀

7

Δf [Hz]

V

_DD

= 40 mV

P

_DC

= 4 μW

f

_O

= 2,12 GHz

30 mV

*

-91,5 dBc/Hz

21/30

(61)

Resultados preliminares de medição

V

_DD

= 53 mV

P

_DC

= 0,9 μW

f

_O

= 1,86 GHz

-85

-86

-87

-88

-89

-90

-91

-92

1,7 1,75 1,8 1,85 1,9 1,95 2

freq [GHz]

P

OU T

[

dB

m

]

22/30

(62)

Resultados preliminares de medição

Medições on-waffer

Esperamos obter resultados melhores ao fixar o circuito integrado em uma

PCB, e utilizar fontes de alimentação de baixo ruído.

(63)

Comparação

Parâmetro

[2]

[3]a

[3]b

[4]

Este

trabalho

Tecnologia (nm)

130

180

130 Tensão (mV)

475

600

400

350

53 Frequência (GHz)

4,90

5,60

1,40

1,86

Potência (mW)

2,70

3,00

1,10

1,46

0,0009

PN (dBc/Hz)

-136,2

1

_-118,0

2

_-114,0

2

_-128,6

2

-[2] T. Brown, F. Farhabakhshian, A. Guha Roy, T. Fiez, and K. Mayaram. [3] H.-H. Hsieh and L.-H. Lu.

[4] K. Kwok and H. Luong.

¹ @ 3 MHz ² @ 1 MHz

(64)

Sumário

1. Introdução

2. Topologia proposta

3. Análise

4. Projeto de um protótipo integrado

5. Simulações e resultados de medição

6. Conclusões

(65)

Conclusões do trabalho

Introduzimos uma segunda realimentação positiva em um oscilador Colpitts.

(66)

Conclusões do trabalho

Introduzimos uma segunda realimentação positiva em um oscilador Colpitts.

O circuito oscila utilizando uma tensão de alimentação menor

e consome menos potência.

(67)

Conclusões do trabalho

Introduzimos uma segunda realimentação positiva em um oscilador Colpitts.

O circuito oscila utilizando uma tensão de alimentação menor

e consome menos potência.

Verificamos a teoria desenvolvida através de simulação e testes.

(68)

Conclusões do trabalho

Introduzimos uma segunda realimentação positiva em um oscilador Colpitts.

O circuito oscila utilizando uma tensão de alimentação menor

e consome menos potência.

Verificamos a teoria desenvolvida através de simulação e testes.

Protótipo integrado em tecnologia CMOS 0,13 μm

oscila em 1,86 GHz, com 53 mV e consumindo 0,9 μW.

(69)

Conclusões do trabalho

Há um compromisso entre área e consumo.

(70)

Conclusões do trabalho

Há um compromisso entre área e consumo.

Colpitts clássico: área menor, consumo maior;

Com dupla realimentação: área maior, consumo menor.

(71)

Conclusões do trabalho

Há um compromisso entre área e consumo.

Colpitts clássico: área menor, consumo maior;

Com dupla realimentação: área maior, consumo menor.

Aplicações:

Sistemas de comunicação com baixa taxa de transmissão,

Energy harvesting.

(72)

Conclusões do trabalho

Há um compromisso entre área e consumo.

Colpitts clássico: área menor, consumo maior;

Com dupla realimentação: área maior, consumo menor.

Aplicações:

Sistemas de comunicação com baixa taxa de transmissão,

Energy harvesting.

Perspectivas futuras:

Eficiência, múltiplas realimentações.

(73)

Publicações

SFORUM (Nacional), ISCAS (Internacional) e NEWCAS (Internacional)

(74)