Neste trabalho, foi dimensionado e devidamente simulado um sistema de transmissão de energia em corrente contínua (HVDC). A energia gerada por um parque eólico marinho (“offshore”) é injetada na linha de transmissão DC, usando a conversão AC-DC efetuada por um conversor modular multinível. Em terra é feita conversão DC-AC por outro conversor semelhante e a energia é injetada na rede elétrica.
Os conversores modulares multiníveis trifásicos utilizados neste trabalho são controlados por técnicas de modulação Sigma-Delta com 25 níveis de tensão. O equilíbrio da tensão nos condensadores das células constituintes dos conversores é uma das principais dificuldades de utilização de CMMs. Nesta dissertação, o equilíbrio da tensão nos condensadores foi conseguido por atuação de um sistema de controlo descentralizado inovador, que só necessita de saber o nível de tensão desejado, e medir a corrente de saída e a tensão de uma outra célula. Com base nestas variáveis é possível concluir o número de células que já estão ligadas, as que ainda devem ser ligadas, e se a própria célula está em melhores condições do que a que com que está a ser comparada. Esta nova metodologia permite obter módulos autónomos capazes de tomar as suas próprias decisões. A informação recebida por cada célula para decisão do seu estado é mínima (nível desejado, sentido de corrente, tensão de uma outra célula), não sendo necessário conhecer as tensões DC de todas as células como nos sistemas convencionais.
Realizaram-se testes de funcionamento do sistema de controlo em condições desfavoráveis para garantir a robustez do algoritmo desenvolvido. Verificou-se que a tensão nos condensadores equilibra durante o funcionamento mesmo com frequências insuficientes para garantir todos os níveis de tensão de saída. Foi ainda comprovada a capacidade de funcionamento do conversor disponibilizando um número de níveis inferior ao limite físico instalado.
Para garantir o trânsito de energia desejado no sistema HVDC trifásico foram projetados 2 controladores em malha fechada, um para cada conversor. Estes sistemas geram referências sinusoidais de corrente, e através de um modulador Sigma-Delta permitem comandar os CMMs de modo a haver injeção de potência necessária na linha de transmissão DC e posteriormente na rede elétrica. Verificou-se que após um curto período transitório, as potências (correntes e tensão Udc) estabilizavam nos valores desejados.
No último capítulo deste trabalho foram apresentados os resultados de simulação do sistema projetado. As taxas de distorção harmónica da corrente e da tensão na saída dos conversores de apenas 25 níveis (CMM 1 e CMM 2) obtidas foram de 1.43%, 4.01% e 1.43%, 3.69% respetivamente. Estes valores diminuem com o aumento do número de níveis de tensão do conversor, e são consideravelmente mais baixos do que os apresentados pelos conversores de 2 níveis. Os rendimentos correspondentes foram de 99.49% e 99.61%. Os valores de simulação obtidos estão em concordância com as previsões baseadas na análise teórica, o que comprova a veridicidade do dimensionamento realizado (os erros são da ordem de 0.1%).
De forma a dar continuidade ao trabalho desenvolvido, sugerem-se as seguintes propostas para trabalhos futuros:
• Montagem de um conversor multinível modular em ambiente laboratorial com número de níveis adequado para estudo do sistema de controlo descentralizado desenvolvido.
• Estudo detalhado dos resultados da inclusão da bobine de proteção em cada semi-braço do conversor e o respetivo dimensionamento.
• Estudo de técnicas de arranque do conversor (Black Start).
• Estudo de um sistema HVDC sem os condensadores (Cin) do lado contínuo dos conversores.
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Anexo 1 – Semicondutores
As células do conversor multinível modular desenvolvido neste projeto são constituídas por um par de semicondutores comandados e um condensador.
Os semicondutores utilizados são IGBTs (fig. A1.1) (Insulated-Gate Bipolar Transistors), visto que apresentam uma série de características que favorecem a respetiva utilização em conversores de potência. Estes dispositivos podem suportar tensões máximas de 6.5 kV e correntes de 2.5 kA, funcionando com frequências de comutação até 3 kHz [3].
Mundialmente existem vários produtores deste tipo de semicondutores. Depois de uma análise feita, escolheram-se os dispositivos produzidos pela ABB, pois apresentam valores de perdas mais baixos [15] [18].
O valor máximo da tensão a que os semicondutores são submetidos é de 3kV, sendo percorridos por uma corrente máxima de aproximadamente 1.1kA,no caso do conversor de 25 níveis (usado no sistema HVDC final). Os valores máximos suportados pelos semicondutores devem garantir uma margem de segurança, escolhem-se então semicondutores que têm a capacidade de suportar tensões de 6 kV e podem ser percorridos por correntes de 1.5 kA.
Existem semicondutores que apresentam valores máximos (na proporção) de 4kV/1.2kA. Visto que estes valores são insuficientes para garantir a margem de segurança necessária escolheu-se módulos de IGBT/Díodo capazes de suportar apenas 750A, mas com tensões máximas de 6.5kV. É de notar que, visto que IGBTs são semicondutores unidirecionais em corrente, os módulos usados possuem um díodo associado em paralelo para permitir fluxo de corrente em sentido contrário. Colocando 2 módulos em paralelo, aumenta-se o valor máximo de corrente suportado, visto que esta se distribui uniformemente pelos 2 módulos, metade para cada um, obtendo assim o limite máximo suportado de 1.5kA.
Na figura A1.3 está representada uma parte do datasheet fornecido pela ABB que tem as características dos semicondutores escolhidos para a realização deste trabalho [19].
Figura A1.1 – Mitsubishi IGBT 3300V, 1200A Figura A1.2 – Esquema equivalente do IGBT
Na tabela A1.1 estão representados os resultados da análise do número de módulos de semicondutores necessários para o desenvolvimento de conversores (referente a uma fase) até 81 níveis de tensão.
Tabela A1.1 – Quantidade de semicondutores necessária para desenvolvimento de conversores até 81 níveis
Nº de níveis Nº de células Nº de semicondutores
9 16 64
25 48 192
41 80 320
81 160 640
Os conversores trifásicos precisam do triplo dos números de semicondutores apresentados na tabela anterior, visto que têm 3 braços idênticos.
Figure A1.3- ABB HiPakTM - IGBT Module: Datasheet
Anexo 2 - Transformação do sistema de eixos
Para facilitar a análise das grandezas trifásicas sinusoidais variantes no tempo, utilizam-se transformações de coordenadas, obtendo como resultado grandezas invariantes no tempo [1] [4].
Em primeiro lugar efetua-se a passagem do referencial trifásico (abc) para um referencial bifásico (αβ), aplicando a transformação de Concordia:
�XXαβ X0 � = [C]−1 �XXa b Xc � (A2.1)
Em que C é uma matriz ortogonal (C−1= CT):
C = �23 ⎣ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎡ 1 0 1 √2 − 1 √2 √3 2 1 √2 −12 −√32 1 √2⎦⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎤ (A2.2)
Em segundo lugar aplica-se a transformação de Park, obtendo um sistema invariante
no tempo com componente homopolar nula (dq):
�XXdq X0 � = [D]−1�XXa b Xc � (A2.3)
Em que a matriz ortogonal D é:
[D] = �cos (𝜔𝜔𝜔𝜔) −sin (𝜔𝜔𝜔𝜔)sin (𝜔𝜔𝜔𝜔) cos (𝜔𝜔𝜔𝜔) � (A2.4)
O referencial bidimensional é posto a rodar com uma velocidade de rotação 𝜔𝜔. Para sincronizar o referencial com a frequência angular das grandezas da rede elétrica aplica-se a transformação de Concordia:
⎩
⎪
⎨
⎪
⎧ e
a= √2 V
efcos (ωt)
e
b= √2 V
efcos (ωt −2π3 )
e
c= √2 V
efcos (ωt +2π3 )
→ �
eα eβ e0�
=[
C]
−1�
eeab ec�
⇒�
eα =√2 V
efcos (ωt)
eβ =√2 V
efsin (ωt)
(A2.5) XIXUma vez que |e| = �eα+ eβ vem:
�eeα = |e|
cos (ωt)
β= |e|
sin (ωt)
→ �cos
(ωt
)=
|e|eαsin
(ωt
)=
|e|eβ (A2.6)Implementando este sistema na simulação, obtêm-se os valores para a aplicação da transformação de Park, sincronizados com a rede.
Anexo 3 - Esquemas de simulação (Simulink)
É de notar que cada um destes blocos (Cx_Cy) é constituído por 8 módulos idênticos e está representado na secção 4.4 (fig. 4.8), tal como o interior de cada um dos módulos (fig. 4.7).
Figura A3.1 – Conversor multinível modular (CMM) trifásico
Figura A3.2 – Semibraço do CMM
No interior do primeiro bloco de conversão abc to dq0 (fig. A3.3) é feito o cálculo da velocidade de rotação do referencial wt (fig. A3.4).
Figura A3.3 – Controlo das potências injetadas
Figura A3.4 – Interior do primeiro bloco “abc to dq0” que inclui o cálculo da velocidade de rotação do referencial
Anexo 4 - Aumento da potência do CMM
A construção modular do conversor permite manipular facilmente o número de níveis de tensão de saída, bastando para isso acrescentar ou retirar módulos. Visto que a potência está dependente da tensão de saída e esta aumenta com o número de níveis, logo com o número de módulos, conclui-se que o ajuste de potência também não representa uma dificuldade para esta estrutura [22].
Os módulos dos conversores desenvolvidos neste trabalho foram dimensionados para tensões e correntes de aproximadamente 3 kV e 1 kA. Os semicondutores (IGBT/Díodo) disponíveis no mercado são limitados à 6.5 kV e 750 A (na proporção). Portanto para a realização de cada módulo colocou-se semicondutores em paralelo, permitindo assim correntes superiores (até 1.5 kA). O limite da tensão no valor de 6.5 kV também pode ser alargado, colocando semicondutores em série. Assim, conclui-se que os módulos constituintes dos conversores podem ser dimensionados para qualquer valor máximo de tensão e corrente [5].
Uma vez que se pretende fixar o valor de corrente próximo de 1 kA (Anexo 1) o aumento da tensão nos módulos permite aumentar a potência do conversor. Tomando como exemplo células de 30 kV (Vc), num conversor de 81 níveis trifásico, obtém-se:
Vc= 30 kV → Voutmax =
Vc (N − 1)
2 = 1.2 [MV] (A4.1) P = Vef Iefcos(φ) → P = 600 [MW] (por cada braço do conversor) (A4.2)
⇒ Ptotal = 3 × P = 1800 [MW] (A4.3)
Anexo 5 – Figuras auxiliares
Figura A5.1 – Tensões simples do CMM de 9 níveis
Figura A5.2 – Tensões compostas do CMM de 9 níveis
Figura A5.3 – Tensões compostas do CMM de 25 níveis
Anexo 6 - Dimensionamento das bobines de proteção
Em cada semi-braço do conversor (fig. A6.1) deve ser inserida uma bobine de proteção, que limita a corrente em caso de ocorrência de um curto-circuito do lado do contínuo. Estas bobines não perturbam o funcionamento do conversor, uma vez que as respetivas indutâncias devem ter valores baixos relativamente ao valor da indutância da bobine de alisamento de corrente na carga [23] [7].
O circuito equivalente (fig. A6.2), na presença destas bobines, pode ser representado por duas fontes alternadas (rede e braço), interligados por uma bobine de alisamento e a respetiva resistência de perdas, em série com o paralelo das bobines de proteção (e as respetivas
resistências de perdas) [7].
Analisando o circuito equivalente, admitindo que as indutâncias de ambos os semi-braços são iguais e desprezando as respetivas perdas, conclui-se:
Leq =12 Larm+ L
Req=12 Rarm+ R = R
(A6.1)
Consequentemente, os parâmetros utilizados para o dimensionamento do sistema de controlo das potências injetadas devem ser recalculados.
O dimensionamento das bobines de proteção pode ser feito analisando a figura referente ao braço do conversor (fig. A6.1). A tensão de entrada (2UDC) deve igualar as tensões no braço em todos
os instantes, pelo que se pode concluir:
2 vLarm+ � vSMi = 2 UDC (A6.2)
Uma vez que o somatório das tensões nos módulos não correspondem exatamente à tensão de alimentação, a tensão resultante é suportada pelas bobines de proteção. Admitindo que o valor de tensão de cada módulo difere do valor da tensão de referência:
vLarm = 2 UDC− ∑ vSMi 2 = 2 UDC− (2 UDC+ ∑ ∆vSMi) 2 = 1 2�� ∆vSMi� (A6.3) Figura A6.2 – Circuito equivalente do braço do conversor
Figura A6.1 – Braço do conversor com bobines de
proteção
Em todos os instantes de funcionamento do conversor o número de módulos ligados (condensadores) é constante. Fixando o desvio da tensão em todos os módulos no valor máximo, obtém-se:
vLarm=
1
2 �∆vSMmax� (N − 1) (A6.4)
Em que N corresponde ao número de níveis de tensão de saída do conversor.
Tendo em conta a expressão da tensão na bobine (Ldi/dt) e a expressão A6.4, pode-se concluir que a indutância das bobines de proteção dos braços do conversor pode ser dada por:
L =12 �∆vSMmax� (N − 1)
∆t
∆i (A6.5) Tal como foi referido anteriormente, o valor das indutâncias deve ser baixo de modo à não perturbar o funcionamento do conversor [23]. Assim, admitindo um desvio máximo da tensão nos módulos de 10% e uma variação de corrente de 5%/µs do valor máximo da corrente de carga, obtiveram-se os seguintes valores:
Larm9 = 45.6 µH ← �ImaxN = 9= 1052 A
Larm41 = 95 µH ← �ImaxN = 41= 1263.2 A
O primeiro valor foi calculado para um conversor de 9 níveis, sendo o segundo calculado para um de 41 níveis de tensão de saída. Nas figuras seguintes estão representados os resultados de simulação de ambos os conversores.
Figura A6.3 – Tensão e corrente à saída do conversor de
9 níveis Figura A6.4 – Tensão e corrente à saída do conversor de 41 níveis
Figura A6.5 – Tensões nos condensadores dos módulos
do semi-braço superior do conversor de 9 níveis Figura A6.6 – Tensões nos condensadores dos módulos do semi-braço superior do conversor de 41 níveis
Observando as figuras (A6.3-A6.6), conclui-se que a inserção das bobines de proteção não perturba o funcionamento do conversor. O equilíbrio das tensões dos condensadores dos módulos também se mantém.
As tensões suportadas pelas bobines de proteção do conversor de 41 níveis (fig. A6.8) são maiores em comparação com as do conversor de 9 níveis (fig. A6.7), tal como foi considerado no dimensionamento. Isto acontece pois o número de módulos do conversor de 41 níveis é muito superior, e consequentemente, o somatório das tensões tem um desvio maior relativamente à tensão de alimentação (Udc).
A inclusão das bobines de proteção alisa a corrente que flui no braço do conversor, uma vez que se garante a continuidade da mesma. Os picos de corrente na ausência da bobine, resultam de ligação dos módulos cuja tensão difere da tensão de referência, o que provoca desequilíbrio entre a tensão do braço e a tensão de alimentação.
Figura A6.7 – Tensão na bobine de proteção do semi-braço
superior do conversor de 9 níveis Figura A6.8 – Tensão na bobine de proteção do semi-braço superior do conversor de 41 níveis
Figura A6.9 – Corrente no semi-braço superior do
conversor de 9 níveis com bobines de proteção Figura A6.10 – Corrente no semi-braço superior do conversor de 9 níveis sem bobines de proteção
Figura A6.11 – Corrente no semi-braço superior do
conversor de 41 níveis com bobines de proteção Figura A6.12 – Corrente no semi-braço superior do conversor de 41 níveis sem bobines de proteção
Aumentando o número de níveis do conversor consegue-se obter um efeito semelhante [27], pois a tensão por módulo, e consequentemente o desequilíbrio entre a tensão de braço e a tensão de alimentação, diminui.