DLF DC hurok lebegés, új modulációs módszer PV inverterekhez da Az inverter "a" fázisában a munkaciklus. Áramtrapéz szabályozás esetén a transzformátor szekunder árama.. ia Az inverter árama az "a" fázisban. ib Inverter áram a "b" fázisban. ib0 3SC vezérlésnél a kapcsolási periódusban mért áram "b".
Hatásfoknövelő irányítási algoritmus háromfázisú hálózatra kapcsolt
Szimulációs és mérési eredmények
-57) ahol t2sz12h a 3L IGBT fázis c bekapcsolási időtartama a következő kapcsolási periódusra, tdiodasz12h az ellenpárhuzamos 2H IGBT dióda áramvezetési ideje az Szg1 és Szg2 vezetési állapotok határán. -58), ahol ibsz12AV a b fázisáram középértéke az Szg1 és Szg2 vezetési állapotok határán. gb dc gb dc gb gc.
Gyakorlati alkalmazás
Ezt a mátrixot a szakaszos vezetésre is használjuk, mert ha valóban szakaszos vezetés van, az csak kis hibát ad a kitöltési tényezőkben, de ha folyamatos a vezetés, akkor a mátrix helyes lesz.
Mérési eredmények
Minderről a dolgozat bevezetőjében már utaltam, a hagyományos szabályozásnál (lásd 1-18. ábra) az áram a nulla átmenetnél kis középértékkel váltakozik a pozitív és negatív értékek között, növelve a kapcsolási frekvenciát. veszteség és a fojtók elvesztése. A hálózatba visszavezetett teljesítmény csökkentése megnöveli az áramingadozás relatív értékét, ami 3SC áramszabályozás esetén a szakaszos áramvezetési tartomány kiszélesítését vonja maga után (lásd 1-24. ábra). 1-25 ábra Vonaloldali fojtóáram spektruma 3SC vezérlés és IhRMS=110A (vízszintes eltérítés 1kHz/osztás) esetén. c.) Működési pont: UMPP=524V (a DC feszültség a napelem maximális teljesítménypontján) és IhRMS=55A (a hálózatba betáplált fázisáram effektív értéke).
Mielőtt a közös módú kompenzációról beszélnénk, tekintsük át a főáramkör tesztelt bekötését a kiegészítő szűrőáramkörökkel együtt (lásd 1-34. ábra). A 3SC alapszabályozás nem tud megbirkózni a közös áram okozta differenciális áramtorzítással, ezért kiegészítő kompenzációt kell alkalmazni, amit CMCC-nek (Common Mode Current Compensation) neveztem el. Szerencsére a kompenzáció kiegészítése nem igényel drasztikus változtatásokat a 3SC vezérlésen, csak a kompenzációs áram alapértékét kell meghatároznunk.
Szimulációs eredmények
A következő lépésben a CMCC hatékonyságát vizsgáljuk, ha változatlan áramreferencia mellett növeljük a közös módusú áram nagyságát. Közös módú szűrő adatok: Ck=22uF, Lk=5mH, a csúcsáram-referencia 6A, a CMCC ki van kapcsolva, a közös módusú áram csúcsértéke 1,6A. A közös módusú áram növelésével a várakozásoknak megfelelően kompenzáció nélkül a hálózati áram jelentősen torzult.
Az (1-79) és (1-80) számítások eredményeiből látható, hogy a CMCC kompenzáció ezen az üzemi ponton hatékonyan működött és a hálózatba bevezetett áram torzulása csökkent. a szimulációban. Közös módú szűrő adatai: Ck=3,3uF, Lk=5mH, a csúcsáram-referencia 2,5A, a CMCC ki van kapcsolva, a közös módú áram maximális értéke 0,6A. Közös módú szűrő adatai: Ck=22uF, Lk=5mH, csúcsáram-referencia 2,5A, CMCC ki van kapcsolva, közös módú áramcsúcsérték 1,6A.
Alapharmonikus meddőkompenzálás
-89). ahol ia1 az 1.) vezetési állapot végének aktuális értéke, ia2 a 2.) vezetési állapot végének aktuális értéke, míg ia3 a kapcsolási periódus végén érvényes áramérték. Miután az (1-88) kifejezést behelyettesítettük az (1-91) relációba, a következő kifejezést kapjuk az átlagos áramértékre: aAV a ga ga dc gb gc. -92) Következő lépésként meghatározzuk az a (iamin) fázisáram minimális értékét, amely egyben az a (ia2) fázisáram is az áramvezetési diagram 2.) és 3.) határán.)
A minimális fázisáram, mint átlagos érték, a hálózati feszültség, az egyenfeszültség, valamint az átalakító és a hálózat közé kapcsolt induktivitás függvénye. Ha az adott fázis áram referencia jele kisebb, mint az átlagos áramérték és az adott fázis minimális áramértéke közötti különbség, akkor az adott fázisban lévő áram bipolárissá válik, ami, mint korábban tárgyaltuk, kizárja a 3SC vezérlés alkalmazhatóságát. Ha a fázisáram alapjel, amely az effektív és meddő áram alapjeltől függ, kisebb, mint az (1-94) kifejezésben meghatározott határáram, akkor át kell váltani a Flat-top-3SC-ről egy másikban. (például 3SC-szimmetrikus moduláció).
Szimulációs eredmények
A szabályozási struktúra megegyezik a 3SC-nél bemutatott szerkezettel (lásd 1-16. ábra), csak az alapjeleket kell módosítani a meddőáram alapjellel.
Harmonikus kompenzálás
- Szimulációs eredmények
- Mérési eredmények
- Hatásfoknövekedés miatti megtakarítás becslése
- Gyakorlati alkalmazás
Az (1-95) és (1-96) számítási eredményekből látható, hogy az RPHC kompenzáció ezen a működési ponton hatékonyan működött és a hálózatba injektált áram torzulása csökkent, az 5. és 7. harmonikus alig észlelhető. hálózati áramlásban. Az (1-97) és (1-98) számítások eredményeiből látható, hogy az RPHC kompenzáció ezen a működési ponton hatékonyan működött és a hálózatba injektált áram torzítása csökkent, az 5. és 7. harmonikus alig. észlelhető a hálózati áramlásban. Az első mérés részeként 3SC-RPHC szabályozó segítségével meddőáramot hoztam létre az alapharmonikus meddőáram kompenzálhatóságának ellenőrzésére.
Az inverteren végzett mérés megerősítette a szimulációs eredményeket, azaz a 3SC-RPHC vezérléssel lehetőségünk van az alapharmonikus meddőáram hálózatba injektálására. A mérési eredmények megerősítették az elméleti megfontolásokból levezetett összefüggéseket, valamint a szimulációs eredményeket, és a 3SC-RPHC vezérlés képes kompenzálni a hálózati feszültség által indukált harmonikus áramokat. A 3SC, 3SC-CMCC és 3SC-RPHC vezérlések már ipari felhasználási fázisban vannak, számos, hálózatra kapcsolt PV inverterben implementálták 10kW-250kW teljesítménytartományban.
Hatásfoknövelő irányítási algoritmus háromfázisú hálózatra kapcsolt
A Flat-top moduláció
A megszakító feszültségét az egyenáramköri feszültség határozza meg, ezért célszerű azt minél alacsonyabban tartani. A kapcsolási veszteség csökkentése érdekében lapos felső moduláció esetén kerüljük a félvezetők átkapcsolását, ha az adott fázisban nagy az áramerősség, mégpedig a lehető leghosszabb ideig. Hálózatra kapcsolt fotovoltaikus konvertereknél előírás, hogy a teljesítménytényező megközelítőleg egyenlő legyen egységgel, azaz a hálózati feszültség és az áram közötti fázisszög megközelítőleg nulla legyen, amiből az következik, hogy a hálózati feszültség kannát használják a hálózati áram helyett lapos modulációhoz.
Így lapos tetejű moduláció esetén abban a fázisban, ahol a hálózati feszültség abszolút értéke maximális (kb. 60˚), a félvezetők nem kapcsolódnak a kapcsolási veszteségek megtakarítása érdekében. Flat-top modulációval a kapcsolási veszteségek közel felére csökkenthetők a szimmetrikus modulációhoz képest, azonos kapcsolási frekvenciát feltételezve, és feltételezve, hogy a kapcsolási veszteség nagyjából arányos a kapcsolt árammal. A modulációt csak akkor alkalmazzák, ha az egyenáramköri feszültség csúcsértéke és a hálózati feszültség között kicsi a különbség, ami a hálózati fotovoltaikus inverterekre is vonatkozik.
A DLF irányítás alapjai
A kapcsolási veszteségek becslése után nézzük meg, milyen lehetőségeink vannak a belső egyenáramköri feszültség változtatására, és milyen előnyei és hátrányai vannak. Alapvetően kétféleképpen tudjuk befolyásolni az egyenáramú hurok feszültségét: lebegtetéssel az inverterrel vagy lebegtetéssel a feszültségnövelő DC/DC átalakítóval (Booster). a.). DLF moduláció esetén a CB-ben tárolt energia is megváltozik a belső egyenáramköri feszültség változása miatt, amit főként a CPV-ben tárolt energia fedez.
Abban az esetben, ha a feszültség amplitúdóját (U1) állandónak vesszük (a gyakorlatban ez minden további nélkül megtehető egy hálózati periódusra hivatkozva), akkor a következő összefüggést kapjuk a DC-köri feszültségre: Következő lépésként definiáljuk az A szabályozási tartományhoz vesszük az egyenáramkör feszültségreferenciáját és az inverterben használt kitöltési tényezőket. Ebben a tartományban a (2-11) egyenlethez hasonlóan a következő összefüggéssel határozhatjuk meg az egyenáramköri feszültség referenciajelét. . 2-30) A következő lépés az inverter egyes fázisainak kitöltési tényezőinek meghatározása.
Szimulációs eredmények
Iga, igb, igc a hálózatba injektált áramok, Igref az áramcsúcs alapjel, amely ebben az esetben 21A, d1, d2 és d3 az a, b, c fázisú felső IGBT híd kitöltési tényezői, Udcref a DC áramkör feszültsége, míg a rhoref az inverter kimeneti feszültségének Park vektorának szöge. A 2-9. ábrán a kitöltési tényezők megegyeznek a DLF moduláció alapjainak elméleti részében kidolgozottakkal, és a 20°-os lebegtetésnek köszönhetően az IGBT-k nem kapcsolódnak a fő áramidőszak 2x100°-os tartományában. a kapcsolati veszteségek tárgyalásánál definiált Flat-top modulációval további 27%-os kapcsolatvesztés-csökkenést, azaz hatékonyságnövekedést tudtunk elérni. Ha ez a változás megengedett a közbenső egyenáramkörben, és a Booster feszültségszabályozója elég gyors ahhoz, hogy a 2-10. ábrán látható feszültség-alapjelre szabályozza, akkor ebben az esetben határozza meg a relatív kapcsolási veszteséget.
A tézisben bemutatott megoldás a Booster szabályozás kidolgozása után nemcsak a fotovoltaikus átalakítók esetében nyerhet ipari alkalmazást, hanem minden olyan átalakító esetében, amely a 2-1. ábrán látható főáramköri elrendezést tartalmazza.
Hatásfoknövelő irányítási algoritmus kétirányú galvanikusan leválasztott
Áram-trapézosító irányítás
- Mérési eredmények – áramtrapézosító irányítás
A hatékonyság növelése érdekében a rezonanciavezérlés az áram-trapéz vezérlésen alapul, ezért először tekintsük át az áram-trapéz vezérléshez és az áram-trapéz működéshez használt főáramkör elrendezését. A trapéz- és rezonáns áramszabályozás a hatékonyság növelése érdekében természetesen más áttételi transzformátorokkal is működik, az egyszerűség kedvéért a vizsgálatokat 1:1 arányú transzformátorral végezzük. A következőkben csak azokat az eseteket vesszük figyelembe, amikor a teljesítmény az 1. oldalról a 2. oldalra áramlik.
A t1 időpillanat előtt a 11, 14 jelzésű IGBT-k bekapcsolnak, aminek következtében az áram pozitív irányban nő, amíg az ehhez a ponthoz vezető 11, 14 IGBT-k t2 időpontban kikapcsolnak. Az i1 áram alakját a trapézidő befolyásolhatja, ha a 3-4. ábrán látható szimulációhoz képest rövidebb trapézidőt alkalmazunk, akkor az áramerősség kisebb értékre emelkedik és az i1 áram továbbra is háromszög alakú lesz, különben túlkompenzáljuk az i1 áramot, és az áram csúcspontja nem a t2 időpontban jelenik meg, hanem a t1 időpontban, ellentétben a hagyományos szabályozással. Az áramtrapéz szabályozással, amint azt a szimuláció is megerősítette, az áramot egy elméletileg meghatározott trapéz alakúra lehetett szabályozni, ezzel csökkentve a transzformátor effektív áramát és a félvezetők maximális áramát.
ZVS rezonáns áram-trapézosító irányítás
A t1 pillanatig az 1. oldalon lévő 11-es és 14-es IGBT-k vezetik, és az áram trapézszabályozása miatt (Udc1=Udc2) az i1 transzformátort. Mielőtt a transzformátor i1 árama a t3 időpontban gyakorlatilag kapcsolási veszteség nélkül elérné a nullát (az anti-párhuzamos diódák vezetnek), a 21-es és 24-es IGBT-ket az áram trapézszabályozása miatt a t4 időpontig bekapcsolják a trapéz hullámforma elérése érdekében. A 21-es és 24-es IGBT-k meghajtásával, az áram-trapézvezérlésnél tárgyaltak alapján, a transzformátor i1-es árama meredeken csökken a kívánt trapézáram értékre.
A t4 időpontban, amint a transzformátor i1 árama eléri a t2 időpontban mért abszolút értéket, a 2. oldalon a 21. és 24. IGBT, amelyek áramtrapézolás miatt lettek vezérelve, kikapcsolnak. Ezzel ennek az első félperiódusnak az eseményei az 1. oldalon zajlottak, a félidő hátralévő részét a 12-es és 13-as IGBT vezeti, míg a 2. oldalon a 22-es és 23-as IGBT-k anti-párhuzamos dióda áramát vezetik. A t8 időpontban a transzformátor i1 árama eléri a nullát, ekkor a 22. és 23. IGBT újra bekapcsol, hogy a 2. oldalon lévő áramot gyakorlatilag kapcsolási veszteségek nélkül (az anti-párhuzamos diódáik vezetik), így trapéz alakú áramot alakítsanak ki.
Szimulációs eredmények
A szimulációval a névleges terhelési áram fele esetén is ellenőrizni lehetett a működés helyességét, az i1 transzformátor árama trapéz alakú lett, a snubber kondenzátorok feszültsége Udc1 és Udc2 feszültségre nő, ami veszteségmentességet tesz lehetővé. A gyújtás és az oszcillációs idő a snubber kondenzátoroktól az egyenáramú áramkör feszültségére (9,9 µs) szintén nagyobb, mint az általunk beállított 3,5 µs minimális átviteli idő, így a kikapcsolási veszteség is kicsi. Üzemi körülményeinkben előírtuk, hogy névleges áram esetén a feszültség felfutási ideje a snubber kondenzátoroktól az Udc1 és Udc2 feszültségig kisebb legyen, mint az IGBT-nél meghatározott minimális túltöltési idő. A névleges áram fele alatti terheléseknél állandó kapcsolási frekvencia alkalmazása esetén a snubber kapacitások miatt mind a transzformátoráramban, mind a kimeneti feszültségben az ellenkező hatást érjük el, mint amit szerettünk volna, vagyis a konverter boost módban fog működni.
A szimuláció célja, hogy igazoljuk azt a feltételezésünket, hogy az inverter működése a névleges terhelőáram fele alatt is tartható a kapcsolási frekvencia növelésével, mégpedig úgy, hogy a ZVS karaktere megmarad, azaz. szinte veszteség nélkül cserélték ki. A kis terhelőáram miatt a kapcsolási frekvenciát a névleges áram fele felett használt 10 kHz-ről 27700 Hz-re kellett növelni. A transzformátoráram trapéz jellegének biztosítását a névleges érték fele feletti terhelési tartományban az egyszerű áram-trapéz szabályozáshoz hasonlóan szabályozók végzik.
Gyakorlati alkalmazás
3] Mastromauro, R.A.; Liserre, M.; Dell'Aquila, A.; Single-phase grid-connected photovoltaic systems with power quality conditioning functionality; Power Electronics and Applications, European Conference 2007, 2-5 September 10] Jinrong Qian; Batarseh, I.; Siri, K.; Ehsani, M.; A new zero voltage switching (ZVS) boost converter by using a nonlinear magnetizing inductor in the transformer; Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1995. 13] Dehong Xu; Bo Feng; New ZVS three-phase PFC converters and zero-voltage shifting space vector modulation (ZVS-SVM) control; Power Electronics Systems and Applications, 2004.
15] Weidong fan; Stojcic, G.; Simple zero-voltage switching full-bridge DC bus converters; Applied Power Electronics conference and exhibition, 2005. 40] Kelly, A.; Rinne, K.; High-resolution DPWM in a DC-DC converter application using digital Sigma-Delta techniques; Conference of Power Electronics Specialists, 2005. 55] Hanju Cha; Soonho Choi; Enjeti, P.; An advanced PWM strategy to improve the efficiency and voltage transfer ratio of three-phase isolated boost dc/dc converter; Applied Power Electronics conference and exhibition, 2008.
