Gain de l’antenne
Le gain d'une antenne parabolique qui est généralement utilisée dans les systèmes de communication par satellite est égal à. Où, D est le diamètre de l'antenne, est la longueur d'onde et est l'efficacité d'ouverture de l'antenne (varie normalement entre 50 et 70). Outre le gain en termes de rayonnement maximum, une caractéristique très importante est le diagramme de rayonnement de l'antenne.
Cette caractéristique est utilisée pour calculer le bruit et les interférences à l'entrée de l'antenne.
Perte dans l’espace libre
La perte d'espace libre peut donc être exprimée comme le rapport entre la puissance reçue et la puissance émise. Si nous supposons en outre que les antennes d'émission et de réception sont isotropes, nous pouvons exprimer les pertes de transmission comme suit. L'affaiblissement de propagation en espace libre à 1,5 GHz d'une liaison entre un satellite et une station de base séparés par une distance équivalente à 36500 km est égal à
Perte par absorption atmosphérique
Température de bruit
Température de bruit de l’antenne (T a )
Figure de bruit ( NF )
Température du bruit équivalente à l’entrée d’un circuit
EIRP
La partie de la liaison allant de la station de base émettrice au satellite est appelée liaison montante et la partie allant du satellite à la station de base réceptrice est appelée liaison descendante. Il est maintenant proposé de transmettre une puissance Pt (en dB) à partir de la station de base émettrice, la puissance Pr (en dB) reçue au niveau de la station de base réceptrice est donnée par l'équation suivante. Perte Lta du guide d'ondes d'alimentation, perte de la non-concordance de polarisation de l'antenne de la station de base de transmission.
Affaiblissement de propagation en liaison montante, y compris les pertes en espace libre, l'absorption atmosphérique et l'atténuation due à la pluie. Perte de porteuse d'alimentation, perte de décalage de polarisation de l'antenne de réception du satellite. Perte de guide d'ondes d'alimentation Lda, perte de décalage de polarisation d'antenne de diffusion par satellite.
Ld affaiblissement de propagation sur la liaison descendante, y compris les affaiblissements en espace libre, l'absorption atmosphérique et l'affaiblissement dû à la pluie. Perte Lra du guide d'ondes d'alimentation, perte de décalage de polarisation de l'antenne de la station de base réceptrice.
Température de bruit d ’un récepteur
La température de bruit équivalente au port d'entrée du circuit amplificateur 1 est donnée par l'expression suivante. Si nous examinons l'équation 16, nous constatons que si le gain G1 est suffisamment élevé, le quatrième terme et les suivants du côté droit de l'équation peuvent être négligés en termes de bruit. Par conséquent, le bruit du premier circuit d'amplification, appelé amplificateur à faible bruit (LNA : Low Noise Amplifier), et celui du premier circuit passif dominent le bruit total du récepteur, comme le montre l'équation 22.
Où Lfeed et TLNA indiquent respectivement les pertes de la ligne de transmission reliant l'antenne au LNA et la température de bruit équivalente à l'entrée de l'amplificateur à faible bruit (LNA). Il convient de mentionner que la valeur de Ts dépend du point de mesure généralement pris à l'entrée du LNA.
Figure de mérite G/T
Bruits dans un lien de communication par satellite
Rapport C/N o d’un lien satellite
Le rapport de la puissance du signal C à la puissance du bruit N, à l'entrée de l'amplificateur à faible bruit, d'une connexion illustrée à la figure 9 peut s'écrire. Semblable à l'équation 28, exprimer en dB les paramètres de l'équation 31 simplifiera cette dernière selon l'équation 32. Jusqu'à présent, nous avons considéré la qualité de la liaison descendante et de la liaison montante séparément.
Pour calculer le rapport C/Nototal, en plus de combiner le bruit thermique montant et descendant, on ajoute le bruit parasite généré par les autres systèmes. Étant donné que le rapport C/Nototal d'un lien est déterminé en divisant le lien en deux, la liaison montante et la liaison descendante, nous calculons le rapport C/Node chacun et les combinons finalement. Cela signifie que la qualité globale du canal de communication est dominée par le pire lien.
Le rapport C/No de la liaison directe entre la station de base GES à Kashima et une station sol d'aéronef AES à Anchorage via satellite peut être calculé selon l'équation 27. Nous vérifions que le rapport (C/No)T est dominé par le mauvais lien, à savoir le lien descendant dans cet exemple.
Facteurs de perturbation de la qualité d’un lien satellite
Le rapport signal sur bruit C/No que nous avons étudié dans les sections précédentes permet de mesurer la qualité de la partie analogique d'un lien de communication. Le rapport BER est une fonction de la quantité Eb/No, où Eb est l'énergie par bit et No est la densité de bruit du signal. La première fonction du transpondeur est de détecter le signal faible provenant de la Terre, de modifier sa fréquence et de l'amplifier à un niveau de puissance approprié (généralement quelques milliwatts).
Si P correspond à la puissance d'entrée, il est appelé point d'interception de 3ème ordre de l'entrée et s'il correspond à la puissance de sortie, alors il est appelé point d'interception de 3ème ordre de la sortie. Stabilité du niveau de sortie en fonction de la température, de la tension continue et du vieillissement. Lors de la mesure des paramètres S d'un appareil, des lignes de transmission sont nécessaires pour connecter l'appareil testé au compteur.
Considérons maintenant l'effet de mode impair, où l'on retrouve le circuit équivalent de la figure 2-10. En d'autres termes, le calcul de la matrice de distribution se réduit au calcul des quatre paramètres S11, S21, S31 et S41. 4 à la fréquence maximale de la bande de fréquence, tandis que la longueur de la partie médiane correspond.
Ce répartiteur peut être conçu pour couvrir une très large bande passante puisqu'il n'y a pas de longueur de ligne de transmission fonction de la fréquence. Dans ces deux circuits, chacun des composants réactifs peut être capacitif ou inductif selon l'impédance de la charge à adapter. Notez que depuis RC Zo , le deuxième argument de la racine carrée est toujours positif.
Les réseaux d'adaptation d'impédance à un tronçon de la section précédente peuvent correspondre à n'importe quelle charge qui a une partie réelle non nulle. Le réseau correspondant à deux stubs de la Figure 2-27 indique que la charge effective peut être à n'importe quelle distance du premier stub. En fait, cela correspond au circuit plus simple de la Figure 2-28, où la charge.
Où YC GC jBC est l'admission de la charge et B1 est la susceptance du premier talon. Les quatre paramètres de bruit sont fonction de la fréquence, de la température et du point de polarisation du transistor. Le problème s'énonce ainsi : Si le gain disponible et le facteur de bruit de chaque amplificateur sont indépendants de sa place dans la cascade, alors laquelle des deux configurations offre le meilleur facteur de bruit de l'ensemble.
Cette situation est illustrée ci-dessous dans le cas d'un transistor à effet de champ à l'arséniure de gallium en fonction de la polarisation.
Stub en Circuit Ouvert
Interstice Série
Mise à la Masse
Coudes
Discontinuité en Largeur
Incision Transverse
Jonction en T
Jonction Asymétrique
Lignes Couplées
La ligne microruban est largement utilisée pour la fabrication de circuits hyperfréquences, principalement parce qu'elle est adaptée à la fabrication par procédé photolithographique et aussi parce qu'elle permet une intégration aisée de composants passifs et actifs par montage en surface. Dans une ligne microruban, les lignes de champ sont principalement concentrées dans le diélectrique entre la ligne métallique et la plaque de masse, bien qu'une petite partie soit également dans l'air au-dessus du substrat. Cela signifie que la ligne microruban ne peut pas supporter un mode TEM pur, puisque la vitesse de phase des champs TEM dans le diélectrique /c r est différente de celle dans l'air.
En réalité, les champs exacts d'une structure microruban correspondent à une onde TM-TE, dont l'analyse exacte dépasse le cadre de ce cours. Par conséquent, la constante de propagation, la vitesse de phase et l'impédance caractéristique peuvent être approximées à l'aide de solutions statiques et quasi-statiques. Les lignes de champ étant en partie dans le diélectrique et en partie dans l'air, la constante diélectrique effective prend une valeur intermédiaire entre 1 et la constante diélectrique du substrat.
La constante diélectrique effective e dépend de l'épaisseur du substrat d et de la largeur de la piste métallisée W. La constante diélectrique effective correspond à la constante diélectrique d'un milieu homogène qui remplacerait les régions diélectriques et l'air de la structure microruban. Les éléments localisés doivent être très petits devant la longueur d'onde (dimensions inférieures à .10) pour introduire un déphasage négligeable.
Si la longueur de la trace résistive devient grande par rapport à la longueur d'onde, la propagation doit être prise en compte. De faibles valeurs d'inductance (inférieures à 2 nH) peuvent être obtenues avec des tronçons de ligne microruban à haute impédance, avec des fils à thermo-compression ou encore avec des rubans. Trois types de condensateurs sont principalement utilisés avec les circuits microruban, les condensateurs à puce céramique multicouche, les condensateurs métal-oxyde-métal (monocouche) et les condensateurs internumériques.
