O circuito de potência é dividido em várias partes ligadas entre si: a placa de drive dos IGBTs, a bobina e placa dos IGBTs principais, a placa do braço auxiliar de proteção e, por fim, os filtros de saída.
O circuito de potência utilizado encontra-se representado na Figura 5.1. Na entrada do circuito de potência deverão ser ligados os painéis solares fotovoltaicos e nas suas três saídas deverão ser ligadas às três fases da rede elétrica.
De seguida são apresentadas as diferentes etapas do desenvolvimento e implementação do protótipo laboratorial, mais especificamente, o funcionamento de todo o hardware constituinte do circuito de potência.
Figura 5.1 – Circuito de potência.
Placa de Drive dos IGBTs
A placa de drive dos IGBTs deverá garantir o isolamento entre o sinal dado pela placa de comando e a gate do respetivo IGBT. Para isto decidiu-se utilizar um acoplador ótico (ou opto-acoplador), ou seja, um dispositivo que transfere o sinal de um circuito para o outro através de luz, utilizando um fotodíodo, para emitir o sinal luminoso, e um fototransístor para receber o sinal.
Quando não se aplica nenhum sinal no fotodíodo, este encontra-se apagado e assim o fototransístor fica ao corte pois não recebe nenhum sinal. O acoplador ótico tem como principais vantagens não possuir partes móveis nem materiais que se desgastam com o uso e garante isolamento entre dois circuitos, garantindo que a falha de um dos circuitos não cause danos no outro.
Tendo em conta as caraterísticas pretendidas, optou-se por utilizar uma placa de
drive desenvolvida pelo GEPE [58][59], representada na Figura 5.2, que já se encontrava
disponível e que cumpre os requisitos pretendidos.
Figura 5.2 – Placa de drive dos IGBTs (desenvolvida no GEPE).
a b c ia LCC S1 S3 S5 S4 S6 S2 ib ic RAUX Rf Cf Lf SBAP D1 D4 D3 D6 D5 D2 DBAP + - CCC
Esta placa permite efetuar o drive de dois IGBTs simultaneamente, sendo por isso utilizada uma placa para cada braço do inversor fonte de corrente e uma placa para fazer o drive do IGBT do braço auxiliar de proteção (neste caso só é usado um acoplador ótico), obtendo um total de quatro placas de drive utilizadas.
A entrada da placa de drive (ficha DB9) recebe os sinais da placa de comando (um sinal para cada IGBT) e recebe a alimentação da placa de drive (+15V e GND), proveniente da fonte de alimentação.
Os acopladores óticos dos circuitos de drive têm de ser alimentados por fontes de tensão CC-CC isoladas. Neste caso, são utilizadas as fontes de tensão isoladas MEV1D1515SC da Murata Power Solutions [60], que têm um isolamento de 3 kV e três saídas: +15 V, GND e -15 V. No caso dos circuitos para os IGBTs inferiores do inversor, como os vários IGBTs inferiores (dos três braços do inversor) têm o emissor ligado ao mesmo ponto, apenas é necessária uma fonte de tensão isolada para todos estes IGBTs. Devido a isto, existem os conectores laterais da placa (cor de laranja) que permitem partilhar a alimentação da mesma fonte isolada de tensão para outros circuitos de drive utilizados para os IGBTs inferiores, reduzindo a quantidade de fontes isoladas necessárias e o respetivo custo.
Os acopladores óticos utilizados na placa de drive dos IGBTs são os ACPL-J313, da Avago Technologies [61]. Estes acopladores óticos têm um isolamento de 1230 V e devem ser alimentados entre 15 e 30 V, possibilitando que possam ser alimentados pelas fontes isoladas de tensão utilizando as saídas +15 V e -15 V. É necessário ter uma resistência antes da entrada do acoplador ótico (fotodíodo) de forma a limitar a corrente de entrada para o valor dado pelo datasheet do acoplador ótico, ou seja, entre 7 e 16 mA. Como a amplitude dos sinais de entrada é de +15 V, existe uma resistência de 1,5 kΩ, limitando assim a corrente de entrada a 10 mA.
Por último, os sinais de PWM e GND de cada circuito de drive (IGBT superior e IGBT inferior) são colocados nos conectores de saída centrais (cor de laranja) da placa de drive.
Inversor Fonte de Corrente
Tal como mostra a Figura 5.1, o inversor implementado é constituído por três braços de dois IGBTs e dois díodos (cada). Os IGBTs escolhidos foram os FGA25N120ANTD, da Fairchild Semiconductor [62] e os díodos escolhidos foram os DSEP 29-12A, da Ixys [63], pois ambos suportam tensões até 1200 V e correntes máximas de 30 A, apresentam tempos de atuação reduzidos e já se encontravam disponíveis no GEPE.
O inversor fonte corrente utiliza uma bobina como elemento armazenador de energia. Assim, de acordo com os resultados de simulação obtidos, a bobina do barramento CC do CSI deveria apresentar uma indutância de valor igual ou superior a 72 mH para garantir um ripple de corrente máximo de 0,4 A e, por isso, utilizou-se uma bobina existente no GEPE de 146 mH. Esta tem vários taps que possibilitaram utilizar apenas metade da indutância total (próximo do valor simulado), ou seja, 73 mH (Figura 5.3).
Figura 5.3 – Bobina do barramento CC.
Tendo em conta os requisitos do inversor, utilizou-se uma placa de um inversor fonte de corrente trifásico que já se encontrava disponível no GEPE (Figura 5.4). Esta placa tinha sido utilizada noutro projeto do GEPE, mas onde o inversor fonte de corrente era utilizado para um filtro ativo [59]. Apesar de a aplicação ser diferente, o inversor é exatamente igual ao que se pretende nesta dissertação e a placa apenas necessitou de pequenos ajustes para ser utilizada.
Figura 5.4 – Placa do inversor fonte de corrente (desenvolvida no GEPE).
Esta placa possui um conector por cada braço do inversor (no centro da placa) para as respetivas três saídas e dois conectores (do lado esquerdo) para ligar o barramento CC, onde a bobina deverá ser ligada em série. Os ligadores cor de laranja são utilizados para ligar os sinais de PWM e GND provenientes das placas de drive ao respetivo IGBT, e correspondem respetivamente, da direita para a esquerda, a S2, S5, S6, S3, S4 e S1. A
primeira parte da placa (à esquerda) que inclui o ligador verde e o ligador cor de laranja não é utilizada pois corresponde ao braço auxiliar de proteção, ligado em paralelo com o inversor fonte de corrente. Isto deve-se ao facto de o braço auxiliar de proteção não poder estar em paralelo com o inversor no âmbito desta dissertação e, por isso, foi necessário desenvolver uma placa complementar para cumprir essa finalidade.
A placa do inversor tem a particularidade ter sido trocada a ordem dos díodos em
série com os IGBTs de baixo do inversor (S4, S6 e S2), para que os emissores dos IGBTs
fiquem ligados ao mesmo potencial e assim os circuitos de drive dos mesmos podem partilhar a alimentação dos acopladores óticos, como foi descrito anteriormente.
Para garantir o correto funcionamento dos IGBTs do inversor a placa do inversor (Figura 5.4) inclui um circuito composto por uma resistência de gate e por um circuito de proteção de gate em cada IGBT (Figura 5.5).
Figura 5.5 – Circuito de proteção de gate dos IGBTs.
Neste circuito foi utilizada uma resistência de gate, responsável por limitar a corrente na gate do IGBT e ao mesmo tempo proteger o circuito de drive que está para trás. Esta resistência foi definida em 10 Ω, de acordo o datasheet do IGBT FGA25N120ANTD, da Fairchild Semiconductor [62], no entanto na prática foram utilizadas duas resistências de 22 Ω de forma a dividir a potência dissipada pelas duas resistências, obtendo uma resistência de gate total de 11 Ω.
O circuito de proteção de gate é constituído por uma resistência (RP) e dois díodos
zener em série (DZ1 e DZ2). A resistência RP (10kΩ) impede que o IGBT entre em condução sozinho devido a tensões parasitas (tensões sem energia), auxilia o IGBT nas comutações, tornando-as mais rápidas, e serve para descarregar a tensão existente entre a
gate e o emissor do IGBT quando o circuito é desligado. Os díodos zener servem para
proteger o IGBT de picos de tensão superiores a 16 V entre a gate e o emissor, uma vez que, de acordo com o datasheet do IGBT [62], a tensão entre a gate e o emissor não deverá ultrapassar os 20 V. RG RP DZ1 DZ1 PWM GND G E C IGBT
Além do circuito de proteção de gate, utilizou-se também um varístor ou TVSS (Transient Voltage Surge Suppressors), ligado entre o coletor e o emissor de cada IGBT, com a finalidade de proteger os IGBTs de picos transitórios de tensão que possam ultrapassar o limite de 1200 V suportados pelos IGBTs. Estes dispositivos apresentam uma baixa resistência para uma determinada tensão, criando assim um caminho alternativo para a corrente, de forma a não danificar o IGBT. Para isto, utilizaram-se varístores V660LA50AP da Littelfuse [64] que estão preparados para atuarem com tensões superiores a 850 V (CC), de forma a manter uma margem de segurança suficiente de 350 V para os IGBTS.
As placas do inversor fonte de corrente e dos circuitos de drive dos IGBTs já se encontravam no GEPE devidamente integradas num dissipador da Semikron KL- 285(P3)/300 mm [65], conforme representado na Figura 5.6.
A placa do inversor encontra-se colocada na parte superior do dissipador, com os IGBTs e os díodos devidamente fixos ao dissipador com parafusos, para que a sua temperatura possa ser transmitida adequadamente. Foi também utilizada uma tira de tela isoladora entre o dissipador e semicondutores, de forma a evitar contactos indesejados.
As placas de drive dos IGBTs encontram-se colocadas na parte frontal do dissipador em calhas de plástico para garantir o devido isolamento entre as placas e o dissipador. De notar que a placa de drive à esquerda não está ligada à placa do inversor como está representado na Figura 5.6, pois é ligada a uma placa externa para o braço auxiliar de proteção pelos motivos referidos anteriormente.
Cada uma das restantes placas de drive é utilizada para enviar o sinal de PWM para um braço do inversor (dois IGBTs). Pode-se também observar a partilha da alimentação
das placas de drive dos IGBTs de baixo do inversor (S4, S6 e S2), permitindo que se utilize
apenas uma fonte isolada de tensão para estes três circuitos de drive do inversor.
Placa do Braço Auxiliar de Proteção
Como já foi referido, no hardware desenvolvido no GEPE, a placa do CSI inclui um braço auxiliar de proteção (BAP), mas o mesmo não pode ser utilizado nesta dissertação, uma vez que está projetado para o CSI a funcionar como filtro ativo, onde a bobina se ligava em paralelo com o CSI e consequentemente o BAP encontrava-se ligado em paralelo com o CSI.
No caso desta dissertação, a bobina encontra-se em série com o CSI e por isso foi necessário desenvolver uma placa para o BAP que deve ser ligado em paralelo com a bobina (Figura 5.7).
Figura 5.7 – Circuito simplificado do braço auxiliar de proteção.
Para atuar o IGBT do BAP utilizou-se um circuito semelhante ao utilizado para atuação dos restantes IGBTs (do CSI), ou seja, utilizou-se uma placa de comando, uma placa de drive e o circuito de proteção de gate. As placas de comando e a placa de drive já estavam disponíveis no GEPE, porém o circuito de proteção de gate deve ficar o mais próximo possível do IGBT para garantir que não surjam problemas depois do circuito de proteção como, por exemplo, ruído.
Na placa desenvolvida para o BAP colocou-se um IGBT semelhante aos utilizados no inversor, ou seja o IGBT FGA25N120ANTD, da Fairchild Semiconductor [62], o respetivo circuito de proteção de gate e a resistência de gate. Além disso, colocou-se o díodo DSEP 29-12A da Ixys [63] que garante que não existirá corrente reversa no braço auxiliar. Utilizou-se também um varístor (TVSS) semelhante aos utilizados na placa do inversor para prevenir possíveis picos transitórios de tensão e, por fim, colocaram-se dois
conectores, sendo um deles para ligar a resistência auxiliar (RAUX), para que possam ser
RAUX G C E IGBTBAP LCC
conectadas diferentes resistências dependendo da energia que se pretende dissipar, e o outro para ligar aos terminais da bobina do barramento CC.
Na Figura 5.8 encontra-se representada a placa desenvolvida para o BAP, utilizando o software PADS Layout. A placa foi desenvolvida com um tamanho superior ao necessário, tendo em conta os seus componentes, pois necessitou de ter as dimensões para possibilitar a afixação num lado do dissipador (com 12,5 cm).
Figura 5.8 – Placa do braço auxiliar de proteção e respetivo circuito de proteção de gate.
Filtros de Saída
De acordo com o material disponível no laboratório do GEPE, os componentes passivos utilizados nos filtros de saída selecionados são ligeiramente diferentes dos que foram calculados e simulados.
As bobinas que se encontravam disponíveis são constituídas por dois enrolamentos com núcleo de ferro partilhado, representadas na Figura 5.9. Desta forma, cada um dos
enrolamentos da bobina (L1 e L2) apresenta uma indutância de 1,5 mH, assim como uma
polaridade, de acordo com os ensaios realizados [58][59].
Figura 5.9 – Circuito equivalente da bobina utilizada nos filtros de saída.
Uma vez que os enrolamentos partilham o mesmo núcleo de ferro, existe um efeito
de acoplamento entre os mesmos. Assim, o fluxo magnético que atravessa L1 também
atravesse L2, provocando o dobro do fluxo magnético que atravessa cada enrolamento e,
consequentemente, o dobro da indutância total, ou seja, a indutância total tem o valor de aproximadamente 6 mH, isto é, quatro vezes 1,5 mH. É possível chegar a este valor através das equações (5.1) e (5.2), onde K representa o coeficiente de acoplamento (aproximadamente 1 neste caso) [66].
M = K√L1L2 (5.1)
LT = L1 + L2 + 2M (5.2)
A bobina utilizada encontra-se representada na Figura 5.10, onde é possível observar a polaridade já assinalada de cada enrolamento (nos respetivos ligadores).
Figura 5.10 – Bobina utilizada nos filtros de saída.
Além das bobinas, os filtros passivos necessitam de resistências e condensadores. Foi utilizada uma resistência de damping de 4,7 Ω (50 W) e um condensador de filme de 30 µF para cada braço do filtro passivo (um por fase). Selecionou-se uma resistência de 50 W, uma vez que a corrente de saída definida não deverá ultrapassa os 3 A (potência máxima de 42,3 W).
Estes ajustes nos filtros passivos permitiram reduzir o THD% da corrente de 12%, quando se utilizou os filtros passivos existentes no GEPE (utilizando bobinas de 1,5 mH, condensadores de 30 µF e resistências de 9,4 Ω) para um THD% da corrente próximo a 3%, com os filtros passivos adaptados (utilizando bobinas de 6 mH, condensadores de 30 µF e resistências de 4,7 Ω).