A VALIAÇÃO EXPERIMENTAL DO AMORTECIMENTO DISCRETO

Para confirmar os resultados obtidos no capítulo anterior um conversor regenerativo comercial foi conectado à rede de energia através de um filtro LCL. A Figura 38 mostra de forma simplificada a montagem utilizada, na qual o conversor alimenta um motor de indução acoplado a outro, conectado à rede de energia por meio de uma chave de partida estrela- triângulo. Este arranjo foi utilizado para simular a operação de uma carga capaz de reverter o fluxo de potência. Uma diferença entre este equipamento e o conversor simulado na seção anterior é a estratégia de controle, na qual o sincronismo entre a corrente comandada e a tensão na rede é garantido ao se utilizar a forma de onda de tensão medida para gerar a corrente de referência senoidal.

A principal consequência desta topologia de controlador é que componentes harmônicas de baixa frequência naturalmente presentes na tensão da rede serão reproduzidas pelo retificador PWM, aumentando a distorção da corrente Ii em uma região do espectro na

qual a atenuação proporcionada pelo filtro não é elevada. Os dados do retificador PWM e o projeto do filtro, feito de acordo com os critérios desenvolvidos por LISERRE (2005), são apresentados na Tabela 6.

Tabela 6. Dados do conversor regenerativo e do filtro LCL projetado.

Parâmetro Valor Retificador PWM Tensão nominal - Vn 220 V Potência nominal - Pn 10 kW Frequência nominal - fn 60 Hz Frequências de chaveamento - fsw 2,5 kHz / 5 kHz Tensão do barramento CC - Vdc 350 V Filtro

Indutor conectado ao conversor - Li 340 µH

Indutor conectado à rede - Ls 940 µH

Capacitor do filtro - Cf 30 µF

Resistor de amortecimento - Rd 2,2 Ω

Frequência de ressonância - fo 1,84 kHz

Frequência de ressonância amortecida - fd 1,70 kHz

Constante de tempo do filtro – τ 227 µs

Amortecimento passivo puro – ζ 0,38

Visto que os indutores utilizados não foram projetados especificamente para aplicações em alta frequência e o resistor utilizado apresentar característica indutiva, decidiu- se avaliar experimentalmente os valores dos parâmetros do filtro. Além disso, estimaram-se as perdas adicionais devidas aos enrolamentos e outras características não ideais dos componentes. Todos os elementos da montagem apresentavam capacidade largamente superior aos níveis de potência desenvolvidos durante os testes, sendo desprezível qualquer efeito de aquecimento do sistema. O diagrama da Figura 39 mostra o esquema de ligações utilizado no levantamento da resposta em frequência dos componentes do filtro LCL, no qual Vh é uma fonte de tensão de frequência variável aplicada no ponto de conexão com a rede.

Figura 39. Diagrama esquemático da montagem para a medição da resposta em frequência do filtro.

Os terminais de conexão ao retificador estão em curto circuito e o resistor RL, de

resistência nominal igual a 23 Ω, foi introduzido para limitar a corrente Is em baixas

frequências, para as quais a impedância total do circuito é muito baixa. Mantendo-se a amplitude de Vh constante e variando-se a frequência entre 60 e 10.000 Hz, mediram-se as

correntes e calculou-se a função de transferência Is/Vs, tendo sido desconsiderada a queda de

tensão em RL.

Figura 40. Resposta em frequência do filtro implementado na montagem experimental e curva de ajuste.

A curva de magnitude obtida para cada fase do filtro é mostrada na Figura 40, juntamente com a resposta do filtro equivalente, calculada pelo ajuste dos parâmetros obtidos via regressão dos dados de medição. Estes parâmetros estão listados na Tabela 7. Todas as perdas do circuito ficaram concentradas no único elemento resistivo, Rd, cujo valor é cerca de

13% maior que o nominal e o indutor conectado à rede apresentou uma variação percentual de 15% em relação à sua indutância de placa.

Tabela 7. Valores medidos dos parâmetros do filtro LCL utilizado na avaliação experimental.

Parâmetro Valor

Indutor conectado ao conversor - Li 320 µH

Indutor conectado à rede - Ls 800 µH

Capacitor do filtro - Cf 30 µF

Resistor de amortecimento - Rd 2,5 Ω

Frequência de ressonância - fo 1,92 kHz

Frequência de ressonância amortecida - fd 1,71 kHz

Constante de tempo do filtro – τ 183 µs

Amortecimento passivo puro – ζ 0,45

O principal inconveniente deste resultado foi o valor elevado de resistência de amortecimento, de cerca de 0,5 pu. Durante os testes não foi possível variar a parcela de amortecimento passivo, devido à indisponibilidade de resistores de baixo valor ôhmico com a capacidade de potência necessária.

Para fins de comparação, as formas de onda e os espectros de frequência da tensão e corrente foram medidos durante a operação do conversor regenerativo conectado à rede através de seu filtro original, composto por uma indutância de 940 µH, sendo o valor da corrente na rede 50% do nominal. A distorção natural presente na rede de energia também foi medida, apresentando essencialmente energia no primeiro e no quinto harmônico (cerca de 0,039 pu). A Figura 41 mostra tensão Vs e seu espectro de frequências. A distorção harmônica

calculada é de 6%, sendo o principal componente harmônica presente o 5º harmônico, com 0,039 pu de amplitude.

Figura 41. Forma de onda e FFT da tensão da rede - Filtro L.

As figuras 42 e 43 mostram a tensão de saída do retificador, Vi, e a corrente na rede, Is,

respectivamente. A THD da corrente é de cerca de 12%, superando o limite de 5% estabelecido pela IEEE 519.

Figura 43. Forma de onda e FFT da corrente na rede - Filtro L.

Figura 44. Espectro da corrente na rede em torno da frequência de chaveamento – Filtro L (1 pu = 26,4 A).

Além disso, como mostra a Figura 44, as amplitudes individuais das componentes de alta frequência, de cerca de 0,8 A, superam o limite de 3%. Desta forma, caso se tenha por objetivo a observância destas recomendações técnicas, um filtro de terceira ordem deve ser utilizado.

As mesmas medições foram realizadas após a substituição do filtro L pelo filtro LCL cujos parâmetros estão descritos na Tabela 7. Contudo, foi possível apenas verificar sua capacidade de atenuação das componentes harmônicas de corrente, como indicado pelas formas de onda da Figura 45 e seus respectivos espectros em frequência mostrados na Figura 46. Notou-se que, apesar de as componentes harmônicas em torno da frequência de chaveamento presentes na corrente Ii aparecerem na corrente Is com amplitudes 13 vezes

menores, os requisitos da recomendação IEEE 519 não foram atingidos, pois estas amplitudes superam o limite de 0,3%, ou 0,8 A.

Figura 46. Espectro de frequências das correntes medidas no filtro (1pu = 26,4 A).

Figura 47. Espectro em frequência da corrente Ii em torno do 5º harmônico para diversos valores de Kp (1 pu = 26,4 A).

A indisponibilidade de outros valores de indutância e capacitância para o projeto e montagem do filtro foi o principal fator que levou a esta não conformidade com os requisitos de qualidade de energia. Além disso, como mencionado anteriormente, a estratégia de controle empregada pelo conversor implica na transposição da componente de 5º harmônico da tensão da rede para a corrente Ii, resultando em outra não conformidade com o padrão

IEEE, uma vez que a amplitude deste harmônico na corrente supera o limite de 4%. A Figura 47 mostra o aumento da amplitude do 5º harmônico em função do aumento do ganho do controlador.

Em nenhuma das grandezas medidas observou-se a presença de componentes harmônicas de amplitude considerável em torno da frequência de ressonância do filtro, cerca de 1900 Hz. Isto se deve ao alto nível de amortecimento introduzido pelo resistor de 2,5 Ω. Apenas com o aumento do ganho Kp, e consequentemente da faixa de passagem,observou-se

a elevação da amplitude de harmônicos na faixa entre 2000 Hz e 3000 Hz, conforme mostra a Figura 48. Ressalta-se que, a outra frequência de operação, 2,5 kHz, coincide com esta região e testes feitos com nestas condições resultaram em correntes com muita distorção de baixa frequência e sem alterações em relação ao teste anterior na região da frequência de ressonância calculada e, portanto, não foram incluídos.

Para que a frequência de ressonância fosse excitada, seria necessário que a amplitude da tensão Vi em torno de fd fosse elevada, o que não ocorre devido à modulação PWM, que

concentra a energia de chaveamento em torno de fsw, conforme visto na Figura 42. Como não

foi possível obter um resistor adequado de valor ôhmico mais baixo, a alternativa seria excitar a ressonância através da tensão da rede. Entretanto, como frequências acima do 7º harmônico não são usualmente presentes na tensão da rede, seria necessário utilizar uma fonte trifásica de tensão com geração de harmônicos ou introduzir no PCC uma carga não linear de potência relativamente elevada capaz de drenar correntes harmônicas e causar distorções na tensão Vs.

Figura 48. Espectro em frequência da corrente Ii em torno de fo para diversos valores de Kp (1

pu = 26,4 A).

Embora cargas não lineares sejam comuns, não foi possível providenciar uma que excitasse a frequência de ressonância do filtro empregado na montagem.

Por fim, não se puderam avaliar os efeitos da variação do intervalo de amostragem sobre o comportamento do filtro uma vez que, apesar de o retificador PWM operar em duas frequências de chaveamento, 2,5 kHz e 5 kHz, nos dois casos a mesma taxa de amostragem é utilizada, 5 kHz. O fabricante do conversor regenerativo foi contatado numa tentativa de se obter acesso ao código fonte do software do controlador, mas sem resultado.

Estas dificuldades não puderam ser superadas a tempo de se realizarem os testes necessários para a comprovação dos fenômenos descritos nesta dissertação, mas espera-se que futuramente os recursos necessários sejam disponibilizados para a apuração experimental dos resultados de simulação apresentados neste capítulo.