Para o pseudo-resistor, várias configurações presentes na literatura foram testadas e além disso, uma configuração em que o transistor é utilizado em acumulação foi proposta e testada. Nessa configuração utiliza-se a corrente de fundo (Ioff) do transistor de modo a obter o maior valor
possível de resistência, com a mesma sendo constante e estável dentro da banda do sinal. A Figura 14 mostra a configuração de pseudo-resistor proposta.
Foi realizada uma análise paramétrica para que se determine as dimensões que levam aos maiores valores de resistência. De acordo com os resultados, definiu-se 𝑊 𝐿⁄ = 1 4⁄ . A análise DC foi utilizada para definir a resistência, na Figura 15 mostra-se os resultados obtidos para essa análise.
Tabela 6. Parâmetros DC obtidos para o pseudo-resistor.
Parâmetro Valor VDS 180.9 µV
IDS 4.9 zA
IBULK 18 aA
R 10 TΩ
A análise dos parâmetros obtidos permite verificar que o transistor está operando na configuração de diodo reverso de dreno. Nessa condição, a corrente de substrato é predominante e para que se possa utilizar o transistor é necessário que se garanta que a tensão de ruptura reversa não seja atingida e que o poço em que se encontram seja isolado. Para a tecnologia de 0.5 da ON Semiconductors, a tensão de ruptura é de 10 V e a corrente de espalhamento de 1 pA. Com isso, verifica-se a viabilidade de utilizar a tecnica desde que se limite a tensão VDS e
que se utilize transistores PMOS. Em seguida, uma análise AC foi realizada para verificar o comportamento do pseudo resistor em frequencia. Na figura 15 mostra-se os resultados da simulação AC para uma entrada de 10 uVrms no amplificador proposto.
O nível atingido é na ordem de GΩ a TΩ para a faixa de frequência de trabalho, o que está dentro do definido para que se atinja baixas frequências de corte. É interessante avaliar, também, como a pseudo-resistência se comporta para diferentes sinais. Desta forma, a simulação de uma medição de 4 pontas foi realizada na qual um corrente foi aplicada e a tensão foi medida para que se obtivesse a resistência. A Figura 16 traz os resultados obtidos na análise realizada para um pseudo-resistor e para dois pseudo-resistores associados em série.
Figura 16. Análise paramétrica para caracterização da pseudo-resistência proposta.
A análise das curvas da figura 16 permitiu verificar que as resistências variam entre 2 TΩ e 3 TΩ, valores que são compatíveis com os necessários para obtenção de baixas frequências de corte inferiores. Além disso, verifica-se que para a associação em série leva a valores ainda maiores de resistências e por isso essa configuração será utilizada. Uma vez definidas a viabilidade do design proposto, simulações foram realizadas para verificar o desempenho do bioamplificador como um todo.
5 SIMULAÇÕES
Depois de determinados os W/L dos transistores, os esquemáticos, equivalentes aos circuitos das figuras 11 e 12, foram desenhados de acordo com os valores encontrados na tabela 5. A simulação do circuito foi dada em ambiente computacional através do mesmo software e feita a cada etapa desenvolvida de modo que todos os módulos são garantidos de estar funcionando antes de sua condensação, substituindo os blocos ideais pelos reais a cada passo. Para ambos amplificadores o mesmo testbench foi utilizado para realização das simulações, conforme mostrado na Figura 17.
Figura 17. Diagrama esquemático do testbench utilizado para as simulações
As simulações a cada etapa de projeto foram divididas em 3 partes. A primeira simulação consistiu na verificação do ganho diferencial do sistema. A segunda verificou o ganho em modo comum do sistema e a terceira foi a inserção de variados sinais na entrada do circuito de registro projetado e verificação da resposta do sistema a sinais para que se possa avaliar a eficácia da amplificação, filtragem e o SNR do circuito e comparado aos requisitos. A partir dos resultados, os parâmetros são ajustados de modo a obter valores ótimos para o amplificador.
Uma simulação DC foi realizada para determinar a polarização do OTA e verificar os níveis de inversão de cada transistor. Uma simulação de corners também foi realizada para garantir que o circuito funcione ainda que haja variações de processo de fabricação.
Finalmente, uma simulação final, pós leiaute, foi realizada para que se avalie a resposta e o nível de ruído do sistema em relação à frequência. Esta simulação visa, principalmente, determinar o ruído referido de entrada do circuito que é a principal métrica de ruído para amplificadores de biopotenciais. Essa simulação é feita pós-leiaute uma vez que o mesmo pode alterar o nível de ruído devido a capacitâncias parasitas. Desta forma, técnicas de redução de ruído devem ser implementadas no leiaute para que o ruído adicionado seja mínimo.
6 LEIAUTE
Uma vez obtidos resultados de simulação satisfatórios para cada componente do amplificador, o leiaute é realizado visando minimizar área e ruído. Técnicas como centróide comum e utilização de “dummies” foram utilizadas no OTA para garantir o mínimo de ruído. O leiaute para o OTA telescópico é mostrado na Figura 18.
Figura 18. Leiaute do OTA telescópico.
Na Figura 18 foram destacados os elementos que compõem o OTA Telescópico proposto. Em vermelho destaca-se o espelho de corrente ativo de Wilson, utilizado como carga ativa para o circuito. O par diferencial e os transistores cascodes são destacados em amarelo e verde, respectivamente. Finalmente, o espelho de corrente é destacado em laranja e os transistores dummies são destacados em preto.
Em seguida, foram feitos os leiautes para a malha de realimentação e os capacitores de entrada. Diversas topologias de pseudoresistores foram colocadas no chip teste e a que apresentou melhor desempenho nas simulações, transistor em acumulação, foi acoplada ao OTA na rede de realimentação. Assim, o Leiaute final do bioamplificador foi determinado e está apresentado na Figura 19. O circuito de realimentação (capacitor e pseudo-resistor) e os capacitores de
Carga Ativa Dummies Par Diferencial Cascode
desacoplamento DC estão destacados na Figura 19, em verde, laranja e vermelho, respectivamente. O OTA previamente descrito está destacado em preto.
O circuito total ficou com dimensões de 132 µm por 88 µm, com isso se obteve uma área de 0,0116 mm2. Além dos elementos de realimentação, as referências de tensão e de corrente ideais também foram substituídas pelos circuitos de referencias reais destacados em amarelo, resultando no leiaute final mostrado na Figura 19.
Figura 19. Leiaute do amplificador proposto com os circuitos de referências.
As referências, destacadas em amarelo na Figura 19, foram geradas através de circuitos padrão [72] e podem alimentar diversos amplificadores, de forma que suas métricas não serão incluídas na avaliação do circuito. Capacitores de Entrada OTA Circuitos de Referências Capacitores de Realimentação Pseudo-resistores
7 RESULTADOS
Antes do leiaute, as simulações são realizadas sem a inclusão dos parasitas provenientes do Leiaute obtendo-se as métricas ideais do amplificador. Além disso, as simulações pós- leiaute, Montecarlo e de ruido foram realizadas. A primeira simulação realizada foi a de ganho em modo comum para que se possa determinar a razão de rejeição em modo comum (CMRR). A Figura 20 traz os resultados dessa simulação, onde é apontado o ganho de modo comum representado pela curva verde.
Figura 20. Ganho em modo comum do amplificador
Pela análise da Figura 20, pode-se verificar que o ganho de modo comum é de aproximadamente -42.6 dB e a fase se mantém constante na banda. Para a determinação do CMRR, também é necessário que se obtenha o ganho diferencial. Os resultados provenientes desta simulação são apresentados na Figura 21, onde são apresentadas as curvas de ganho diferencial, em vermelho, e de fase, em azul.
Figura 21. Ganho diferencial e fase.
A Figura 21 mostra um ganho diferencial de 52 dB com uma frequência de corte inferior, medida com o ponto de compressão de 3 dB, de aproximadamente 400 mHz. Os resultados obtidos sastifazem os requerimentos definidos. A fase também é plotada para que se possa verificar a estabilidade do sistema através da margem de fase que deve ser no mínimo 60. No caso do circuito, tem-se o valor de 68, aproximadamente. De posse dos valores de ganho diferencial e de modo comum, o CMRR pode ser calculado como sendo:
𝐶𝑀𝑅𝑅 = 52 − (−42.6) = 94.6 𝑑𝐵 Este resultado também é satisfatório para os requerimentos definidos.
A terceira simulação foi a de análise transiente para verificar a resposta temporal do amplificador. Duas entradas senoidais de 10 µV com 100 Hz e de 100 mV e 100 mHz foram utilizadas para verificar o comportamento amplificador e do filtro, além disso um nível DC de 1 V foi aplicado para que se verifique a rejeição do nível DC. Na Figura 22 apresentam-se os resultados da simulação transiente para um sinal de entrada, curva verde, e de saída, curva azul.
Figura 22. Resultado da simulação transiente com entradas senoidais de 10µV com 100 Hz e de 100 mV com 100 mHz.
A análise da resposta transiente mostra que o amplificador cumpre sua função, eliminando o nível DC e filtrando o sinal de 100 mHz. Os modelos utilizados para as simulações são bem condizentes com os comportamentos reais dos transistores, desta forma os resultados obtidos nas presentes simulações apresentam alto nivel de confiança. Outro aspecto importante a ser avaliado é o comportamento do ruído no circuito. Assim, a análise de ruído referido na entrada foi analisada e os resultados são destacados na figura 23.
A análise da Figura 23 mostra que o ruído apresenta um pico em torno da frequência de 400 mV, o que condiz com o que era esperado pela análise teórica de ruído feita anteriormente. O ruído Flicker proveniente dos transistores do par diferencial contribuem para esse pico na baixa frequencia. A integral da curva da Figura 23 leva a obtensão do ruído total referido na entrada para o circuito e foi obtido o valor de 2,68 µVrms. Tal valor está ligeiramente acima dos valores
obtidos no estado da arte, no entanto ainda está consideravelmente abaixo do valor estipulado como máximo.
O leiaute para o amplificador convencional foi realizado e depois de terminado o leiaute do chip, a simulação de ganho diferencial e a de transiente foram refeitas para avaliação dos parasitas no leiaute, além disso a análise transiente foi realizada para a entrada de 10 mV e 1 kHz. Os resultados, obtidos nas simulações pós-leiaute, são mostrados nas Figuras 24 e 25, respectivamente.
Figura 25. Simulação transiente para entrada de 10 mV no bioamplificador.
A análise da Figura 24 permite visualizar que os elementos parasitas provenientes do leiaute causaram uma queda no ganho para 40 dB e a frequência de corte se manteve em aproximadamente 400 mV. As métricas ainda foram mantidas e à amplificação ocorre conforme o esperado, como mostra a figura 25, além disso é possivel verificar que o sinal é amplificado em 100 vezes (40 dB) invertido após a amplificação conforme esperado pelo ganho teórico calculado anteriormente.
Por fim, as análises de robustez do circuito foram realizadas. Para esse fim dois tipos de análises foram feitas, a de corners e a de Montecarlo. A análise de corners foi realizada para que se verifique a variação desses valores em função do processo de fabricação para os corners ff (fast- fast) e ss (slow-slow). Tais corners representam os casos extremos de potência e de velocidade, respectivamente. A Figura 26 traz a compilação dos resultados obtidos na simulação de corners.
Figura 26. Resultado das simulações de corners para o circuito.
A análise da figura 26 mostra que o processo tem uma grande influência no circuito em relação ao offset DC gerado pelo circuito, na margem de fase e na frequência de corte superior, porém não possui influência considerável no ganho diferencial e nem na frequência de corte inferior. A análise de Montecarlo utiliza variações estatísticas de parâmetros de processos e de descasamento do circuito para avaliar o desempenho do mesmo. Foram analisados cem pontos e os resultados obtidos para o ganho diferencial do amplificador são mostrados na Figura 27.
Figura 27. Resultados da análise Montecarlo para o circuito.
Finalmente, foi realizada a análise de ruído para a vista extraída, para a qual se obteve os resultados mostrados na figura 28.
Figura 28. Resultado da simulação de ruído referido de entrada.
Comparando-se os resultados obtidos para a vista extraída verifica-se que o leiaute proposto inseriu uma quantidade considerável de ruído no sistema, porém o pico de ruído foi deslocado
para frequências mais baixas, abaixo do valor de corte do filtro. O valor de ruído total referido da entrada ficou em 3,73 µVrms. O valor obtido ainda está abaixo do limiar definido em projeto,
o qual é de 5 Vrms. A tabela 7 mostra a comparação dos resultados obtidos com os levantados
da literatura.
Tabela 7. Comparação do amplificador proposto com a literatura.
[55] [59] [58] [45] Proposto * Tecnologia (CMOS) 1.5 0.5 0.5 0.5 0.5 Alimentação (V) 2,5 1,8 3,3 2 2.5 Ibias (µA) 16 6 8 1,4 10 Ganho (dB) 39,5 40,2 39,6 40 40 Fc baixa(Hz) 0,02 0,117 0,2 0,05 0,4 Fc alta(Hz) 7200 1960 94 100 10000 NEF 4 4,55 2,9
Ruido referido na entrada (µVrms) 2,2 2,19 1,94 1,2 3,7
CMRR 83 86 76 >75 94.6
Potência(µW) 0,8 63 2,8 18
Área (mm2) 0,16 0,134 0,5 0,45 0,01
8 CONCLUSÕES
A revisão bibliográfica permitiu que se compreendesse as características da MEA e dos sinais de interesse de modo a determinar a melhor arquitetura para o amplificador e características necessárias ao projeto. A arquitetura escolhida configura um amplificador de transcondutância com acoplamento AC baseado na topologia cascode telescópica com realimentação pseudo-resistiva com transistor PMOS em acumulação por questões de linearidade e de robustez a ruídos.
A análise dos resultados de simulações permite concluir que os requisitos para o projeto do bioamplificador foram atendidos e que suas métricas foram equiparáveis ao estado da arte. O leiaute do circuito proposto se pautou em abordagens de minimização na inserção de ruídos, utilizando técnicas como adição de dummies e configuração centroide comum. As simulações pós leiaute apresentaram resultados satisfatórios quando comparadas as simulações ideias, baseadas no circuito esquemático.
A utilização da configuração clássica de OTA com par diferencial de entrada NMOS e transistores em saturação, levou a transistores consideravelmente menores que os apresentados na literatura. Desta forma, verifica-se uma redução de área mantendo as métricas do estado da arte. O circuito manteve os níveis de ruído abaixo do nível de ruído inserido pelos eletrodos e o design apresenta um ótimo produto ganho-banda e uma boa robustez em relação a variações de processos. A frequencia de corte baixa ficou ligeiramente acima dos apresentados na literatura, porém a frequencia alta ficou bem acima das demais. Além disso, o CMRR, um parâmetro de extrema importancia para amplicadores, ficou bem acima dos apresentados na literatura.
Como trabalhos futuros deve-se caracterizar o circuito fabricado e realizar medidas biológicas utilizando o amplificador. Com os CIs acoplados às MEAs novos testes serão realizados, desta vez com culturas celulares. Sua performance será medida e caso alcance as expectativas em relação a estimulação e registro será incorporado definitivamente ao sistema. Após sua incorporação, os estudos de culturas neuronais e cardíacas poderão ser realizados com confiabilidade de dados de registro e estimulação das mesmas.
Os objetivos definidos foram atendidos e um artigo de revisão entitulado “Microelectrodes array technology: A review of integrated circuit biopotential amplifiers” foi produzido, apresentado no “1st International Symposium on Instrumentation Systems, Circuits and Transducers” (INSCIT) e publicado na base de dados IEEE. O artigo traz uma revisão da
tecnologia MEA focando no bioamplificador e seus componentes de forma a proporcionar uma sugestão de projeto para otimizar a captação de sinais provenientes de MEAs. [74] A configuração de pseudo-resistor proposta consiste em uma inovação e outros artigos devem ser publicados como consequência do presente projeto após a caracterização da mesma.
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