Dans le chapitre précédent, un motif pour une SHI bi-bandes a été conçu et simulé à l'aide de la théorie de Bloch-Floquet. Dans ce chapitre nous allons nous intéresser au couplage entre la SHI et l'antenne placée au-dessus. Ce couplage est très peu étudié habituellement [84] [82] et notre approche reste à approfondir. On rappelle que le but de l'étude est la miniaturisation d'antenne à l'aide de plan réecteur (ici une SHI bi-bandes). Théoriquement, nous pouvons placer une antenne dans le plan de la SHI qui agit comme un CMA aux fréquences de résonances de la SHI.
Nous montrons qu'en pratique l'antenne ne peut pas être placée directement dans le plan de la SHI. Pour un fonctionnement optimal de l'ensemble antenne+SHI, il faut respecter une certaine distance entre les deux éléments. Ceci est montré d'abord en simulation puis en mesure. Dans un deuxième temps, les résultats des mesures faites dans les conditions optimales sont présentées. De l'analyse de ces résultats découle les réglages présentés ensuite. Le but de ce chapitre est de montrer à la fois les résultats de mesures, de les comparer avec avec la référence (antenne au-dessus d'un PEC à λ/4) et d'apporter des propositions de réglages de la structure. Dans ce chapitre toute l'étude sera faite pour le cas simple d'une antenne en polarisation rectiligne.
5.1.1 Schéma de l'ensemble antenne + SHI
Le système complet antenne + SHI est représenté sur la Figure 5.1.
Figure 5.1 Vue en coupe du système complet antenne + SHI avec dénition des hauteurs caractéristiques du système
ha est la hauteur entre l'antenne et la SHI et h est la hauteur entre la surface périodique et le plan métallique placée en-dessous (h représente donc, à l'épaisseur de la surface périodique (25 µm) près, l'épaisseur de la SHI).
5.1.2 Le couplage antenne SHI
Une antenne que nous plaçons parallèlement à la surface verra l'impédance de l'espace libre d'un côté et l'impédance de la surface de l'autre côté. A basse fréquence, la SHI se comportant comme un plan métallique les courants de l'antenne seront par le théorème des images rééchies en opposition de phase à la surface. L'ecacité de rayonnement sera alors très faible. Dans la bande passante autour de la fréquence de résonance de la SHI, l'impédance de la surface sera bien plus élevée que l'impédance de l'espace libre, l'ecacité de rayonnement sera élevée. Comme nous l'avons déjà vu, nous pouvons modéliser la SHI comme un circuit LC en parallèle avec l'antenne.
Nous pouvons aussi modéliser le rayonnement en espace libre par une résistance dont la valeur est l'impédance en espace libre. La quantité de puissance dissipée dans la résistance est la mesure de l'ecacité de rayonnement de l'antenne. Le maximum d'ecacité de rayonnement se produit à la fréquence de résonance de la SHI où la réactance de la surface est alors innie. En dehors de la bande passante de la SHI, les courants à la surface annulent les courants de l'antenne et le rayonnement est réduit.
Nous pouvons montrer que le rayonnement diminue de moitié quand l'impédance de la surface est égale à l'impédance en espace libre (|Zs|=η). Avec η=qµ
0
ε0. Si alors
aux deux valeurs de de l'équation précédente délimitent la plage sur laquelle une antenne rayonnera ecacement sur une SHI. La bande passante totale BP est égale à :
BP = 4ω ω0 ≈ Z0
η =
pL/C pµ0/ε0
(5.3)
C'est la bande passante correspondant à un coecient de réexion dont la phase serait comprise entreπ/2et−π/2. Cela représente la bande passante maximum utilisable pour une antenne que nous plaçons au-dessus de la SHI.
Il peut être montré que l'inductance de la surface L est égale au produit de la perméabilitéµdu matériau sur laquelle elle est fabriquée par son épaisseur t. Si nous reprenons l'équation de la bande passante précédente en y substituant L, nous avons une expression de la bande passante plus utile pour des surfaces nes (t << λ0) et non magnétique (µ=µ0) :
BP = 2π λ0
t (5.4)
avec λ0 la longueur d'onde en espace libre à la fréquence de résonance. Cela prouve que la bande passante est entièrement déterminée par l'épaisseur de la surface.
Nous notons que la constante diélectrique du substrat n'a pas d'eet direct sur la bande passante, et donc que charger le substrat diélectriquement pour reduire son épaisseur est inutile car cela diminuerait la bande passante.
5.1.3 Simulations électromagnétiques
Toutes les simulations électromagnétiques seront faites avec le logiciel HFSS.
Les antennes dipôles seront excitées par des ports localisés qui sont les représentations
idéales des baluns. Les simulations des dipôles au-dessus d'un plan métallique seront faites dans des boîtes radiatives comprenant l'antenne en entier. En revanche pour les dipôles sur la SHI nous utiliserons des plans de symétrie électromagnétique an de réduire la taille de la simulation. L'ensemble dipôle + SHI présente un plan de symétrie électrique dans le plan médian du dipôle et une symétrie magnétique selon l'axe du dipôle. Ceci est représenté sur la Figure 5.2.
Figure 5.2 Plans de symétrie de l'ensemble antenne + SHI
5.1.4 Les Baluns
Les Baluns permettant d'exciter les dipôles et la spirale sont présentés en Annexe A. Deux sortes de baluns sont réalisés :
des baluns quart-d'onde, dont la bande passante est assez étroite et qui conviennent à l'excitation des dipôles classique (BP 13%),
un balun large bande, qui comme sont nom l'indique a une bande passante plus large que le balun quart-d'onde (BP 40%) qui est utilisé pour l'excitation d'antenne large bande.
S22) nous est directement donnée par le VNA. Nous considèrerons que la bande pas- sante d'adaptation d'une antenne correspond à la bande où le coecient de réexion est inférieur à -10dB (TOS<2). Les deux antennes placées dans la chambre sont montées sur des supports rotatifs. Nous pourrons donc avoir les diagrammes de ray- onnement de l'antenne mesurée. Ces diagrammes de rayonnement sont tracés pour les fréquences de résonance.