De acordo com o exposto no capítulo anterior, saltos de fase e variações na frequência da componente fundamental resultam em erros na detecção de magnitude e fase da componente harmônica desejada pelos operadores GDSC. Isso se dá pela estimativa imprecisa e arredon-
Figura 23 – (a) Saída do DCHPI, (b) resposta do comparador com histerese e (c) resposta do VS-GDSC e do GDSC. 0 50 100 150 ε1 ε2 (2) (1) −0 25, 0 0,25 0,5 0 75, 1 1,25 72 100 Ciclos VS−GDSC GDSC ST Aαβ Sw 1 ST αβ (+1) (a) (b) (c)
Fonte: Produzido pelo autor.
damentos do número de amostras por ciclo da componente FFPS (N), o qual é utilizado pelas operações GDSC para atualizar seus parâmetros kd. Esse efeito é comum a qualquer operador
GDSC, inclusive os F1 e ¯A do DCHPI. Portanto, é provável que, durante um salto de fase ou variação na frequência, o DCHPI identifique equivocadamente a presença das componentes pares e/ou inter-harmônicas (falso positivo).
Um falso positivo no DCHPI apenas irá fazer com que o VS-GDSC chaveie para o caminho de dados que contém os mesmos operadores do filtro GDSC original. Ou seja, apenas não teremos o ganho de desempenho que o sistema chaveado poderia oferecer.
Visando reduzir tal efeito, aplicamos inicialmente um esquema adaptativo na frequência, o A-GDSC-PLL (NEVES et al., 2012). Contudo, em caso de saltos de fase severos, o A-GDSC-PLL original apresentou um tempo de convergência de alguns ciclos para a estimação de N e, durante esse tempo, é provável que o DCHPI retorne falso positivo. Visando atenuar
esse problema, propomos um novo esquema para estimar N, o qual é descrito em detalhes no próximo capítulo.
3.6 RESUMO DO CAPÍTULO
Apesar do novo esquema adicionar esforço computacional relacionado à inclusão de duas operações GDSC e um comparador, a estrutura variável proposta, VS-GDSC, sempre apresentará desempenho similar ou superior que o apresentado pelo GDSC em termos de tempo de resposta.
Por outro lado, em regime permanente, o VS-GDSC geralmente apresentará um sinal com distorção harmônica igual ou maior em relação ao entregue pelo GDSC. Observamos que a componente harmônica de segunda ordem e inter-harmônicas próximas a esta ordem podem, inclusive, ser amplificadas. Contudo, se os valores de ε1eε2 forem adequadamente ajustados
para a aplicação desejada, a distorção presente na saída será menor à máxima tolerada para tal aplicação. Mais testes são realizados e seus resultados são apresentados no capítulo 5.
4 APERFEIÇOAMENTO DA ADAPTABILIDADE NA FREQUÊNCIA DAS OPERA- ÇÕES GDSC
Conforme visto no capítulo 2 e repetido por conveniência no capítulo anterior, variações na frequência e/ou saltos de fase da componente fundamental resultam em erros na detecção de magnitude e fase da componente harmônica desejada em filtros GDSC. Os erros de amplitude e de ângulo de fase na saída dos operadores GDSC, resultantes da variação da frequência e/ou saltos de fase, são devidos à estimativa imprecisa e arredondamentos do número de amostras por ciclo da componente FFPS (N), o qual é utilizado pelas operações GDSC para atualizar seus parâmetros kd. Ainda no capítulo 2, vimos quatro técnicas para atenuar esse problema e, dentre estas, o A-GDSC-PLL (NEVES et al., 2012). Lembramos que o “A”, do A-GDSC-PLL, refere-se à adaptabilidade na frequência das operações GDSC.
O A-GDSC-PLL original aplica um GDSC-PLL exclusivamente para estimar o N a ser utilizado em um segundo GDSC-PLL, tal como apresentado no diagrama da figura 24, em que Nnome fnom são, respectivamente, número de amostras por ciclo da componente fundamental e
frequência da rede, ambos valores nominais.
Figura 24 – Diagrama do A-GDSC-PLL original.
GDSC1 SRF-PLL1
Nest= ( fnom/ fest)Nnom LPF
GDSC2 SRF-PLL2 Entrada ~vαβ // // Nnom fest // // Saída ~v(FFPS) ∠~v(FFPS) GDSC-PLL1 GDSC-PLL2 Fonte: (SOUZA, 2012)
Observamos no diagrama do A-GDSC-PLL original que o GDSC-PLL1 estima a
frequência da rede ( fest) e, a partir desse valor, o GDSC2 atualiza seus parâmetros, tornando
este último filtro GDSC adaptativo na frequência. Observe que o A-GDSC-PLL estima N (Nest)
a partir de fest. Note que, caso seja possível estimar N de outra maneira, não é necessário
conhecer fest para que os parâmetros das operações GDSC sejam atualizados.
Observamos ainda que o esquema original adiciona um filtro passa-baixa para estabili- zar fest uma vez que a frequência da rede não costuma variar abruptamente e que a frequência
estimada na saída do SRF-PLL1, durante um período transitório, pode sofrer significativa
Porém, conforme apresentado nas próximas seções, o tempo de resposta do filtro A-GDSC-PLL original pode ser de alguns ciclos, sobretudo em casos de saltos de fase severos. Durante esse período transitório, Nest apresenta valores incoerentes, resultando em erros mais
significativos na detecção de amplitude e ângulo de fase da componente desejada. Tais erros estão dentro da tolerância para diversas aplicações e na mesma ordem de grandeza dos erros apresentados por técnicas concorrentes (NEVES et al., 2012). Porém, erros no DCHPI podem resultar em falsos positivos e, consequentemente, não observaremos o ganho de desempenho do VS-GDSC em relação ao filtro GDSC original. Visando atenuar tal efeito, aperfeiçoamos o método de adaptabilidade na frequência utilizado no A-GDSC-PLL.
Considerando que o valor de interesse é Nest e que o sinal entregue pelo GDSC1
contém predominantemente a componente FFPS, desenvolvemos uma técnica na qual contamos o número de amostras no último ciclo da componente fundamental (Ncont). Adicionalmente,
aperfeiçoamos os filtros passa-baixa para estimar N (Nest) a partir de Ncont. Além de melhores
resultados na adaptabilidade do DCHPI (e do VS-GDSC-PLL), mostraremos que o esquema proposto é estruturalmente mais simples e preciso quando comparado ao A-GDSC-PLL origi- nal.
4.1 NOVA PROPOSTA PARA ADAPTABILIDADE NA FREQUÊNCIA DAS OPERAÇÕES