Conception et réalisation d’une antenne plate pour la réception satellite

Je tiens également à remercier les professeurs Patrick Vaudon de l'Université de Limoges (France) et Hichem Trabelsi de l'Université de Carthage (Tunisie) pour avoir accepté les fonctions de relecteurs de ce manuscrit et pour avoir contribué aux discussions lors de la soutenance. 154 6.5 Comparaison simulation et mesure Coefficient de réflexion S11 154 6.6 Diagramme de rayonnement de l'antenne à quatre parasites.

Introduction générale

De la même manière que précédemment, nous avons privilégié la validation de ces différentes étapes par la réalisation de prototypes intermédiaires. Le but ultime est de démontrer la validité de la solution proposée en situation réelle d'exploitation.

Figure 1.1 – Exemples de pollution visuelle générée par les antennes paraboles.

État de l’art

Intérêt de l’étude

Le marché des services par satellites
Orbite géostationnaire

La figure 2.2 montre la répartition des satellites de la constellation Eutelsat au niveau de l'équateur (un ensemble de points blancs sur la carte) telle que fournie sur le site Internet de l'opérateur [22]. L'immobilité du satellite par rapport à la Terre est l'avantage incontestable des satellites géostationnaires, figure 2.4.

Tableau 2.1 – Comparatif des solutions pour zones rurales [45].

Liaison satellite-terre

Bilan de liaison hertzienne

Selon la position du récepteur par rapport au satellite, la connaissance de tous les paramètres de la formule de Friis n'est pas connue individuellement. Il est déterminé en fonction de la puissance de l'émetteur ainsi que du gain de l'antenne d'émission dans la direction considérée.

Figure 2.6 – Puissance isotrope rayonnée équivalente du satellite HOTBIRD [60].

Antennes existantes

Antennes de réception fixes
Antennes de réception motorisées
Antennes de réception autonomes

Les antennes de réception fixes conventionnelles, telles que les paraboles, peuvent utiliser un moteur pour dépointer le faisceau mécaniquement et sans intervention de l'utilisateur. La particularité de ces antennes de réception est leur capacité à rechercher les positions des satellites sans interférence.

Figure 2.9 – Vérin actionneur à rajouter à la parabole pour un balayage mécanique [34].

État de l’art au niveau de la recherche

Dans ce contexte, Rammos [67] a proposé en 1983 une structure d'antenne planaire à large bande passante sous la forme d'un réseau de 16 éléments rayonnants et d'un encombrement de 10×10 cm2. En 1991, Rammos [68] a proposé un autre type d'antenne plate, toujours constituée d'un ensemble de résonateurs excités par la technique de la ligne suspendue avec un réseau d'alimentation à couplage électromagnétique à faibles pertes.

Figure 2.10 – Antenne proposée par [67] et ses performances.

Cahier des charges

Conception et réalisation de

Introduction

Famille d’antennes large bande

Antennes à ondes progressives
Antennes indépendantes de la fréquence
Antennes Monopôles planaires
Conclusion

Ce type d'antenne a une bande passante très large de l'ordre de 125% et son gain varie de 7 à 10 dBi selon les différents types de TSA [18]. Cette catégorie d'antennes comprend essentiellement deux grands types de structures : l'antenne monopôle à plan de masse infini ou celle à plan de masse.

Figure 3.1 – Différentes configurations d’antenne cornet électromagnétique [3].

Antenne patch

Antenne patch rectangulaire et définitions
Problématique au niveau de la bande passante d’une antenne patchantenne patch

La bande passante est la gamme de fréquence (entre fmin et fmax) dans laquelle le critère spécifié est respecté [75]. De plus, la bande passante est inversement proportionnelle au facteur de qualité de l'antenne, donné par la relation suivante. Pour le reste de l'étude, le critère du coefficient de réflexion inférieur à -10 dB est maintenu pour déterminer la largeur de bande de l'antenne.

La superposition des résonateurs permet d'élargir la bande passante (environ 20%) et aussi d'améliorer le gain (une dizaine de dBi). Il est possible d'étendre la bande passante d'une antenne en ajoutant un réseau d'adaptation d'impédance à son entrée [6].

Nouvelle méthode de conception d’une an- tenne large bande

Antenne patch rectangle
Antenne patch polygonale
Antenne patch polygonale avec radôme
Antenne patch polygonale avec fente circulaire
Simulation de l’antenne polygonale avec fente circu- laire
Étude paramétrique sur les dimensions de la fente
Ditribution des champs électriques de l’antenne pro- poséeposée
Polaristaion principale et polarisation croisée
Antenne en bande 10.7 GHz – 12.7 GHz
Solution pour maîtriser le diagramme de rayonne- ment de l’antenne proposéement de l’antenne proposée

De plus, le point d'excitation doit être décalé de la distance x selon les deux axes de l'antenne. Compte tenu de la variation d'impédance représentée sur la figure 3.12, le coefficient de réflexion de l'antenne polygonale devrait tendre vers celui représenté sur la figure 3.15. Dans ce cas (figure 3.21), la distance d dépendra alors de l'angle θ et du rayon intérieur de la fente.

Dans ce paragraphe, nous proposons de discuter de l'effet de la largeur de fente sur la bande passante de l'antenne. Le coefficient de réflexion de l'antenne proposée pour différentes largeurs de fentes circulaires est illustré (Figure 3.29).

Figure 3.10 – Coefficient de réflexion S 11 du patch rectangulaire pour une fré- fré-quence de résonance de 11.7 GHz ( L = 7 mm et W = 13 mm).

Prototypes et comparaisons

Antenne Montre dans la bande de fréquences 11.6 GHz-15 GHz11.6 GHz-15 GHz
Antenne Montre Ailée

Le résultat de la mesure du coefficient de réflexion de l'antenne S11 avec l'analyseur de réseau de technologie Agilent. Le tableau 3.11 montre le résultat de rayonnement de l'antenne de Montre (antenne polygonale à fente circulaire) pour différentes fréquences (11,6 GHz, 13 GHz et 14,8 GHz). D'après les tableaux 3.11 et 3.12, nous observons que le diagramme de rayonnement mesuré de l'antenne correspond au diagramme de rayonnement simulé dans les plans E et H.

Dans cette section, nous présentons les résultats obtenus lors de l'évaluation pratique des performances de l'antenne Winged Watch (3.4.10). Le coefficient de réflexion de l'antenne Montre Ailée a été mesuré avec l'analyseur de réseau vectoriel d'Agilent Technology.

Tableau 3.10 – Dimensions mesurées de l’antenne Montre.

Conclusion

Étude de la mise en réseau de l’antenne large bande

Introduction

Réseau d’antennes

Analyse des réseaux d’antennes
Directivité et angle d’ouverture d’un réseau d’an- tennestennes

Pour un réseau d'égale amplitude et excité avec un gradient de phase, la luminance maximale est obtenue lorsque la phase électrique compense le retard spatial introduit par la délocalisation des éléments θmax devient le facteur du réseau. Du fait de la périodicité de l'argument kdsin2θ+Φ0, le facteur de réseau peut être maximal sous certaines conditions dans le domaine de définition de θ∈[−π2, π2] pour différents angles θ. En réseau, il est recommandé de maintenir une distance entre les sources inférieure à la longueur d'onde de l'espace libre (λ0) pour éviter la formation de lobes de réseau (généralement 0,6 à 0,7λ0).

La directivité d'un réseau uniforme à déphasage régulier est déterminée par D=AFmaxD0 =N M D0 (4.18), où D0 est la directivité d'une antenne dans la direction principale du rayonnement du réseau. L'angle d'ouverture d'un réseau d'antennes est défini par l'angle auquel la puissance rayonnée reste supérieure à la moitié de la puissance maximale (-3 dB).

Figure 4.2 – Antenne réseau bidimensionnel [24]

Réseau d’excitation

Techniques d’alimentation d’un réseau linéaire
Techniques d’alimentation d’un réseau à deux di- mensionsmensions

Pour préserver et motiver les choix effectués, nous faisons d'abord un tour d'horizon des techniques de réalisation de réseaux linéaires puis bidimensionnels. Ce type d'arborescence ne semble donc pas adapté à notre contexte d'étude. a) Alimentation en série (b) Alimentation en parallèle avec diviseurs Wilkinson à 3 niveaux. Le diviseur de puissance Wilkinson est largement utilisé dans les applications micro-ondes.

A titre d'exemple nous donnons la Figure 4.7, un exemple de réalisation d'un réseau d'antennes qualifié de classe 1 pour les liaisons radio à 24 GHz. De plus, l'étude des différentes techniques d'excitation permet de les classer en deux grandes catégories : Couche d'alimentation imprimée sur la même couche que les antennes réseau (Figure 4.9-(a)) ou couche d'alimentation séparée de la couche d'antenne (Figure 4.9-(b)).

Figure 4.4 – Techniques d’alimentation [24].

Étude de la mise en réseau de l’antenne élé- mentaire proposée

Étude de couplage inter-élément
Diviseur de puissance proposé
Diviseur 1 vers 2
Diviseur 1 vers 4

Le résultat du réglage du diviseur en présence d'antennes aux sorties est donc donné sur la figure 4.15. Même si aucun partage de puissance ne peut être observé, compte tenu des résultats présentés précédemment (Figure 4.15) et de la symétrie du circuit, il est raisonnable de penser que celle-ci est préservée avec cette configuration de charge. Nous allons maintenant simuler une cellule diviseuse de puissance pour un réseau d'antennes 2×2.

On remarque que le diviseur 1 à 4 est bien ajusté sur toute la bande de fréquence de 8 GHz à 15 GHz comme l'indique la courbe S11 (Figure 4.17. D'un point de vue réglage, avec les paramètres S de l'antenne Winged Watch aux sorties, on obtient le résultat du coefficient de réflexion S11.18 Figure 4.

Figure 4.10 – Vue de dessus des deux antennes sous CST.

Réseau de 4×4 antennes

Simulation
Prototype du réseau 4×4 éléments
Mesure et analyse du réseau d’un point de vue im- pédance d’entréepédance d’entrée
Adaptation du réseau 4×4
Mesures du rayonnement

Notez ici que les charges aux sorties de l'arbre sont fournies par le profil d'impédance de l'entrée d'antenne de l'appareil. On observe ici une dégradation remarquable du coefficient de réflexion par rapport à la simulation qui tenait compte de l'impédance d'entrée mesurée de l'antenne. Il en résulte au niveau de l'impédance d'entrée du réseau une variation de sa partie réelle.

Le problème est alors d'avoir l'impédance d'entrée large bande du réseau au niveau du connecteur d'entrée du premier diviseur. La longueur estimée est choisie pour que l'image de l'impédance d'entrée du réseau soit au point A, c'est-à-dire la longueur du segment AB (Figure 4.25).

Figure 4.19 – Couche d’alimentation du réseau 4 × 4.

Réseau de 8×8 antennes

Simulation
Prototype du réseau à 8 × 8 éléments
Mesure du coefficient de réflexion

Le réseau de distribution est ainsi réalisé sur un substrat double face par un procédé de photolithographie de laboratoire. L'alignement est assuré par 64 passerelles reliant la couche antenne au réseau de distribution. Malgré la différence avec la simulation, on observe un coefficient de réflexion inférieur à -7 dB dans la bande GHz.

De notre point de vue, le dimensionnement du réseau d'adaptation d'impédance n'est donc pas justifié. Les bons résultats obtenus avec cette configuration nous permettent de confirmer cette étape et de proposer un maillage de 256 éléments.

Réseau de 16×16 antennes

Simulation
Prototype du réseau à 16 × 16 éléments
Mesure du coefficient de réflexion et adaptation

Comme le montre la Figure 4.37, le fichier de mesure du réseau est inséré via le composant SNP1. Le tracé permettant de connaître la position des 2 souches au niveau de la ligne d'accès est donné à la Figure 4-40. Le tracé montrant la ligne d'accès avec les différentes positions des 4 souches, en commençant par le point B, est illustré à la Figure 4-44.

Des stubs aux dimensions données à la figure 4.44 sont découpés puis collés sur la ligne d'entrée du réseau. On remarque d'abord une augmentation significative de la directivité du réseau avec un angle d'ouverture à -3 dB qui ne dépasse pas 4˚ dans toute la bande d'intérêt représentée sur la figure 4.47 à différentes fréquences.

Figure 4.34 – Coefficient de réflexion simulé du réseau 16 × 16.

Conclusion

Le fichier d'étalonnage pour la mesure de gain est limité aux fréquences inférieures à 11 GHz. La mesure de gain n'était donc pas possible sur la bande au-dessus de 11 GHz. Il doit se rapprocher du niveau de directivité qui est d'environ 30 dBi.

Les études futures devraient viser à améliorer son adaptation et à concevoir des déphaseurs à faible coût et à les insérer dans l'arbre d'excitation de ce réseau pour contrôler l'orientation de son faisceau.

Conclusion et perspectives

Une directivité allant jusqu'à 29 dBi et un gain supérieur à 20 dBi ont été mesurés avant l'adaptation complète de l'antenne. En améliorant l'alignement, comme présenté à la fin du chapitre 4 sur la moitié supérieure de la bande GHz d'intérêt], le gain de l'antenne devrait raisonnablement augmenter, conduisant à une amélioration de la sensibilité du récepteur. Le réseau proposé ne permet la réception que d'une seule polarisation du fait du caractère monopolarisation de l'antenne élémentaire.

Dans le but de permettre au récepteur de commuter le faisceau de l'antenne d'un satellite à l'autre, nous avons également entamé l'étude de déphaseurs efficaces et bon marché pour les intégrer dans le réseau d'excitation de l'antenne. Il faut également insérer le circuit d'amplification HF et de transposition de fréquence (LNB : Low Noise Block) sur la sortie de l'antenne, ce qui est nécessaire pour ce type d'antenne.

Figure 5.1 – Antenne réseau à double polarisation.

ANNEXES

ANNEXE A : Outils de simulation

Méthodes de calcul temporelles
Méthodes fréquentielles
Conclusions

C'est un algorithme numérique simple qui est indépendant de la géométrie de la structure et peut facilement résoudre des problèmes non linéaires et/ou non stationnaires. L'intégration finie correspond à la généralisation de la méthode des différences finies dans le domaine temporel (dite FDTD, Finite-Difference Time-Domain). La FEM (pour : Finite Element Method) est utilisée dans divers domaines de la physique pour résoudre des équations aux dérivées partielles.

En général, les problèmes de physique peuvent être résolus soit dans le domaine fréquentiel, soit dans le domaine temporel. Puis, lors du passage à la technique d'alimentation en réseau, nous avons exploité la simplicité de la méthode des moments accessible avec le logiciel ADS Momentum.

ANNEXE B : Antenne avec parasites sui- vant les Plans E et Hvant les Plans E et H

Prototype

Étant donné que nous sommes en avance sur une application ciblant la structure élémentaire d'une antenne large bande, nous avons utilisé le logiciel de synchronisation CST Microwave Studio au début et pendant la phase de conception de la géométrie de l'antenne. Après avoir ajouté ces parasites, il est important de voir leur effet sur le réglage de l'antenne. Dans Antennas and Propagation (EuCAP), 2010 Actes de la quatrième conférence européenne sur, pages 1–4, avril 2010.

Design and optimization of a low-cost multiband microstrip antenna for k-band, ku-band and x-band applications. Lobes de réseau et lobes secondaires http://www.olympus-ims.com/fr/ndt-tutorials/transducers/lobes/.

Figure 6.1 – Antenne avec quatre parasites.

Thèse de Doctorat

Amal HARRABI