Conversores Multinível Modulares para um Sistema de Transmissão de Corrente Contínua a Alta Tensão para Parques Eólicos Marinhos

Conversores Multinível Modulares para um Sistema de Transmissão

de Corrente Contínua a Alta Tensão para Parques Eólicos Marinhos

Valentyn Vladislavovich Plyusnin

Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em

Engenharia Eletrotécnica e de Computadores

Orientador: Prof. Doutor José Fernando Alves da Silva

Júri

Presidente: Prof. Doutora Maria Eduarda de Sampaio Pinto de Almeida Pedro

Orientador: Prof. Doutor José Fernando Alves da Silva

Vogal: Prof. Doutor Victor Manuel de Carvalho Fernão Pires

Aos meus pais

À minha irmã

Aos meus amigos

Agradecimentos

Em primeiro lugar, quero agradecer ao meu orientador, Prof. Dr. José Fernando Alves da Silva, pela excelente coordenação, por todos os conhecimentos transmitidos, pelo apoio ao longo de todo o semestre e por ter acreditado em mim para desenvolver este trabalho. O profissionalismo e empenho que demonstrou durante a realização desta tese, e durante as aulas, foram essenciais para motivar o meu interesse e dedicação na realização desta dissertação. Queria exprimir a minha gratidão por todos os conselhos recebidos, tanto a nível profissional como pessoal.

Gostava de agradecer à minha família por ter estado sempre ao meu lado, apoiando-me nas alturas mais complicadas e por se terem empenhado tanto ao longo destes anos para me dar esta oportunidade.

A todos os meus amigos que me ajudaram direta e indiretamente ao longo destes anos. Gostava de destacar o Hugo Ribeiro, Hugo Castanheiro e Hugo Reis que foram e são amigos muito importantes para mim fora do IST e os meus colegas de curso, Marco Reis, Joana Bicudo, Pedro Umbelino e Ricardo Caetano, que me acompanharam mais durante o percurso académico. Sem vocês não conseguiria chegar até aqui.

Resumo

Esta tese tem como objetivo o desenvolvimento dos conversores multinível modulares (CMM) com controladores descentralizados, que fazem parte de um sistema de transmissão em corrente contínua (HVDC) a alta tensão.

Em primeiro lugar realiza-se uma análise das topologias existentes, e justifica-se a utilização de um conversor multinível modular constituído por células de 2 níveis de tensão. Analisando o funcionamento de uma célula básica de 2 níveis é desenvolvido o sistema de conversão.

Os conversores implementados usando Simulink, necessitam de sistemas de controlo para produzir os níveis de tensão de saída desejados. O controlo da tensão de saída do conversor é conseguido através de um modulador Sigma-Delta com referência sinusoidal. O equilíbrio das tensões nos condensadores das células é uma das principais dificuldades em utilização de conversores modulares. É proposto um algoritmo de controlo descentralizado, sujeito a testes em condições de funcionamento desfavoráveis e para um elevado número de níveis de tensão (até 81).

Por fim, é dimensionado e simulado um sistema HVDC completo, constituído por 2 CMM trifásicos que realizam conversões AC-DC e DC-AC. A potência é controlada recorrendo a técnicas de controlo em malha fechada dos índices de modulação (referências) dos conversores, que também está detalhadamente descrito.

Todos os resultados obtidos estão ilustrados graficamente, confirmando a validade do dimensionamento realizado.

Palavras-chave: conversores multinível modulares, sistema HVDC, algoritmo de controlo

descentralizado, potência controlada.

Abstract

The aim of this thesis is to design high voltage multilevel modular converters, with decentralized controllers, for direct current cable transmission systems within and from off-shore wind farms to inland.

Multilevel modular converters are controlled in both decentralized and cooperative ways to provide the required power levels. It was demonstrated that converter system equalizes the capacitor divider voltages and can operate on a reduced subset of levels providing redundancy. The simulation of converters with up to 81 levels has been carried out, including stress-testing of developed algorithms to confirm the reliability.

The high voltage direct current system (HVDC) has been designed. This system is consisting of 2 multilevel modular converters, wind farm and grid equivalents, DC cables and extra power electronic components. The converters operated in DC-AC and AC-DC conversion modes. HVDC system parameters have been calculated according to the specified wind farm and grid power values. Additional power injection control system has been developed.

Functionality of HVDC system with power injection control has been tested by simulating the dynamics of its parameters within the specified values.

Keywords: Multilevel modular converters, decentralized controllers, HVDC system, power injection

control system.

Índice Geral

Agradecimentos ... II Resumo ... III Abstract ... IV Índice de Figuras ... VII Índice de Tabelas ... XI Simbologia ... XII Acrónimos ...XIV

1. Introdução

1.1. Motivação ... 1

1.1.1. Transmissão de energia offshore – inland ... 1

1.2. Objetivos ... 2

1.3. Estrutura da Dissertação ... 2

2. Conversão Multinível

2.1. Conceito de conversão multinível ... 3

2.2. Estruturas de conversores multinível ... 4

2.2.1. Díodos ligados ao ponto de neutro (NPC) ... 4

2.2.2. Condensadores flutuantes ... 7

2.2.3. Modular de 3 níveis ... 9

3. Conversor Multinível Modular (CMM)

3.1. Topologia modular de 2 níveis CMM ... 12

3.2. Estrutura do CMM trifásico ... 13 3.3. Funcionamento do CMM ... 17 3.4. Dimensionamento do CMM ... 21 3.5. Rendimento do CMM ... 25

4. Controlo do Conversor

4.3. Equilíbrio da tensão dos condensadores das células ... 32

4.4. Controlo descentralizado do CMM ... 35

4.4.1. Algoritmo ... 35

4.4.2. Estratégia ... 37

5. Sistema de Transmissão em Corrente Contínua a Alta Tensão (HVDC)

5.1. Dimensionamento dos parâmetros do sistema HVDC ... 47

5.2. Controlo de potências injetadas ... 52

5.2.1. Controlo das correntes injetadas ... 52

5.2.2. Controlo da tensão Udc ... 55

5.3. Dimensionamento dos Parâmetros do Sistema de Controlo das Potências Injetadas ... 59

6. Resultados de Simulação

6.1. Lado da rede elétrica ... 60

6.1.1. Tensões e correntes de saída do CMM 2 ... 60

6.1.2. Equilíbrio das tensões nos condensadores do CMM 2 ... 62

6.1.3. Controlo das correntes injetadas ... 63

6.1.4. Controlo de Tensão Udc ... 64

6.2. Lado do parque eólico ... 65

6.2.1. Tensões e correntes de saída do CMM 1 ... 65

6.2.2. Equilíbrio das tensões nos condensadores do CMM 1 ... 66

6.2.3. Controlo das correntes injetadas ... 67

6.3. Análise das potências do sistema HVDC ... 68

7. Conclusões

Anexo 1 - Semicondutores ... XVII Anexo 2 - Transformação do sistema de eixos ... XIX Anexo 3 - Esquemas de simulação (Simulink) ... XXI Anexo 4 – Aumento da potência do CMM ... XXIII Anexo 5 – Figuras auxiliares ... XXIV Anexo 6 – Dimensionamento das bobinas de proteção ... XXV

Índice de Figuras

Figura 2.1 – Esquema equivalente de um conversor multinível ... 3

Figura 2.2 – Conversor NPC de n níveis (esquema referente à uma fase) ... 4

Figura 2.3 - Conversor de díodos ligados ao ponto de neutro de 3 níveis (esquema referente à uma fase) ... 5

Figura 2.4 – NPC de 3 níveis (uma fase) – Estado 2 ... 6

Figura 2.5 – NPC de 3 níveis (uma fase) – Estado 1 e 3 ... 6

Figura 2.6 - Conversor de condensadores flutuantes de n níveis (esquema referente à uma fase) ... 7

Figura 2.7 - Conversor de condensadores flutuantes de 3 níveis (esquema referente à uma fase) ... 7

Figura 2.8 – Conversor multinível modular de n níveis (esquema referente à uma fase) ... 9

Figura 2.9 – Célula básica de 3 níveis de um conversor multinível modular ... 9

Figura 3.1 – Célula de 2 níveis de tensão ... 12

Figura 3.2 – Estados possíveis da célula de 2 níveis ... 12

Figura 3.3 – Conversor multinível modular de N níveis ... 13

Figura 3.4 – Esquema equivalente do CMM referente à uma fase ... 17

Figura 3.5 – Tensão de saída referente à um braço do CMM de 9 níveis ... 20

Figura 3.6 – Tensão no semi-braço superior do CMM ... 20

Figura 3.7 – Tensão no semi-braço inferior do CMM ... 20

Figura 3.8 – Esquema equivalente: Conversor DC-AC (V1) – Rede elétrica (V2) ... 21

Figura 3.9 – Corrente e tensão de saída do conversor ... 23

Figura 3.10 – Potência ativa transitada ... 23

Figura 3.11 – Corrente e tensão de saída do conversor ... 24

Figura 3.12 – Potência ativa transitada ... 24

Figure 3.13 – Corrente de saída do conversor com instantes de comutação de uma célula ... 26

Figura 4.1 – Esquema equivalente do CMM trifásico ... 28

Figura 4.2 – Bloco de controlo Sigma-Delta ... 30

Figura 4.3 – Malha interna do bloco modulador ... 30

Figura 4.4 – 1) Referência da tensão (azul) e nível de saída do modulador (roxo); 2) Erro de tensão à entrada do modulador ... 31

Figura 4.5 – Tensão aos terminais dos condensadores das células do conversor ... 34 VII

Figura 4.6 – Célula constituída por 2 semicondutores, 1 condensador e 1 sistema de controlo ... 35

Figura 4.7 – Esquemático da parte superior do braço de um conversor de 9 níveis (Simulink), com objetivo de visualização das ligações responsáveis por comparação das tensões ... 40

Figura 4.8 - Tensão de saída de um conversor de 9 níveis ... 40

Figura 4.9 - Tensão aos terminais dos condensadores das células de um conversor de 9 níveis (3 seg.)... 42

Figura 4.10 - Tensão aos terminais dos condensadores das células de um conversor de 9 níveis – escala diferente (1.92-2.16 seg.) ... 42

Figura 4.11 - Resultado de atuação do sistema de controlo Sigma-Delta (9 níveis) ... 43

Figura 4.12 - Tensão nos condensadores do semi-braço superior do conversor de 9 níveis ... 44

Figura 4.13 - Tensão nos condensadores do semi-braço superior do conversor de 25 níveis ... 44

Figura 4.14 - Tensão nos condensadores do semi-braço superior do conversor de 41 níveis ... 45

Figura 4.15 - Tensão nos condensadores do semi-braço superior do conversor de 81 níveis ... 45

Figura 4.16 - Tensão nos condensadores do semi-braço superior do conversor de 81 níveis a funcionar com 41 níveis ... 46

Figura 4.17 - Tensão nos condensadores do semi-braço superior do conversor de 81 níveis a funcionar com 21 níveis ... 46

Figura 5.1 – Esquema equivalente do sistema HVDC trifásico ... 47

Figura 5.2 – Esquema equivalente da rede elétrica trifásica ... 47

Figura 5.3 - Esquema equivalente da parte intermédia do sistema HVDC (linha de transmissão e baterias de condensadores) ... 49

Figura 5.4 – Esquema equivalente: parte do sistema referente à rede elétrica (DC-AC) ... 52

Figura 5.5 – Diagrama de blocos do sistema de controlo das correntes em malha fechada ... 54

Figura 5.6 – Sistema de controlo de corrente injetada (diagrama de blocos) ... 55

Figura 5.7 – Esquema equivalente do conversor em coordenadas dq ... 55

Figura 5.8 – Sistema de controlo da tensão Udc em malha fechada ... 56

Figura 5.9 - Controlador de tensão Udc com anti embalamento ... 57

Figura 6.1 – Tensões de saída do CMM 2 ... 60

Figura 6.2 – Correntes de saída do CMM 2 ... 61

Figura 6.3 – FFT da corrente de saída do CMM 2 ... 61

Figura 6.4 – FFT da tensão de saída do CMM 2 ... 61

Figura 6.5 – Tensões nos condensadores das células do braço do CMM 2 referente à fase a (0 – 3 seg.)... 62

Figura 6.6 – Tensões nos condensadores das células do braço do CMM 2 referente à fase a (1 – 1.5

seg.) ... 62

Figura 6.7 – Correntes id (azul) e iq (verde) injetadas na rede (0 - 3 seg.) ... 63

Figura 6.8 – Corrente id injetada na rede (1 - 1.5 seg.) ... 63

Figura 6.9 – Correntes injetadas na rede elétrica (0 – 1 seg.) ... 63

Figura 6.10 – Tensão à saída da linha de transmissão (0 - 3 seg.) ... 64

Figura 6.11 – Tensão à saída da linha de transmissão (1.5 - 2 seg.) ... 64

Figura 6.12 – Corrente na linha de transmissão (0 - 3 seg.) ... 64

Figura 6.13 – Corrente na linha de transmissão (1.5 - 2 seg.) ... 64

Figura 6.14 – Tensão à entrada da linha de transmissão (0 - 3 seg.) ... 65

Figura 6.15 – Tensão à entrada da linha de transmissão (1.5 - 2 seg.) ... 65

Figura 6.16 – Tensões de entrada do CMM 1 ... 65

Figura 6.17 – Correntes de entrada do CMM 2 ... 66

Figura 6.18 – Tensões nos condensadores das células do braço do CMM 1 referente à fase a (0 – 3 seg.) ... 66

Figura 6.19 – Tensões nos condensadores das células do braço do CMM 2 referente à fase a (2.5 – 3 seg.) ... 67

Figura 6.20 – Correntes id (azul) e iq (verde) fornecidas pelo parque eólico (0 - 3 seg.) ... 67

Figura 6.21 – Corrente id fornecida pelo parque eólico (1 – 1.5 seg.) ... 67

Figura 6.22 – Correntes fornecidas pelo parque eólico (0 – 1 seg.) ... 68

Figura 6.23 – Potência ativa injetada na rede elétrica (0 – 3 seg.) ... 68

Figura 6.24 – Potência ativa injetada na rede elétrica (1.5 – 2 seg.) ... 68

Figura 6.25 – Potência reativa injetada na rede elétrica (0 – 3 seg.) ... 69

Figura 6.26 – Potência reativa injetada na rede elétrica (1.5 – 2 seg.) ... 69

Figura 6.27 – Potência ativa do parque eólico (0 – 3 seg.) ... 69

Figura 6.28 – Potência ativa do parque eólico (1.5– 2 seg.) ... 69

Figura 6.29 – Potência reativa do parque eólico (0 – 3 seg.) ... 70

Figura 6.30 – Potência reativa do parque eólico (1.5 – 2 seg.) ... 70 Figura A1.1 – Mitsubishi IGBT 3300V, 1200ª ... XVII Figura A1.2 – Esquema equivalente do IGBT ... XVII Figure A1.3 - ABB HiPakTM - IGBT Module: Datasheet ……….……….. XVIII Figura A3.1 – Conversor multinível modular (CMM) trifásico ... XXI

Figura A3.2 – Semi-braço do CMM ... XXI Figura A3.3 – Controlo das potências injetadas ... XXII Figura A3.4 – Interior do primeiro bloco “abc to dq0” que inclui o cálculo da velocidade de rotação do referencial... XXII Figura A5.1 – Tensões simples do CMM de 9 níveis ... XXIV Figura A5.2 – Tensões compostas do CMM de 9 níveis ... XXIV Figura A5.3 – Tensões compostas do CMM de 25 níveis ... XXIV Figura A6.1 – Braço do conversor com bobines de proteção ... XXV Figura A6.2 – Circuito equivalente do braço do conversor ... XXV Figura A6.3 – Tensão e corrente à saída do conversor de 9 níveis ... XXVI Figura A6.4 – Tensão e corrente à saída do conversor de 41 níveis ... XXVI Figura A6.5 – Tensões nos condensadores dos módulos do semi-braço superior do conversor de 9 níveis ... XXVI Figura A6.6 – Tensões nos condensadores dos módulos do semi-braço superior do conversor de 41 níveis ... XXVI Figura A6.7 – Tensão na bobine de proteção do semi-braço superior do conversor de 9 níveis ... XXVII Figura A6.8 – Tensão na bobine de proteção do semi-braço superior do conversor de 41 níveis .... XXVII Figura A6.9 – Corrente no semi-braço superior do conversor de 9 níveis com bobines de proteção ... XXVII Figura A6.10 – Corrente no semi-braço superior do conversor de 9 níveis sem bobines de proteção ... XXVII Figura A6.11 – Corrente no semi-braço superior do conversor de 41 níveis com bobines de proteção ... XXVII Figura A6.12 – Corrente no semi-braço superior do conversor de 41 níveis sem bobines de proteção ... XXVII

Índice de Tabelas

Tabela 2.1 – Combinações de comando dos semicondutores (NPC) ... 5

Tabela 2.2 – Combinações de comando dos semicondutores (Condensadores flutuantes) ... 8

Tabela 2.3 – Combinações de comando dos semicondutores de uma célula de 3 níveis (M3) ... 10

Tabela 3.1 – Estados de combinações de uma célula de 2 níveis ... 12

Tabela 3.2 – Tabela das tensões do CMM de 9 níveis em função da tensão de alimentação ... 18

Tabela 3.3 – Tabela das tensões do CMM de 9 níveis em função da tensão da parte superior do braço ... 19

Tabela 3.4 – Combinações de estados das células do CMM de 9 níveis ... 19

Tabela 3.5 – Rendimentos dos conversores ... 27 Tabela A1.1 – Quantidade de semicondutores necessária para desenvolvimento de conversores até 81 níveis ... XVIII

Simbologia

C, Ccelula, Ccel – Capacidade do condensador de uma célula

Ceq – Capacidade do condensador equivalente à entrada do conversor

Cin – Capacidade de cada condensador à entrada do conversor

Cs – Capacidade dos condensadores dos snubbers de cada módulo IGBT/Díodo

e1,2,3, er – Amplitude da tensão alternada da rede elétrica

fs – Frequência de comutação dos semicondutores

ia,b,c – Valor das correntes dos braços do conversor

id,q – Valor das correntes de saída do conversor trifásico em coordenadas dq

ip – Corrente na parte inferior do braço do conversor

iU – Corrente de entrada do conversor

i1,2,3 – Valor das correntes de saída do conversor trifásico

I̅ – Amplitude complexa da corrente que flui entre as fontes I_csat – Corrente no semicondutor quando conduz

Idc – Corrente na linha de transmissão

Irmax, Iref – Correntes máxima e eficaz, injetadas na rede

IN – Corrente de neutro

k – Número da célula

Kaev – Ganho de anti embalamento do controlador de tensão Udc

Kp, Ki – Ganhos proporcional e integral do controlo das correntes injetadas

Kpv, Kiv– Ganhos proporcional e integral do controlo da tensão Udc

L, Lr, Lg – Coeficientes de autoindução das bobines de alisamento

Ll - Indutância da linha

m – Número de células ligadas por braço

n, N – Número de níveis de tensão de saída do conversor nc – Número de células por braço

P, p – Potência ativa

Pc – Potência de perdas de condução dos semicondutores

Pger – Potência de entrada do conversor CMM 1 (fornecida pelo parque eólico)

Pl – Perdas de potência na linha

Prede – Potência ativa injetada na rede

P1 – Potência de saída do conversor CMM 1 (potência injetada na linha de transmissão)

P12 – Potência ativa transitada da fonte 1 para a fonte 2

P2 – Potência de entrada do conversor CMM 2 (potência recebida da linha de transmissão)

Q, q – Potência reativa

Q12 – Potência reativa transitada da fonte 1 para fonte 2

R, Rr, Rg – Resistências de perdas associadas às bobines de alisamento

Req – Resistência equivalente do lado do parque eólico

Rl - Resistividade da linha

Ron – Resistência interna dos semicondutores

Rs - Resistência dos snubbers de cada módulo IGBT/Díodo

Sj – Módulo semicondutor/díodo

tf – Tempo de queda num semicondutor (fall time)

tr – Tempo de subida num semicondutor (rise time)

TC – Período de comutação

Td – Atraso resultante de acoplamento dos sistemas de controlo das potências injetadas

uan – Tensão na parte inferior de um braço do conversor

ui – Tensão na parte inferior do braço do conversor

un – Tensão de um nível

uo – Tensão de saída do conversor

uocel – Tensão da célula

us – Tensão na parte superior do braço do conversor

u1,2,3 – Amplitude da tensão de saída do conversor trifásico

U – Metade da tensão de entrada do conversor Udc2 – Tensão de entrada do conversor

U_dc1 – Tensão de entrada da linha de transmissão

vab,bc,ca – Tensões compostas em cada uma das fases do conversor

vout – Tensão de saída do conversor

vAN,BN,CN – Tensões simples em cada uma das fases do conversor

vref – Tensão de referência do sistema de controlo Sigma-Delta

vc, vcel – Tensão no condensador de um módulo

Vcesat – Tensão no semicondutor quando conduz

Wp – Energia perdida em cada comutação do semicondutor

XL – Reactância do esquema equivalente de duas fontes

Simbologia adicional

γ – Índice de modulação

γd,q – Índices de modulação de um sistema trifásico em coordenadas dq

γk – Índice de modulação simples, referente a cada braço (k)

γmij– Índice de modulação composto entre dois braços (ij)

γ1,2,3 – Índices de modulação de um sistema trifásico

δ – Ângulo de desfasagem entre as tensões η – Rendimento do conversor

ξ – Coeficiente de amortecimento ω – Frequência angular da rede

ωn – Frequência angular das oscilações não amortecidas (frequência natural do sistema)

cos φ – Fator de potência

Acrónimos

AC – corrente alternada (Alternate Current) DC – corrente contínua (Direct Current)

HVDC – Sistema de corrente contínua em alta tensão (High Voltade Direct Current) MIRG – Máquina de indução de rotor em gaiola

MIDA – Máquina de indução duplamente alimentada

NPC – Conversor multinível de díodos ligados ao de neutro (Neutral Point Clamped) M3 – Modular de 3 níveis

M2 – Modular de 2 níveis

CMM – Conversor modular multinível

CMM 1 - Conversor modular multinível do lado do parque eólico (AC-DC) CMM 2 - Conversor modular multinível do lado da rede elétrica (DC-AC) IGBT – Transístor bipolar de porta isolada (Insulated-Gate Bipolar Transistor) THD – Taxa de distorção harmónica (Total Harmonic Distortion)

PWM – Modulação de largura de impulso (Pulse Width Modulation)

1. Introdução

1.1. Motivação

1.1.1. Transmissão de energia offshore – inland

O aproveitamento da energia eólica em ambiente marinho necessita de sistemas de transporte de energia produzida em parques offshore para as subestações costeiras (inland). A transmissão de energia, geralmente é feita em corrente alternada (AC), ou mais raramente em corrente contínua (DC). A corrente contínua tem aplicação em casos específicos, nomeadamente o transporte a longa distância, acima de 700 km em linhas aéreas e acima de 80 km em cabos subterrâneos, e a interligação assíncrona de redes (redes com frequência diferentes) [8][12].

Os parques eólicos marinhos encontram-se afastados das subestações costeiras frequentemente superando a distância de 150 km [14]. A dificuldade, ou até impossibilidade de instalação das linhas aéreas em ambiente marinho leva a utilização de cabos subterrâneos. Uma vez que os cabos subterrâneos apresentam uma impedância de onda da ordem de um décimo da impedância de onda de uma linha aérea, estes operam a uma potência inferior à potência natural do cabo, o que provoca a produção de potência reativa pelo próprio cabo, diminuindo assim a potência útil transportada [8]. Este deve ser o fator determinante de utilização de sistemas de transmissão em corrente contínua para o transporte de energia offshore-inland [12].

Uma linha de transmissão em corrente contínua geralmente usa 2 condutores. Em regime estacionário é caracterizada pela sua resistência, não tendo aplicação os conceitos de reactância, potência reativa e efeito pelicular [8]. A linha de transmissão em corrente alternada trifásica é geralmente constituída por 3 condutores sendo fundamental os seus efeitos indutivos e capacitivos. Para longas distâncias, a utilização de transmissão DC representa uma solução mais atrativa pois apresenta menores perdas e maior capacidade de transporte por condutor [8][12].

As turbinas eólicas normalmente contêm máquinas de indução duplamente alimentadas (MIDA) ou de rotor em gaiola (MIRG), que geram tensões e correntes alternadas sinusoidais [6]. A frequência destas grandezas depende da frequência de rotação da turbina (parque) eólica. Com auxílio de conversores de potência é feita a conversão AC-DC, para permitir a transmissão desta energia em corrente contínua. Posteriormente é feita a conversão inversa DC-AC obtendo-se à saída grandezas com a frequência desejada (50 Hz), injetando a energia fornecida para a rede elétrica uma vez sincronizada.

Os conversores de potência representam o elemento chave deste sistema HVDC e necessitam de sistemas de controlo sofisticados, de modo a garantir o seu correto funcionamento, realizando as funções pretendidas. Este vai ser o principal tema abordado ao longo deste trabalho, com desenvolvimento de novas soluções possíveis.

1.2. Objetivos

O objetivo geral desta dissertação é desenvolver um sistema capaz de transportar a energia produzida em ambiente marinho para uma subestação costeira minimizando as perdas e o custo das instalações. Para obter o sistema pretendido estabeleceram-se as etapas seguintes:

• Projetar um conversor multinível modular.

• Projetar os sistemas de modulação das tensões de saída do conversor.

• Desenvolver e implementar a estratégia de controlo descentralizado proporcionando autonomia modular.

• Analisar o sistema de controlo desenvolvido em conversores de vários níveis e em várias condições de funcionamento.

• Projetar os sistemas de controlo das potências injetadas.

• Dimensionar e simular o sistema HVDC trifásico completo, em ambiente Simulink, utilizando os conversores projetados.

1.3.

Estrutura da dissertação

Esta dissertação é constituída por 7 capítulos, descrevendo detalhadamente todos os passos realizados na concretização dos objetivos do trabalho.

No primeiro capítulo introduz-se o problema a resolver e as soluções possíveis, avaliando as mesmas.

No segundo capítulo, Conversão multinível, introduz-se o conceito de conversão multinível referindo as várias estruturas de conversores multinível existentes.

O terceiro capítulo é dedicado à análise do funcionamento da estrutura multinível modular, constituída por módulos de 2 níveis de tensão. Efetua-se um dimensionamento de parâmetros dos componentes do sistema de conversão, referente a uma fase da rede elétrica. É feito um estudo das perdas nos conversores, calculando os respetivos rendimentos.

No capítulo 4 está detalhadamente descrito o controlo dos conversores. Este inclui: moduladores PWM do tipo Sigma-Delta e controladores descentralizados das tensões dos condensadores dos módulos.

No capítulo 5 é feito o dimensionamento do sistema HVDC trifásico completo, que inclui análise das potências, tensões, correntes e parâmetros dos componentes constituintes. Também é analisado e dimensionado o sistema de controlo das potências injetadas.

Os resultados da simulação computacional, a respetiva análise e discussão, são feitas no capítulo 6 deste trabalho.

Para finalizar, apresentam-se as conclusões retiradas do trabalho realizado juntamente com propostas para trabalho futuras.

2. Conversão Multinível

2.1. Conceito de conversão multinível

As grandezas contínuas (de tensão e corrente) podem ser convertidas em alternadas e vice-versa recorrendo aos conversores de potência. Os conversores comutados de energia elétrica são estruturas com vários semicondutores, que comutam permitindo passagem ou não de corrente de acordo com as especificações do sistema de controlo [1] [4].

A conversão multinível baseia-se na possibilidade de manipulação dos semicondutores internos dos módulos, podendo estes últimos atuar como fontes de tensão DC. Consegue alterar-se o nível de tensão ligando mais ou menos fontes de tensão contínua em série.

A tensão de saída de um conversor comutado pode ser escrita na forma seguinte:

v

= γ U

(2.1)

Em que γ corresponde ao índice de modulação que permite obter vários níveis de tensão à saída do conversor.

Num conversor multinível com N níveis de tensão de saída,

γ ϵ �−1 , −

N − 3

_{N − 1 , … , −}

_{N − 1 , 0 ,}

1

_{N − 1 , … ,}

1

N − 3

_{N − 1 , 1�}

A tensão de cada nível é dada por:

u

=

_{N − 1 (2.2)}

2 U

Pela análise da expressão 2.2, pode-se concluir que quanto maior for o número de níveis menor é a tensão que cada semicondutor deve suportar. A utilização de conversores multinível apresenta outras vantagens como baixa distorção harmónica das grandezas de saída para elevado número de níveis [16].

Existem várias estruturas que permitem efetuar a conversão multinível. As descrições e os respetivos funcionamentos apresentam-se na secção seguinte (2.2).

Figura 2.1 – Esquema equivalente de um conversor multinível

2.2. Estruturas de conversores multinível

As topologias mais comuns de conversores multinível são [1]-[5]: - Díodos ligados ao ponto neutro;

- Condensadores flutuantes;

- Conversores em ponte completa ligados em série (não vai ser analisada); - Modulares.

Neste capítulo vai ser feita a análise de funcionamento destes conversores (para um baixo número de níveis de tensão) mencionando as respetivas vantagens e desvantagens e ainda técnicas e dificuldades de controlo.

2.2.1. Díodos ligados ao ponto de neutro (NPC)

A estrutura NPC (Neutral Point Clamped) é constituída por um conjunto de díodos que ligam uma cadeia de semicondutores de corte comando Sj a uma série de condensadores, colocada em

paralelo com uma fonte de tensão contínua. Desta forma obtemos vários níveis de tensão que se divide igualmente pelos condensadores divisores de tensão. Cada condensador tem uma tensão de U/(n-1) aos seus terminais. Esta estrutura necessita de (n-1) condensadores, 2(n-1) semicondutores e (n-1)(n-2) díodos por braço.

Figura 2.2 – Conversor NPC de n níveis (esquema referente à uma fase)

Para compreender melhor o funcionamento do conversor, faz-se uma análise mais detalhada de um caso particular em que só há 3 níveis de tensão diferentes:

Análise das tensões (NPC – 3 níveis):

Tensão nos condensadores: uc1= uc2 =U₂

Tensão na carga: uc= γU₂ , γ ∈ (−1,0,1)

Funcionamento:

Sj= 0 → Semicondutor está ao corte.

Sj= 1 → Semicondutor está em condução.

(nota: j – número do semicondutor)

Na tabela 2.1 estão representadas as combinações (estados) possíveis de corte-condução dos semicondutores. É de notar que poderia haver um quarto estado (1001) mas este não respeita as restrições topológicas da montagem.

Tabela 2.1 – Combinações de comando dos semicondutores (NPC)

S1 S2 S3 S4 γk ua uc 1 1 0 0 1 U U 2 0 1 1 0 0 U 2 0 0 0 1 1 -1 0 ₋U 2

Figura 2.3 - Conversor de díodos ligados ao ponto de neutro de 3 níveis (esquema referente à uma fase)

Estado 2: γ = 0 (0 1 1 0) Estado 1 e 3: γ = (1, −1) (1 1 0 0, 0 0 1 1)

No estado 2 (figura 2.4) é importante destacar o estado antecedente pois existem 2 caminhos possíveis para a corrente circular na carga, descarregando através da dissipação nos elementos resistivos presentes.

Esta topologia apresenta vantagens e desvantagens que determinam a utilização ou não deste conversor face as outras topologias existentes.

As principais vantagens de conversor NPC são:

• Elevado rendimento pois os semicondutores comutam a frequências baixas.

• Baixo conteúdo harmónico para um número de níveis de tensão suficientemente elevado. Evita-se a utilização de filtros.

• Controlo do fator de potência (em caso de funcionamento como filtro ou retificador). Isto permite controlo de potência reativa enviada para a rede.

As principais desvantagens do conversor NPC são:

• O aumento do número de níveis de tensão é limitado pelo:

- Crescimento quase quadrático do número de díodos em função do número de níveis do conversor.

- Desequilíbrio das tensões nos condensadores divisores de tensão.

- Complexidade do sistema de comando dos semicondutores e dos controladores das grandezas de saída.

• Dificuldade de controlar a potência ativa transitada.

Figura 2.4 – NPC de 3 níveis (uma fase) – Estado 2 Figura 2.5 – NPC de 3 níveis (uma fase) – Estado 1 e 3

2.2.2. Condensadores flutuantes

Este conversor utiliza condensadores flutuantes (Cn) para criar níveis de tensão adicionais, chamados redundantes. Torna-se possível obter o mesmo nível de tensão de saída utilizando combinações de condensadores diferentes. Estes condensadores flutuantes devem ter o mesmo valor de tensão que os condensadores divisores de tensão, U/(n-1) para n níveis. Um braço do conversor necessita de 2(n-1) semicondutores, n-1 condensadores divisores de tensão ligados em série e (n-1)(n-2)/2 condensadores flutuantes. É de notar que cada condensador na figura representa uma capacidade equivalente (i.e. C2 são 2 condensadores em série).

Para perceber melhor o funcionamento do conversor, vai ser analisado o caso de 3 níveis de tensão:

Figura 2.6 - Conversor de condensadores flutuantes de n níveis (esquema referente à uma fase)

Figura 2.7 - Conversor de condensadores flutuantes de 3 níveis (esquema referente à uma fase)

Os semicondutores do braço do conversor podem ser agrupados em 2 conjuntos, (S1, S4) e

(S2, S3). Os semicondutores de cada conjunto devem estar em estados complementares. Partindo

desta restrição pode ser construída uma tabela (tabela 2.2) com as configurações dos semicondutores. É de notar que a tensão na carga é dada pela mesma expressão que no conversor NPC.

uc= γ ∙U_{2 ,} γ ∈ {1,0, −1}

(2.3)

Tabela 2.2 – Combinações de comando dos semicondutores (Condensadores flutuantes)

S1 S2 S3 S4 γ ua uc 1 1 0 0 1 𝑈𝑈 𝑈𝑈 2 1 0 1 0 0 𝑈𝑈 2 0 0 1 0 1 0 𝑈𝑈 2 0 0 0 1 1 -1 0 ₋𝑈𝑈 2

Esta topologia apresenta vantagens e desvantagens que determinam a utilização ou não deste conversor face as outras topologias existentes.

As principais vantagens do conversor de condensadores flutuantes são:

• Elevado número de condensadores flutuantes permite elevado número de combinações possíveis para controlar o conversor (estados redundantes);

• Através de estados redundantes podem ser equilibradas as tensões dos condensadores flutuantes;

• Baixo conteúdo harmónico para um número de níveis de tensão suficientemente elevado. Evita-se a utilização de filtros;

• Pode ser construído de forma modular;

• Capacidade de controlo de potência ativa e reativa, o que permite a sua utilização em sistemas de transmissão de corrente contínua;

As principais desvantagens de um conversor de condensadores flutuantes são:

• Excessivo aumento do número de condensadores flutuantes com o aumento do número de níveis.

• Relativamente a topologia NPC, é necessário um maior número de sensores de modo a garantir o equilíbrio das tensões nos condensadores.

• O controlo do conversor é complexo.

• As perdas de comutação são elevadas face as altas frequências de comutação requeridas pelo conversor. Isto implica rendimentos mais baixos em aplicações que envolvam transmissão de potência ativa.

• Para elevado número de níveis de tensão, o conversor torna-se pesado, volumoso e caro. Existem outras formas de construir um conversor multinível. O uso de módulos - células com funcionamento próprio, permitem obter conversão multinível apresentado algumas vantagens. Neste trabalho são utilizados módulos com 2 níveis de tensão (Modular de 2 níveis [M2]), cujo funcionamento está detalhadamente descrito no próximo capítulo (secção 3.1). Esta escolha foi feita devido à simplicidade das respetivas células face as células de 3 níveis, do ponto de vista de controlo.

2.2.3. Modular de 3 níveis (M3)

O conversor multinível modular é uma estrutura constituída por várias células que podem ter diferentes níveis de tensão.

Nesta secção vai ser analisado um caso particular de um conversor constituído por células de 3 níveis:

Figura 2.9 – Célula básica de 3 níveis de um conversor multinível modular Figura 2.8 – Conversor multinível modular de n níveis (esquema referente à uma fase)

Cada célula destas tem dois condensadores divisores de tensão e quatro semicondutores. Esta estrutura permite obter 3 níveis de tensão diferentes aos terminais da célula (uocel).

Tabela 2.3 – Combinações de comando dos semicondutores de uma célula de 3 níveis (M3)

S1 S2 S3 S4 γk uocel 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1/2 U 2 0 1 0 1 1/2 U 2 1 1 0 0 1 U

A existência de estados redundantes (graus de liberdade adicionais) permite melhor equilíbrio das tensões nos condensadores das células.

O conversor multinível modular representado na figura 2.8, é constituído por m módulos por braço. Sendo n o número de níveis de tensão de saída do conversor, cada célula tem aos seus uma tensão de U/(n-1). Cada braço tem 4(n-1) semicondutores e 2(n-1) condensadores, 4 e 2 por cada célula respetivamente.

Os principais aspetos técnicos e económicos de desenvolvimento de conversores multinível modulares são[16]:

• Construção modular:

 _{Ajustável para potências e níveis de tensão diferentes;}

 Não depende do estado de arte do desenvolvimento tecnológico dos semicondutores.

• Tensão multinível:

 Extensível para qualquer número de níveis;  _{Baixa distorção harmónica;}

 _{Divisão dinâmica das tensões pelos semicondutores.} • Disponibilidade:

 Utilização de semicondutores de uso geral;  Funcionamento redundante.

• Gerenciamento de falhas:

 Funcionamento seguro e contínuo em caso de falha modular;

 _{Não ocorrência da destruição mecânica do equipamento devido a elevadas forças} magnéticas provocadas por correntes de pico em caso de um curto-circuito.

• Investimento e custos de manutenção:  Utilização de componentes standard;  Construção modular.

Também podem ser destacadas outras vantagens de utilização dos CMM face as outras topologias: • Face à topologia NPC, não necessita de díodos extra.

• Relativamente a topologia de condensadores flutuantes, necessita de um menor número de condensadores.

• Maior número de níveis redundantes. • Maior autonomia dos módulos.

As principais desvantagens do conversor multinível modular são: • Técnicas de controlo das células são complexas.

• Número elevado de semicondutores.

Para concluir este capítulo apresenta-se um quadro-resumo que permite comparar as topologias estudadas para n níveis:

Nº de componentes

Vantagens Desvantagens

Topologia Conjuntos de semicond. [IGBT/Díodo]

Condensadores / Componentes

adicionais

NPC [2(n-1)] [n-1] / [(n-1)(n-2)] _(Díodos) Utilização de banco de condensadores num

sistema polifásico. Nº elevado de díodos extra

Condensadores

Flutuantes [2(n-1)] [(n-1)(n-2)/2] (Cond.)/ [0] Mais níveis redundantes tensão nos condensadores. Dificuldade em equilibrar a

Modular (N2) [4(n-1)] [2(n-1)]/ [0] Estrutura modular Nº elevado de semicond.

Modular (N3) [4(n-1)] [2(n-1)]/ [0] Estrutura modular (maior _{redundância)} Nº elevado de semicond. Maior complexidade de controlo das células

3. Conversor Multinível Modular

Neste trabalho vai ser estudado o conversor multinível modular (CMM), constituído por módulos de 2 níveis de tensão, em modo de funcionamento AC-DC [4][5].

3.1. Topologia modular de 2 níveis (M2)

O CMM é constituído por células (módulos) de 2 níveis de tensão de saída possíveis, sendo que um deles origina um curto-circuito aos terminais da célula colocando a tensão a zero. Pode-se dizer que a célula está desligada. Outro estado implica ligação do condensador ao braço do conversor, portanto a célula pode se considerar ligada.

A tensão de saída da célula pode ser dada por:

uocel= γ uc

(3.1)

Onde:

γ = �0 se (S_{1 se (S}2 ON, S1 OFF)

2 OFF, S1 ON)

Tabela 3.1 – Estados de combinações de uma célula de 2 níveis

S1 S2 γ uocel

0 1 0 0 1 0 1 uc

Figura 3.1 – Célula de 2 níveis de tensão

Figura 3.2 – Estados possíveis da célula de 2 níveis

3.2. Estrutura do CMM trifásico

O conversor é constituído por 3 braços idênticos com 2n células iguais cada um, sendo que a 1ª metade constitui o semi-braço superior e as restantes fazem parte do semi-braço inferior.

2n celulas → � Semi − braço superior: celulas S_{Semi − braço inferior: celulas I} De seguida apresenta-se uma análise da estrutura do conversor. 1. Análise das tensões: (monofásica)

Existem 3 casos distintos que devem ser analisados para estudar a distribuição das tensões do conversor.

I. Se todas as células S estiverem desligadas, as células I devem estar ligadas visto que o somatório das tensões das células ligadas num braço deve igualar a tensão de alimentação do conversor.

Udc = � u_ocelk m k=1

(ON)

(3.2)

m – Número de células ligadas por braço

Figura 3.3 – Conversor multinível modular de N níveis

A tensão no semi-braço inferior (uan) do conversor verifica:

uan= uo_celI1a+ uo_celI2a+ … + uo_celIma = Udc

(3.3)

Nestas condições, a tensão no semi-braço inferior e a tensão de cada célula (uocel) são

dadas por:

�γS1a, … , γSna = 0

γI1a, … , γIna= 1 → uan= Udc → uocel=

Udc

m

(3.4)

Conclui-se que o número de células ligadas por braço é sempre o mesmo, sendo a tensão de alimentação uniformemente distribuída por estas. A tensão no semi-braço inferior de um braço do conversor corresponde ao somatório das tensões das células ligadas neste semi-braço.

II. Se todas as células S estiverem ligadas, as células I devem estar desligadas, isto origina um curto-circuito no semi-braço inferior de um braço do conversor. Assim, a tensão uan é

nula.

�γ_γS1a, … , γSna= 1

I1a, … , γIna = 0 → uan= 0

(3.5)

III. Se houver m células ligadas no semi-braço inferior, a tensão deste semi-braço é dada por:

uan = m uocel

(3.6)

Supondo que o braço do conversor tem N (ímpar) níveis, o número de células por braço (nc) será:

nc= 2(N − 1)

(3.7)

A tensão de cada célula é dada por:

uocel=

Udc

N − 1

(3.8)

Substituindo 3.8 em 3.6, obtém-se que a tensão no semi-braço inferior é dada por: uan =_{N − 1 U}m dc

(3.9)

Fazendo,

γm=_{N − 1 ,}m m ∈ {0, 1, … , N − 1}

(3.10)

Resulta:

uan= γm Udc

(3.11)

2. Análise das correntes: (análise trifásica)

No caso das tensões foi feita uma análise monofásica, pois é idêntica para as 3 fases. As correntes devem ser analisadas de ponto de vista trifásico.

Supondo o conversor trifásico da figura 3.3, vem:

Iu = Ia+ Ib+ Ic

(3.12)

Tendo 2(N − 1) células, a tensão no semi-braço inferior da braço a é γmaUdc. Isto significa

que a tensão no semi-braço superior é dada por:

Udc− γma Udc= �1 − γma� Udc

(3.13)

A corrente do braço está a passar por m células ligadas (condensadores) no semi-braço inferior e por (N − 1 − m) no semi-braço superior, pois:

�1 − γma� Udc Udc N − 1 = �1 − m a N − 1� Udc Udc N − 1 = N − 1 − ma

(3.14)

Então a corrente Ia é dada por:

Ia=_m ma

a+ N − 1 − ma ia=

ma

N − 1 ia= γmaia

(3.15)

Considerando expressões análogas para Ib e Ic, obtém-se a expressão da corrente de

entrada:

Iu = γmaia+ γmbib+ γmcic

(3.16)

Para analisar a corrente em cada braço tal como para as tensões, existem 3 casos que devem ser analisados. Neste caso foi feita a análise das correntes do braço a do conversor.

I. Se todas as células do semi-braço inferior do braço a estiverem ligadas, a tensão do semi-braço inferior é máxima e a corrente é:

�γS1a, … , γSna = 0

γI_1a, … , γI_na= 1 → m = N − 1 → Ia= ia ∧ ip = 0

Sendo que ip é a corrente que passa no semi-braço inferior do braço a do conversor.

II. Se todas as células do braço inferior estiverem desligadas, a tensão deste semi-braço é nula e a corrente é:

�γ_γSa1, … , γSan = 1

Ia1, … , γIan = 0 → m = 0 → Ia= 0 ∧ ip = −ia

III. No caso de haver m células ligadas no semi-braço inferior e (N − 1 − m) células ligadas no semi-braço superior, a corrente é dada por:

Ia= ia+ ip

3.3. Funcionamento do CMM

A análise do funcionamento de CMM (de 9 níveis) vai ser feita com auxílio do esquema equivalente de um dos seus braços (fig. 3.4) [4][25][27].

Na malha S: uo = U − u𝑠𝑠 (3.17) Na malha I: uo= −U + ui (3.18) Na malha exterior: 2 U = us+ ui (3.19)

Destas 3 equações ou analisando diretamente as malhas, ou tabelas apresentadas em baixo, pode-se concluir que:

− U < uo< U

Figura 3.4 – Esquema equivalente do CMM referente à uma fase

⟹ � usk = 2 U 8 = U 4 uik = 2 U 8 = U 4

Uma vez que o conversor é de 9 níveis, a tensão de saída deve ter os seguintes valores:

uo∈ �−8 U_{8 ; −}6 U_{8 ; −}4 U_{8 ; −}2 U_{8 ; 0 ;} 2 U_{8 ;} 4 U_{8 ;} 6 U_{8 ;} 8 U_{8 �}

⇓

uo ∈ �−U; −3 U_{4 ; −}U_{2 ; −}U_{4 ; 0 ;} U_{4 ;} U_{2 ;} 3 U_{4 ; U�}

Nas tabelas seguintes (3.2, 3.3) estão representados os valores das tensões necessárias nas células de modo a garantir os níveis de tensão de saída desejados:

Tabela 3.2 – Tabela das tensões do CMM de 9 níveis em função da tensão de alimentação

Tensões em função de U us= U − uo ui= U + uo Nível de Tensão uo us ui -4 − U 2 U 0 -3 ₋3 U 4 7 U 4 U 4 -2 ₋U 2 3 U 2 U 2 -1 ₋U 4 5 U 4 3 U 4 0 0 U U 1 U 4 U 4 5 U 4 2 U 2 U 2 3 U 2 3 3 U 4 U 4 7 U 4 4 U 0 2 U

Na tabela 3.3 as tensões são dadas em função da tensão de cada célula (usk). Neste caso k

corresponde ao número da célula.

Tabela 3.3 – Tabela das tensões do CMM de 9 níveis em função da tensão da parte superior do braço Tenões em função de usk us= U − uo ui= U + uo Nível de Tensão uo us ui -4 − U 8 usk 0 -3 ₋3 U 4 7 usk usk -2 ₋U 2 6 usk 2 usk -1 ₋U 4 5 usk 3 usk 0 0 4 usk 4 usk 1 U 4 3 usk 5 usk 2 U 2 2 usk 6 usk 3 3 U 4 usk 7 usk 4 U 0 8 usk

Na tabela 3.4 estão representados os estados das células (C) referentes aos (N) níveis de tensão de saída, sendo que 1 corresponde ao estado – célula ligada e 0 corresponde ao estado - célula desligada.

Tabela 3.4 – Combinações de estados das células do CMM de 9 níveis

Combinações de estados das células (9 Níveis)

N C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C14 C15 C16 -4 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 -3 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 -2 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 -1 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 2 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 3 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 4 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 19

Nas figuras 3.5, 3.6 e 3.7 podem ser visualizadas as representações gráficas das tensões de saída, de semi-braço superior (us) e de semi-braço inferior (ui) do conversor comprovando o

comportamento descrito anteriormente:

Com base na análise feita ao conversor de 9 níveis, pode-se chegar as expressões para um caso geral de N níveis:

− U < uo< U � usk = 2 U N − 1 uik = 2 U N − 1 (3.20) uo =ui− u₂ s → uo =_{N − 1 U}m − j uo∈ �−U; … ; −_{N − 1 ; −}4 U _{N − 1 ; 0 ;} 2 U _{N − 1 ;} 2 U _{N − 1 ; … ; U �} 4 U

Em que j e m são o número de células ligadas no semi-braço superior e inferior, e N-1 é o número total de células ligadas por braço.

Figura 3.5 – Tensão de saída referente à um braço do CMM de 9 níveis

Figura 3.6 – Tensão no semi-braço superior do CMM Figura 3.7 – Tensão no semi-braço inferior do CMM

3.4. Dimensionamento do CMM

Os conversores multinível modulares, desenvolvidos neste trabalho, vão ser integrados num sistema de transmissão HVDC trifásico, funcionando em modos AC-DC e DC-AC. É de notar que o funcionamento em modo DC-AC é similar ao funcionamento em modo AC-DC, pelo que só se faz o estudo do primeiro.

Numa primeira etapa foi realizado o dimensionamento e simulação referente a um braço do conversor (em modo AC-DC) até 81 níveis de tensão de saída. A versão completa deste conversor vai ser projetada no capítulo referente ao dimensionamento do sistema HVDC (cap. 5). O cálculo dos parâmetros dos componentes foi feito em função das potências ativa e reativa que devem transitar entre a rede e o conversor.

Sendo a rede representada por uma fonte de tensão alternada (V1), a linha e a bobine de

alisamento por uma reatância XL (desprezam-se as perdas) e o conversor a funcionar em regime

alternado sinusoidal aproximado por uma outra fonte de tensão alternada (V2), obtém-se o seguinte

esquema equivalente [7] [28]:

Dimensionamento do CMM (9 níveis):

De acordo com o Anexo 1, os semicondutores escolhidos para a realização deste conversor, suportam tensões de 6.5 kV e, colocados em paralelo, correntes de até 1.5 kA. Os módulos operam a uma tensão de 3 kV, já que se deve garantir uma margem de segurança. Assim, sendo o braço constituído por 16 módulos, funcionando 8 de cada vez, deve ser alimentado por 24 kV. Pelas expressões 3.20 conclui-se que a tensão máxima à saída do conversor é de 12 kV. De modo a respeitar os limites de corrente, escolheu-se uma potência ativa de 6 MW, sendo a potência reativa 7% desse valor, já que o fator de potência não é unitário na ausência de malhas de controlo.

Admitindo: P12= 6 [MW] cos φ = 0.95 Q12= 1.972 [MVAr] E sendo que, V1max = 12 [kV] → V1ef = V1max √2 = U √2= 8.5 [kV] (3.21)

Figura 3.8 – Esquema equivalente: Conversor DC-AC (V1) – Rede elétrica (V2)

V2max = 11.5 [kV] → V2ef =

V2max

√2 = 8.1[kV] (3.22) As potências transitadas são dadas por [8][13]:

P12= V1ef V_X2efsin δ L (3.23) Q12= V1ef 2 _{− V} 1ef V2efcos δ XL (3.24)

Observando estas duas últimas expressões, conclui-se que as potências transitadas dependem dos valores eficazes das tensões 1 e 2, da desfasagem (δ) entre elas, e ainda da impedância (ZL).

Sendo que os valores eficazes das tensões são fixos, as potências variam com δ. Assim torna-se indispensável obter uma expressão que permita calcular a desfasagem das tensões em função dos parâmetros conhecidos.

P Q=

V_1ef V_2efsin δ V_1ef2 _−V

1ef V2efcos δ ⇛ δ = acos �

V_1ef V_2ef P �P2_+Q2� + atan2(Q, P), Q ≥ P �� V_1ef V_2ef� 2 − 1 (3.25)

Tendo a expressão que permite calcular a desfasagem pode-se prosseguir com o dimensionamento do sistema: δ = acos �V1ef V_2ef P �P2_{+ Q}2� + atan2(Q, P) = 0.45 [rad] (3.26) ⇒ δ = 25.8° A reactância XL é dada por:

XL=V1ef V_P2ef₁₂sin δ= 4.99 [Ω] (3.27)

A corrente transitada é dada por:

I̅ =V�1_jX− V�2 L (3.28) → |I̅| =|V�1_|jX− V�2| L| = �V_1efej0_{− V} 2efejδ� XL = 744.3 [A] (3.29) → Imax = √2 × Ief= 1052.6 [A] (3.30) L =X_{ω = 15.9 [mH] (3.31)}L

É de realçar que não foram consideradas as bobines de proteção do braço do conversor. O seu dimensionamento e importância da respetiva utilização encontram-se em anexo deste trabalho (Anexo 6).

O CMM é constituído por células com 1 condensador cada, que também deve ser dimensionado. A corrente que flui no condensador é dada por [5]:

ic= C dV_{dt → i}c c= C ∆V_{∆t (3.32)}c

Admitindo uma variação de 3% por milissegundo na tensão aos terminais dos condensadores vem: C = i_∆Vc∆t

c → C =

ic∆t

∆Vc = 11.7 [mF] (3.33)

Este valor de capacidade dos condensadores é obtido para uma frequência máxima de comutação de 10 kHz (∆t = 1 × 10−4_{). O valor máximo de corrente que passa no condensador corresponde ao valor}

máximo de corrente que passa no braço do conversor e pode ser calculado de acordo com [27] e [28]. Concluindo este capítulo, estão representados nas figuras seguintes, os resultados de simulação da versão monofásica de conversores de 9 e 81 níveis de tensão de saída, para validar os resultados dos dimensionamentos realizados.

Simulação: 9 níveis

Com auxílio de um algoritmo de contagem foi feita uma análise da frequência de comutação dos semicondutores. O resultado indica que com a frequência de comutação máxima de 10 kHz, os semicondutores comutam com uma frequência média de 1.1633 kHz.

Figura 3.9– Corrente e tensão de saída do conversor

Figura 3.10– Potência ativa transitada

Simulação: 81 níveis Parâmetros:

Verifica-se que os semicondutores comutam em média com uma frequência de 1.3901 kHz, tendo uma frequência máxima de comutação possível de 20 kHz. Comparando com o caso de 9 níveis, verifica-se que os valores são próximos, demonstrando a robustez da técnica de controlo desenvolvida. Também é de notar que neste caso, os valores de simulação obtidos são mais próximos dos valores calculados do que no caso anterior. Isto deve-se à utilização de um número de níveis mais elevado.

P12 [MW] cos φ V1max[kV] V2max[kV]

72 0.95 120 119

Figura 3.11– Corrente e tensão de saída do conversor

Figura 3.12– Potência ativa transitada

3.5. Rendimento do CMM

O sistema HVDC projetado neste trabalho é constituído por 2 conversores de energia que apresentam perdas de potência durante o seu funcionamento. Torna-se importante calcular o rendimento de cada um para garantir que o dimensionamento dos parâmetros do sistema seja feito corretamente.

Num sistema físico real, a imperfeição dos materiais implica a presença de perdas em todos os componentes. Assim, tendo em conta que o rendimento é dado como em [3]:

η =_PPsaida

entrada =

Psaida

Psaida+ Pperdas (3.34)

Pode-se definir uma expressão para cálculo do rendimento dos conversores.

η =_P Psaida

saida+ Pcomutação+ Pcondução+ Pcondensadores (3.35)

A potência de perdas é dada pela soma das perdas de condução e comutação dos semicondutores e ainda das perdas nos condensadores das células. Estas últimas são desprezadas na simulação, sendo os condensadores considerados perfeitos.

As perdas nos semicondutores dependem dos parâmetros dos próprios dispositivos, que são fornecidos pelo produtor. Tendo em conta os parâmetros dos semicondutores (Anexo 1), pode ser feita a análise das perdas dos semicondutores.

⎩ ⎨ ⎧ Vcesat = 3.9 [V] I_csat= 750 [A] tr= 300 [ns] tf= 590 [ns] (3.36)

As perdas de condução estão relacionadas com a resistência interna (Ron) dos

semicondutores. Tendo uma corrente a passar no semicondutor durante a condução existe dissipação de potência, dada por:

Pc = RonIef2 (3.37)

Em que Ron pode ser calculado por: Ron=V_Icesat

csat =

3.9

750= 5.2 [mΩ]

Visto que temos 2 semicondutores em paralelo para suportar a corrente máxima de 1.1kA a resistência interna de cada um deles, de ponto de vista da simulação (Ronsim) é dada por:

Ronsim = Ron Ron Ron+ Ron= R2on 2 Ron= Ron 2 = 2.6 [mΩ] (3.38) Já que nos módulos do conversor da simulação apenas será considerado um semicondutor equivalente.

A passagem do semicondutor a condução ou ao corte não é um processo instantâneo. Isto da origem as perdas de comutação nos dispositivos, e estas estão dependentes dos tempos de queda (tr) e de subida (tf) característicos dos semicondutores.

Uma vez que as perdas de comutação ocorrem quando há alteração do estado do semicondutor, a potência de perdas está diretamente relacionada com a frequência de comutação dos dispositivos.

A análise das perdas de comutação vai ser feita recorrendo à energia perdida em cada comutação, que é dada por:

Wp_cn = Vcemax ipcn

tr+ tf

2 (3.39) Em que Vcemax corresponde ao valor máximo da tensão a que o semicondutor é sujeito e ic é o valor

instantâneo da corrente que passa no instante de comutação. Os tempos de fall e rise são indicados em 3.39, de acordo com o datasheet do anexo 1.

As perdas totais de energia por célula num período de tensão podem ser representadas por:

W_pT= Wpc₁+ Wpc₂+ ⋯ + Wpc_n= � Wpc_i ≈ � Wpc_ndt T 0 m i=1 ⇒ � Wpc_ndt T 0 = Vcemax Icmed T tr+ tf 2 (3.40) Uma vez que a corrente em cada semi-período passa preferencialmente por um dado semi-braço, analisam-se as comutações em metade do período.

WpT 2 = � W_pc ndt T 2 0 = Vcemax IcmedT₂ T 2 tr+ tf 2 (3.41)

Figure 3.13 – Corrente de saída do conversor com instantes de comutação de uma célula

Logo a potência de perdas em meio período é dada por: PT 2= WpT 2 T 2 = Vcemax Ic_medT 2 tr+ tf 2 (3.42) Assim conclui-se que a potência de perdas em meio período tem um valor constante, dado pela expressão 3.42.

A ferramenta de simulação utilizada, o Simulink, não inclui perdas de comutação nos semicondutores. No entanto, aquelas perdas podem ser inseridas dimensionando os snubbers incluídos no modelo do Simulink.

Para inserir as perdas na simulação, foi desenvolvido um algoritmo que calcula o valor instantâneo de perdas de energia em cada semicondutor num período. De acordo com os valores obtidos podem dimensionar-se os snubbers dos módulos, sendo que a energia de perdas pode ser representada por energia armazenada nos condensadores dos snubbers (Cs) que deve ser dissipada

na resistência (Rs) num tempo bastante inferior do que o tempo de simulação mínimo (Tsmin).

Wp_cn =1_{2 C}sn V2 ↔ Csn = 2 Ec V2 (3.43) τ = RsnCsn≪ Tsmin → RsnCsn< Tsmin 3 ↔ Rsn< Tsmin 3 C_sn (3.44) Na tabela 3.5 apresentam-se os rendimentos obtidos para os conversores de 9 e 25 níveis, uma vez que as simulações do sistema HVDC trifásico foi feita para conversores até 25 níveis de tensão de saída.

Tabela 3.5 – Rendimentos dos conversores

Rendimento (η)

Nº de níveis Conversor 1 - DC/AC (lado da rede) Conversor 2 - AC/DC (lado do parque eólico)

9 0.9936 0.9910

25 0.9949 0.9961

A diferença dos valores de rendimento dos dois conversores do mesmo sistema HVDC deve-se à existência de perdas na linha de transmissão. A tensão DC do lado do parque eólico deve deve-ser superior, o que implica uma maior tensão nas células do conversor DC/AC, aumentando o valor de energia perdida em cada comutação. Também se verificou que as frequências de comutação não são iguais, uma vez que os dois conversores são comandados por sistemas de controlo separados, que trabalham a tensões diferentes.

4. Controlo do Conversor

De modo a obter os valores de tensão pretendidos à saída do conversor deve-se recorrer a um sistema de controlo [1] [4]. No capítulo seguinte estão descritas as técnicas de controlo utilizadas que permitem obter valores de tensão de saída do conversor desejados e equilíbrio das tensões nos condensadores das células.

A primeira etapa consiste em análise de funcionamento do CMM em modo inversor (DC-AC).

4.1. Inversor trifásico

O funcionamento de um conversor de potência em modo inversor, permite obter na saída tensões alternadas sinusoidais com frequências desejáveis, tendo à entrada uma tensão contínua. Isto é possível recorrendo à um sistema de controlo, responsável pelo comando dos semicondutores.

Pela análise detalhada de CMM feita na parte referente ao funcionamento (cap. 3.3): γmj =

mj

N − 1 , (m ∈ {0, 1, … , N − 1}, j ∈ {a, b, c}) (4.1) Em que m corresponde ao número de células ligadas do semi-braço inferior de uma fase.

A tensão de saída de cada braço é dada por:

va= γmjUdc (4.2) Figura 4.1 – Esquema equivalente do CMM trifásico

As tensões compostas (Line to line voltages) são dadas por: � vab = va− vb = (γma− γmb) Udc = γmabUdc vbc = vb− vc = (γmb− γmc) Udc = γmbcUdc vca= vc− va= (γmc − γma) Udc = γmcaUdc γmij = mi− mj N − 1 , i, j∈ {a, b, c} (4.3)

As tensões simples (Line to neutral voltages):

�VVANBN= v= vabbc+ V+ VBNCN

VCN= vcn+ VAN

(4.4)

Efetuando algumas manipulações algébricas, semelhantes às de um inversor trifásico [1] [3], obtemos:

⟹ VAN =�2 γma− γ₃mb− γmc� Udc =2ma_{3(N − 1)}− mb− mc Udc

⟹ VBN =�2 γmb− γ₃ma− γmc� Udc =2mb_{3(N − 1)}− ma− mc Udc (4.5)

⟹ VCN=�2 γmc− γ₃ma− γmb� Udc = 2mc_{3(N − 1)}− ma− mb Udc

Ou ainda utilizando a expressão de γkij composto (4.3), obtemos:

⟹ VAN =�γmab + γ₃ mac� Udc

⟹ VBN =�γmba+ γ₃ mbc� Udc (4.6)

⟹ VCN=�γmca+ γ₃ mcb� Udc

4.2. Modulação PWM (Sigma-Delta)

A técnica utilizada para controlar tensão à saída do conversor foi a modulação PWM (Pulse Width Modulation) com modulante sinusoidal [4] [5]. Esta técnica de modulação de largura de impulso gera em cada período de comutação uma onda retangular vout com a mesma área que a tensão de

referência vref: 1 TC� vref TC o dt = 1 TC� vout TC o dt (4.7) Daqui resulta, 1 TC� vref− vout TC o dt = 0 (4.8)

Onde TC é o período de comutação do conversor, v_ref = V sin(ωt) é a modulante ou tensão de

referência. vout corresponde à tensão de saída do conversor e é dada por:

vout = γ U_{2 = γ U (4.9)}dc

γ ∈ �−1; −N − 3_{N − 1 ; … ; −N − 1 ; 0 ; −}2 _{N − 1 ; … ;} 2 N − 3_{N − 1 ; 1 �}

(N níveis de tensão de saída)

O modulador seleciona o nível de tensão de saída que assegura a validade da equação 4.8. É de notar que tanto o sinal de referência como a tensão de saída foram normalizadas, dividindo ambos pela tensão de um nível. Assim na saída do modulador obtém-se um sinal multinível que dá a informação do nível da tensão de saída do conversor.

Figura 4.3 – Malha interna do bloco modulador Figura 4.2 – Bloco de controlo Sigma-Delta

De ponto de vista de implementação computacional, a técnica anteriormente apresentada é um controlador não linear de tensão que compara a tenção de referência com a tensão de saída do conversor. Com auxílio de um integrador do erro e um quantizador, este erro é convertido num nível de tensão. O nível obtido à saída do controlador vai ser processado por uma função descodificadora (Matlab function) que gera sinais de comando dos semicondutores de acordo com o nível de tensão de saída desejado.

Figura 4.4 – 1) Referência da tensão (azul) e nível de saída do modulador (roxo); 2) Erro de tensão à entrada do modulador

4.3. Equilíbrio das tensões nos condensadores das células

O conversor é constituído por várias células de 2 níveis de tensão (0; Vcel). Cada célula possui

1 condensador cujo valor de tensão deve ser mantido constante e igual ao valor de referência definido. A tensão nos condensadores varia de acordo com o sentido da corrente que atravessa estes, crescendo ou decrescendo aproximadamente de acordo com a seguinte equação:

ic = CdVc_{dt (4.10)}

Assim conclui-se que caso a corrente tenha sinal positivo, a variação da tensão aos terminais do condensador é positiva, ou seja este carrega e a tensão aos seus terminais aumenta. Caso a corrente seja negativa, a variação da tensão é negativa e o condensador descarrega.

Pretende-se uma repartição equilibrada da tensão pelos condensadores de acordo com o valor da tensão de referência calculado em função da tensão de alimentação do conversor, pois as comutações devem ser feitas entre níveis de tensão bem definidos. Isto leva à necessidade de controlo da tensão aos terminais dos condensadores.

A estratégia de equilíbrio das tensões nos condensadores dos módulos baseia-se nos princípios de carga e descarga dos condensadores [4] [7]. A utilização desta estratégia é possível com a existência de níveis de tensão, chamados redundantes, que resultam da possibilidade de obtenção do mesmo nível de tensão de saída usando diferentes combinações de módulos ligados. A tensão de todos os condensadores é processada por um algoritmo de seleção que liga os módulos adequados garantindo o equilíbrio da tensão. O semi-braço superior e semi-braço inferior devem ser analisados separadamente pois o sentido, e consequentemente o sinal, da corrente em cada um é diferente. O nível de tensão de saída pretendido indica o número de módulos do braço que devem ser ligados. Assim conclui-se que o balanceamento é obtido em função das variáveis seguintes:

- (in) nível de tensão de saída pretendido - (in) sentido de corrente que flui no semi-braço - (in) tensões nos condensadores do braço

Numa primeira etapa, em função do nível de tensão de saída pretendido, resultante do controlo Sigma-Delta, obtém-se o número de módulos que devem ser ligados em cada um dos semi-braços. De seguida é feita a avaliação do estado correspondente ao nível desejado em redundante ou não, para decidir se existe a opção de escolha dos módulos a ligar. Caso o estado seja não redundante, significa que devem ser ligados todos os módulos do semi-braço (ou nenhum, visto que há dois estados redundantes).

Se o estado for redundante, as tensões de todos os condensadores são avaliadas de acordo com o sentido de corrente que flui nos mesmos. Caso a corrente seja positiva, ao ligar, os condensadores vão carregar, logo estes são ordenados de forma crescente e o mais descarregado fica no topo da lista (vetor). Se a corrente for negativa, os condensadores são ordenados de forma decrescente, visto que vão ser descarregados. Esta técnica permite obter um equilíbrio de tensão aos