PONTIFÍCIA UNIVERSIDADE CATÓLICA DO RIO GRANDE DO SUL FACULDADE DE ENGENHARIA
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA
GUILHERME RODRIGUES PEDROLLO
ESTUDO DO CONVERSOR ZETA EM CONDUÇÃO SIMULTÂNEA DOS SEMICONDUTORES APLICADA
ÀALIMENTAÇÃO DE LEDS DE POTÊNCIA
E
STUDO DO
C
ONVERSOR
Z
ETA EM
C
ONDUÇÃO
S
IMULTÂNEA DOS
S
EMICONDUTORES
A
PLICADA
À
A
LIMENTAÇÃO DE
LED
S DE
P
OTÊNCIA
Dissertação de mestrado apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica, da Pontifícia Universidade Católica do Rio Grande do Sul, como parte dos requisitos para a obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica.
Orientador: Prof. Fernando Soares dos Reis, Dr. Ing.
A toda minha família, em especial os meus pais, Márcia e Olavo, que sempre me incentivaram e me apoiaram nos estudos e na vida, além de me fornecerem muitos momentos felizes, apoio emocional e oportunidade.
Ao Professor Fernando Soares dos Reis pela orientação, ensinamentos, amizade e, principalmente, pelo apoio e confiança que foram essenciais para que eu chegasse até aqui.
Aos colegas e ex-colegas do LEPUC: Henrique Cabral, Vanderlei Amaral, Prof. Renan Viero, Prof. Júlio César Marques de Lima, Gustavo Levin, Carlos Rambo, Manoel Prado, Fernando Beretta dos Reis, Paulo Fernando de Faria, Ana Paula Marques, Marina Mombach, Bernardo Lunardi, Vinícius Alves, Francisco Queirol, Rafael Luppi, Lucas Lisboa, Flávio Pereira, Gabriel Schneider, Gabriel Werner, João Beck, Felipe Melz, Bernardo Borges, Igor Guisso, Cezar Zolman e Arthur Broilo pela amizade, pelo bom ambiente de trabalho e, sobretudo, pelo auxílio.
Aos funcionários e ex-funcionários do LEP: Thiago Mocinho, Alessander Segala, Carlos Bergold, Liangrid Lutani, Nicole, Gabriela, Mônica, Daiane e Luciano pelo apoio, amizade e também pela ajuda fornecida.
A todos os demais amigos verdadeiros, os quais contribuíram para a minha formação profissional e pessoal que proporcionaram muita felicidade e bons momentos, me apoiando sempre.
Figura 1 – Topologia básica de um retificador convencional. ... 15
Figura 2 – Tensão e corrente na entrada de um retificador convencional. ... 16
Figura 3 – Topologia básica de um PFP. ... 17
Figura 4 – Tensão e corrente ideais na entrada de um PFP. ... 17
Figura 5 – Topologias dos conversores (a) Elevador, (b) Redutor, (c) Redutor-Elevador, (d) Ćuk, (e) SEPIC e (f) Zeta. ... 18
Figura 6 – Modos de condução, para conversores estáticos de quarta-ordem: (a) MCC, (b) MCCrit e (c) MCD... 19
Figura 7 – Topologia básica de um controlador seguidor de corrente analógico atuando sobre um conversor PFP. ... 28
Figura 8 – Topologia básica de um controlador baseado no multiplicador analógico atuando sobre um sistema PFP. ... 29
Figura 9 – Topologia básica de um controlador baseado em histerese analógico atuando sobre um sistema PFP. ... 30
Figura 10 – Topologia básica de um controlador por corrente de pico analógico atuando sobre um sistema PFP. ... 31
Figura 11 – Controle OCC aplicado a um sistema PFP. ... 32
Figura 12 – Sinais recebidos pelo comparador analógico do controlador OCC adaptado para atuar sobre PFPs. ... 33
Figura 13 – Exemplo de luxímetro. ... 35
Figura 14 – Espectro eletromagnético visível pelo olho humano. ... 36
Figura 15 – Lâmpada a arco. ... 37
Figura 16 – Lâmpada incandescente. ... 38
Figura 17 – Lâmpada fluorescente LFC. ... 39
Figura 18 – Iluminação pública com lâmpadas de sódio de baixa pressão. ... 40
Figura 19 – Lâmpada HPS. ... 40
Figura 20 – Lâmpada MH. ... 41
Figura 21 – Mastro com lâmpadas LEP (luz azulada) iluminando um porto. ... 42
Figura 22 – Exemplo de lâmpada LED. ... 43
Figura 23 – Processo eletroluminescência em um LED. ... 44
Figura 24 – Arquitetura de LEDs: (a) Indicador e (b) de Potência. ... 45
Figura 25 – Comprimentos de onda dos diferentes tipos de LEDs. ... 46
Figura 26 – Comparação visual entre a iluminação fornecida por luminárias (a) HPS e (b) LEDs. ... 50
Figura 27 – Curva característica dos LEDs BXCD4545 da Bridgelux®. ... 52
Figura 28 – Relação entre a intensidade luminosa e a corrente direta em um LED LEDs BXCD4545 da Bridgelux®. ... 52
Figura 29 – Relação entre a intensidade luminosa e a corrente direta em um LED BXCD4545 da Bridgelux®. ... 53
Figura 30 – Relação entre a temperatura Tj e a tensão Vf em um LED LEDs BXCD4545 da Bridgelux®. ... 53
Figura 31 – Relação entre a temperatura Tj e a intensidade luminosa em um LED BXCD4545 da Bridgelux®. ... 54
Figura 32 – Relação entre a temperatura Tj e o comprimento de onda da radiação emitida em um LED LEDs BXCD4545 da Bridgelux®. ... 54
Figura 33 – Driver para lâmpada LED, baseado no conversor Zeta. ... 60
Figura 36 – Principais formas de onda do conversor Zeta operando no MCS em um período de alta frequência. ... 70 Figura 37 – Principais formas de onda do conversor Zeta operando no MCS em um período de alta frequência. ... 75 Figura 38 – Topologia do conversor Zeta considerada na análise qualitativa, enfatizando os nós e as malhas do circuito. ... 81 Figura 39 – Malha formada pelo capacitor C e pelo indutor Lm na terceira etapa da
operação do conversor Zeta no MCS. ... 88 Figura 40 – Forma de onda da tensão no indutor magnetizante Lm, vLm, dividida em
três áreas. ... 100 Figura 41 – Similaridade de triângulos aplicada à forma de onda de tensão no capacitor vC. ... 104
Figura 42 – Variação da razão cíclica mínima, dmin, em função do período da tensão da
rede elétrica retificada, Trede/2. ... 111
Figura 43 – Modelo de simulação no PSIM® do PFP baseado no conversor Zeta. ... 120 Figura 44 – Formas de onda, em períodos de baixa frequência da corrente irede e da
tensão vrede/60. ... 121
Figura 45 – Distribuição harmônica da corrente de entrada. irede... 122
Figura 46 – Formas de onda da corrente Io e da tensão Vo/10. ... 124
Figura 47 – Forma de onda da corrente no indutor Lm, iLm, em três períodos de baixa
frequência, Trede. ... 125
Figura 48 – Forma de onda da corrente no indutor Lm, iLm, em três períodos de alta
frequência, T. ... 125 Figura 49 – Comportamento da corrente no indutor Lm, iLm, na região de passagem por
zero. ... 126 Figura 50 – Forma de onda da corrente no indutor Lo, iLo, em três períodos de baixa
frequência, Trede. ... 127
Figura 51 – Forma de onda da corrente no indutor Lo, iLo, em três períodos de alta
frequência, T. ... 128 Figura 52 – Comportamento da corrente no indutor Lo, iLo, na região de passagem por
zero. ... 128 Figura 53 – Forma de onda da tensão no indutor Lm, vLm, em três períodos de baixa
frequência, Trede. ... 129
Figura 54 – Forma de onda da tensão no indutor Lm, vLm, em três períodos de alta
frequência, T. ... 130 Figura 55 – Comportamento da tensão no indutor Lm, vLm, na região de passagem por
zero. ... 131 Figura 56 – Forma de onda da tensão no indutor Lo, vLo, em três períodos de baixa
frequência, Trede. ... 132
Figura 57 – Forma de onda da tensão no indutor Lo, vLo, em três períodos de baixa
frequência, Trede. ... 132
Figura 58 – Comportamento da tensão no indutor Lo, vLo, na região de passagem por
zero. ... 133 Figura 59 – Forma de onda da corrente no transistor S, iS, em três períodos de baixa
frequência, Trede. ... 134
Figura 60 – Forma de onda da corrente no transistor S, iS, em três períodos de alta
Figura 62 – Forma de onda da corrente no diodo D, iD, em três períodos de alta
frequência, T. ... 136
Figura 63 – Forma de onda da soma das correntes no transistor S e no diodo D, iS + iD, em três períodos de baixa frequência, Trede. ... 137
Figura 64 – Forma de onda da soma das correntes no transistor S e no diodo D, iS + iD, em três períodos de alta frequência, T. ... 138
Figura 65 – Comportamento da soma das correntes no transistor S e no diodo D, iS + iD. ... 138
Figura 66 – Forma de onda da tensão no diodo D, vD, em três períodos de baixa frequência, Trede. ... 139
Figura 67 – Forma de onda da tensão no diodo D, vD, em três períodos de alta frequência, T. ... 139
Figura 68 – Circuito explicativo da alta tensão de pico no diodo D. ... 140
Figura 69 – Comportamento da tensão no diodo D, vD, na região de passagem por zero. ... 141
Figura 70 – Forma de onda da tensão no transistor S, vS, em três períodos de baixa frequência, Trede. ... 141
Figura 71 – Forma de onda da tensão no transistor S, vS, em três períodos de alta frequência, T. ... 142
Figura 72 – Comportamento da tensão no transistor S, vS, na região de passagem por zero. ... 142
Figura 73 – Forma de onda da corrente no capacitor C, iC. ... 143
Figura 74 – Forma de onda da corrente no capacitor C, iC, em três períodos de alta frequência, T. ... 143
Figura 75 – Comportamento da corrente no capacitor C, iC, na região de passagem por zero. ... 144
Figura 76 – Forma de onda da tensão no capacitor C, vC, em três períodos de baixa frequência, Trede. ... 145
Figura 77 – Forma de onda da tensão no capacitor C, vC, em três períodos de alta frequência, T. ... 145
Figura 78 – Comportamento da tensão no capacitor C, vC, na região de passagem por zero. ... 146
Figura 79 – Forma de onda da corrente na entrada do PFP. ... 147
Figura 80 – Forma de onda da corrente iS, em um período de baixa frequência. ... 148
Figura 81 – Forma de onda da corrente iS, em três períodos de alta frequência. ... 149
Figura 82 – Forma de onda da corrente iD, em um período de baixa frequência, ... 149
Figura 83 – Forma de onda da corrente iD, em três períodos de alta frequência. ... 150
Figura 84 – Forma de onda da soma das correntes iS e iD, em um período de baixa frequência. ... 151
Figura 85 – Forma de onda da tensão vS, em um período de baixa frequência. ... 152
Figura 86 – Forma de onda da tensão vS, em três períodos de alta frequência. ... 152
Figura 87 – Forma de onda da tensão vD, em um período de baixa frequência. ... 153
Figura 88 – Forma de onda da tensão vD, em um período de alta frequência. ... 154
Figura 89 – Forma de onda da corrente iLm, em um período de baixa frequência, na simulação do modelo equacionado através do MATLAB®. ... 155
Figura 90 – Forma de onda da corrente iLo, em um período de baixa frequência. ... 156
Figura 91 – Forma de onda da tensão vLm, em um período de baixa frequência. ... 157
Figura 95 – Forma de onda da tensão vC, em um período de baixa frequência. ... 161
Figura 96 – Forma de onda da tensão vC, em um período de alta frequência. ... 161
Figura 97 – Formas de onda da corrente irede e da tensão vrede/60 para o PFP operando no MCS. ... 164
Figura 98 – Formas de onda da corrente irede e da tensão vrede/60 para o PFP operando no MCD. ... 165
Figura 99 – Forma de onda da tensão no transistor S, vS, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCS. ... 165
Figura 100 – Forma de onda da tensão no transistor S, vS, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCD. ... 166
Figura 101 – Forma de onda da tensão no diodo D, vD, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCS. ... 166
Figura 102 – Forma de onda da tensão no diodo D, vD, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCD. ... 167
Figura 103 – Forma de onda da corrente no transistor S, iS, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCS. ... 168
Figura 104 – Forma de onda da corrente no transistor S, iS, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCD. ... 168
Figura 105 – Forma de onda da corrente no diodo D, iD, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCS. ... 169
Figura 106 – Forma de onda da corrente no diodo D, iD, em três períodos Trede, para o PFP operando no MCD. ... 169
Figura 107 – Formas de onda da corrente io e da tensão Vo/10 para o PFP operando no MCS. ... 170
Figura 108 – Formas de onda da corrente io e da tensão Vo/10 para o PFP operando no MCD. ... 171
Figura 109 – Luminária LED de 180 W. ... 173
Figura 110 – Associação série-paralelo de 210 LEDs contida na luminária High Power LED Baylight. ... 175
Figura 111 – Montagem COB. ... 176
Figura 112 – Diagrama esquemático do circuito do PFP baseado no conversor Zeta prototipado. ... 178
Figura 113 – Detalhe do circuito de amplificação do sinal de comando do transistor S. ... 180
Figura 114 – Protótipo do PFP baseado no Conversor Zeta operando no MCS. ... 181
Figura 115 – Osciloscópios (a) da Agilent® e (b) da Minipa® utilizados. ... 182
Figura 116 – Formas de onda irede (CH 1) e vrede (CH 2). ... 183
Figura 117 – Tensão e corrente, Vo (CH1) e Io (CH2) entregues a luminária LED de 180 W. ... 184
Figura 118 – Forma de onda da corrente no transistor S, iS, em baixa frequência. ... 185
Figura 119 – Forma de onda da Corrente no transistor S, iS, em alta frequência. ... 186
Figura 120 – Forma de onda da tensão no transistor S, vS, em baixa frequência. ... 186
Figura 121 – Forma de onda da tensão no transistor S, vS, em alta frequência. ... 187
Figura 122 – Formas de onda vD (CH1) e iD (CH 2) em baixa frequência. ... 188
Figura 123 – Formas de onda iD (CH1) e vD (CH2) em alta frequência. ... 189
Figura 124 – Formas de onda vC (CH1) e iC (CH2) em baixa frequência. ... 190
Figura 125 – Formas de onda vC (CH1) e iC (CH2) em alta frequência. ... 191
Tabela 2 – Limites da distorção harmônica estabelecidos pela IEC EN 61000-3-2
classe C para sistemas de iluminação. ... 56
Tabela 3: Valores dos indutores projetados. ... 119
Tabela 4: Valores dos capacitores projetados. ... 119
Tabela 5 – DHT e FP obtidos através da aplicação da operação no MCS ao PFP. ... 121
Tabela 6 – Limites da distorção harmônica estabelecidos pela IEC EN 61000-3-2 classe C para o estudo de caso. ... 123
Tabela 7 – Parâmetros relativos à corrente observados no indutor Lm. ... 127
Tabela 8 – Parâmetros relativos à corrente observados no indutor Lo. ... 129
Tabela 9 – Parâmetros relativos à tensão observados no indutor Lm. ... 131
Tabela 10 – Parâmetros relativos à tensão observados no indutor Lo. ... 133
Tabela 11 – Parâmetros relativos à corrente observados na chave S. ... 135
Tabela 12 – Parâmetros relativos à corrente observados no diodo D. ... 136
Tabela 13 – Parâmetros relativos à corrente observados no diodo D. ... 139
Tabela 14 – Parâmetros relativos à tensão observados no capacitor C. ... 145
Tabela 15 – Valores dos indutores projetados. ... 163
Tabela 16 – Valores dos capacitores projetados. ... 163
Tabela 17 – Parâmetros relativos à tensão observados no diodo D para o MCS e para o MCD. ... 167
Tabela 18 – Correntes observadas no transistor S para o MCS e para o MCD. ... 167
Tabela 19 – Correntes observadas no diodo D para o MCS e para o MCD. ... 170
Tabela 20 – Parâmetros do conjunto de LEDs da luminária High Power LED Baylight. ... 174
Tabela 21 – Parâmetros dos LEDs BXCD4545 da Bridgelux®. ... 175
Tabela 22 – Valores dos capacitores no protótipo do PFP. ... 177
Tabela 23 – Valores dos capacitores no driver do PFP. ... 179
CA Corrente Alternada
CC Corrente Contínua
CFL Lâmpada Fluorescente Compacta (do inglês – compact fluorecent lamp) DHT Distorção Harmônica Total (em inglês – total harmonic distortion – THD) EUT Equipamentos em Fase de Teste (do inglês – equipment under test)
EMI emissões eletromagnéticas (do inglês – eletromagnatic interference) FFT transformada rápida de Fourier (do inglês – fast fourier transform) FM modulação em frequência (do inglês – frequency modulation)
HB-LEDs LEDs de Alto Brilho
HEP Plasma de Alta Eficiência (do inglês – high efficiency plasma)
HID lâmpadas de descarga de alta intensidade (do inglês – high intense discharge) HPS Lâmpadas de Sódio de Alta Pressão (do inglês – high pressure soldium)
HQI Lâmpadas de iodeto de quartzo de mercúrio (do inglês – hydrargyrum quartz iodide) IRC Índice de Reprodução de Cor
LED Diodo Emissor de Luz (do inglês – light emissor diode) LEDs RGB LEDs Coloridos
LEP Plasma Emissor de Luz (do inglês – light emitting plasma)
LPS Lâmpadas de Sódio de Baixa Pressão (do inglês – low pressure sodium) MCC Modo de Condução Contínuo
MCCrit Modo de Condução Contínuo MCD Modo de Condução descontínua MCS Modo de Condução Simultânea
MH lâmpada de haleto metálico (do inglês – metal halide)
OCC Controlador de um Único Ciclo (do inglês – one cycle control) FP Fator de Potência (do inglês – power fator)
PFC Pré-Regulador de Fator de Potência (do inglês – power factor corrector) PFP Pré-Regulador de Fator de Potência (em inglês – power fator corrector – PFC) PWM Modulação por Largura de Pulso (do inglês – pulse width modulation)
rms Valor eficaz ou valor médio quadrático (do inglês – root mean square)
SEPIC do inglês – single ended primary inductance converter
1. INTRODUÇÃO ... 15
1.1. Pré-Reguladores de Fator de potência ... 15
1.2. Proposta: o Modo de Condução Simultânea ... 19
1.3. Estrutura da Dissertação ... 20
2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA ... 22
2.1. Qualidade de Energia Elétrica ... 22
2.2. Pré-Reguladores de Fator de Potência ... 25
2.3. Modos de Condução e Estratégias de Controle para PFPs ... 26
2.4. Estudo de Caso: A Luminária LED... 33
2.5. Conclusões ... 58
3. ANÁLISE QUALITATIVA DO CONVERSOR ZETA NO MCS ... 60
3.1. Comportamento em Alta Frequência ... 62
3.1.1. Comportamento da corrente no indutor Lm (iLm) em alta frequência ... 66
3.1.2. Comportamento da tensão no indutor Lm (vLm) em alta frequência ... 66
3.1.3. Comportamento da corrente no indutor Lo (iLo) em alta frequência ... 66
3.1.4. Comportamento da tensão no indutor Lo (vLo) em alta frequência... 67
3.1.5. Comportamento da corrente no transistor S (iS) em alta frequência ... 67
3.1.6. Comportamento da tensão no transistor S (vS) em alta frequência ... 67
3.1.7. Comportamento da tensão no diodo D (vD) em alta frequência ... 68
3.1.8. Comportamento da corrente no diodo D (iD) em alta frequência ... 68
3.1.9. Comportamento da corrente no capacitor C (iC) em alta frequência ... 69
3.1.10. Comportamento da tensão no capacitor C (vC) em alta frequência ... 69
3.2. Conversor Zeta Operando no MCS em Baixa Frequência ... 71
3.2.1. Comportamento das correntes nos indutores Lm e Lo em baixa frequência ... 71
3.2.2. Comportamento da tensão no indutor Lm (vLm) em baixa frequência ... 72
3.2.3. Comportamento da tensão no capacitor C (vC) em baixa frequência ... 72
3.2.4. Comportamento da tensão no diodo D (vD) em um período de baixa frequência ... 73
3.2.5. Comportamento da tensão no indutor Lo (vLo) em baixa frequência ... 73
3.2.6. Comportamento da tensão no transistor S (vS) em baixa frequência ... 73
3.2.7. Comportamento da corrente no capacitor C (iC) em baixa frequência ... ...74
3.2.8. Comportamento da corrente no transistor S (iS) em baixa frequência ... 74
3.2.9. Comportamento da corrente no diodo D (iD) em um período de baixa frequência ... 74
3.3. Conclusões ... 76
4. ANÁLISE QUANTITATIVA DO PFP BASEADO NO CONVERSOR ZETA OPERANDO NO MCS ... 78
4.1. Determinação da Corrente na Carga ... 79
4.2. Análise Quantitativa das Etapas de Operação em Alta Frequência do Conversor Zeta ... 80
4.2.1. Análise quantitativa da primeira etapa de operação do conversor Zeta no MCS ... 82
4.2.2. Análise quantitativa da segunda etapa de operação do conversor Zeta no MCS ... 86
4.3. Determinação da Tensão de Saída ... 95
4.4. Determinação da Corrente na Entrada do PFP ... 97
4.5. Determinação do Ganho Estático ... 99
4.5.1. Determinação do ganho estático por aproximação linear ... 99
4.5.2. Determinação do ganho estático Gv ... 107
4.6. Condições para a Operação do PFP baseado no Conversor Zeta no MCS ... 108
4.7. Conclusões ... 112
5. PROJETO E SIMULAÇÃO DO CONVERSOR ZETA NO MCS ... 114
5.1. Projeto do Conversor Zeta Operando no MCS ... 114
5.1.1. Cálculo do Capacitor de Acoplamento C ... 114
5.1.2. Cálculo da Indutância Magnetizante Lm ... 115
5.1.3. Cálculo da Indutância de Saída Lo... 117
5.1.4. Cálculo do Filtro Capacitivo de Saída ... 117
5.1.5. Cálculo do Filtro Capacitivo-Indutivo de Entrada ... 118
5.2. Aplicação da Metodologia de Projeto de um PFP baseado no Conversor Zeta operando no MCS ao Estudo de Caso ... 118
5.3. Análise do PFP baseado no Conversor Zeta operando no MCS através de Simulação ... 119
5.3.1. Corrente na entrada do sistema de potência ... 120
5.3.2. Análise harmônica na corrente de entrada do sistema de potência ... 121
5.3.3. Corrente, tensão e potência entregues ao LED... 123
5.3.4. Corrente no indutor Lm ... 124
5.3.5. Corrente no indutor Lo ... 127
5.3.6. Tensão no indutor Lm ... 129
5.3.7. Tensão no indutor Lo ... 131
5.3.9. Tensões nos semicondutores ... 138
5.3.10. Corrente no capacitor de acoplamento ... 142
5.3.11. Tensão no capacitor de acoplamento C ... 144
5.4. Modelo Computacional do Equacionamento do PFP ... 146
5.4.1. Corrente e tensão de entrada ... 147
5.4.2. Correntes nos semicondutores ... 147
5.4.3. Tensões nos semicondutores ... 151
5.4.4. Corrente nos Indutores Lm e Lo ... 154
5.4.5. Tensão no indutor Lm ... 156
5.4.6. Corrente no capacitor de acoplamento C ... 158
5.4.7. Tensão no capacitor de acoplamento C ... 159
5.5. Comparação entre os modos de condução MCS e MCD ... 161
5.5.1. Corrente na entrada do PFP ... 164
5.5.2. Esforços de tensão nos semicondutores ... 165
5.5.3. Esforços de Corrente nos semicondutores ... 167
5.5.4. Tensão e Corrente na Saída do PFP ... 170
5.6. Conclusões ... 171
6. RESULTADOS EXPERIMENTAIS ... 173
6.1. Características da Luminária LED ... 173
6.2. Protótipo do PFP baseado no Conversor Zeta no MCS ... 176
6.3. Análise Experimental do PFP Operando no MCS ... 181
6.3.1. Corrente na entrada do PFP baseado no conversor Zeta no MCS ... 182
6.3.5. Corrente e Tensão no Capacitor de Acoplamento ... 189
6.3.6. Eficiência do PFP ... 191
6.4. Conclusões ... 193
7. CONCLUSÕES GERAIS ... 196
8. FUTUROS TRABALHOS ... 200
REFERÊNCIAS ... 201
Este trabalho propõe a operação do conversor Zeta no modo de condução simultânea (MCS), cujo interesse reside na capacidade de implementação de um pré-regulador do fator de potência (PFP) ideal empregando apenas um laço de realimentação. Quando o conversor trabalha no MCS, a chave principal e o diodo conduzem simultaneamente em um de seus estágios de operação. Neste modo de condução, o conversor estático apresenta características de ambos os modos de condução conhecidos até agora: o modo de condução contínua (MCC) e o modo de condução descontínua (MCD). A operação no MCS resulta em um conversor estático operando como se estivesse no MCC, uma vez que a corrente nos indutores nunca se anula. Embora mantenha o conversor estático trabalhando com esta característica do MCC, o MCS permite a obtenção de um comportamento quase ideal do PFP, utilizando apenas um único controlador, seja ele de corrente ou de tensão, o qual mantém a razão cíclica do conversor constante, assim como usualmente ocorre com os PFPs da família redutor-elevador quando operam no MCD. Visando validar esta técnica, foi realizado um estudo do conversor operando desta forma que incluiu o desenvolvimento das análises qualitativa e quantitativa do conversor, as quais culminaram na elaboração de uma metodologia de projeto. Assim, realizou-se o projeto de um PFP, baseado no conversor Zeta, para energizar uma luminária LED de 180 W, operando no MCS, como estudo de caso. A luminária utilizada é o modelo
1. INTRODUÇÃO
A proposta desta dissertação é apresentar uma nova forma de operação para o conversor Zeta, trabalhando no Modo de Condução Contínua (MCC), na qual existem três etapas de funcionamento. Em uma destas etapas o transistor e o diodo conduzem simultaneamente. Devido a esta peculiaridade propõe-se que este modo de operação seja chamado de modo de condução simultânea (MCS). Nesta nova forma de operação são necessários o estudo e o desenvolvimento de uma metodologia de projeto que permita a operação do conversor no MCS. Assim, para validar este estudo, um circuito de acionamento para uma luminária LED de 180 W (LED-driver) é implementado. O grande interesse deste novo método de operação reside no fato de que a sua utilização resulta em um comportamento quase ideal do Pré-regulador de Fator de Potência (PFP) mantendo-se o ciclo de trabalho constante, o que não é usual quando o conversor opera no modo de condução continua. Assim, basta empregar um controlador do tipo seguidor de tensão para obter alto fator de potência e baixa distorção harmônica. Isto reduz o custo e a complexidade do circuito de controle.
1.1. Pré-Reguladores de Fator de potência
A geração, a transmissão, e a distribuição de energia elétrica são realizadas em corrente alternada (CA) na rede elétrica comercial. Uma vez que os equipamentos eletrônicos devem ser alimentados em corrente contínua (CC), é necessária a utilização de um conversor estático para realizar a conversão de corrente alternada em contínua, além de adaptar os níveis de tensão. Primeiramente, propôs-se o uso dos retificadores convencionais para tal tarefa, cuja topologia é apresentada na Figura 1.
Figura 1 – Topologia básica de um retificador convencional.
Fonte: O autor (2014).
elevado valor (Co), o qual filtra a tensão de saída que alimenta a carga. Este processo de
conversão CA-CC resulta na obtenção de tensão contínua de baixa ondulação (ripple) a ser entregue a carga (Ro). Entretanto, este processo de conversão CA-CC simplificado a
injeta duma forma de onda de corrente não senoidal na rede elétrica. Isto ocorre porque circula corrente no circuito apenas quando o valor da tensão da rede elétrica é superior ao valor da tensão no capacitor Co (vCo). Neste instante, ocorre a carga deste capacitor,
conforme apresentado na Figura 2.
Figura 2 – Tensão e corrente na entrada de um retificador convencional.
Fonte: O autor (2015).
A disparidade entre as formas de onda da tensão e da corrente geradas pelo retificador convencional, em sua entrada, resulta em uma parcela considerável da potência fornecida, chamada potência aparente, não produzindo trabalho, sendo esta parcela nomeada potência reativa. A potência ativa é aquela que é entregue à carga e que é utilizada por esta. A razão entre a potência ativa e a potência aparente é chamada de fator de potência. O fator de potência (FP) ideal, unitário, ocorre quando a corrente de entrada possui uma forma de onda senoidal em fase com a forma de onda senoidal da tensão, a qual é imposta pela rede elétrica. Portanto, o fator de potência na entrada do retificador convencional é consideravelmente menor que a unidade (FP << 1).
Visando a obtenção de alto fator de potência foram desenvolvidos os PFP, cujo circuito básico é apresentado na Figura 3. Este circuito agrega ao retificador um conversor estático de potência e um filtro passa-baixas de segunda ordem. O conversor estático, chamado elemento ativo, permite a redução do volume e do custo dos
Tempo (s)
capacitores e indutores que compõem o filtro de entrada e o filtro de saída, dado que este opera em alta frequência. Estes filtros constituem os elementos passivos do PFP.
Figura 3 – Topologia básica de um PFP.
Fonte: O autor (2014).
Um circuito PFP tem o objetivo de alimentar sua carga com os níveis de corrente e de tensão necessários, convertendo corrente alternada em corrente contínua (CA-CC), enquanto que mantém sua corrente de entrada com baixo teor harmônico e alto FP. Embora a obtenção de um FP ideal (unitário) fosse desejável, esta exigiria que o circuito fosse composto de elementos ideais. Então, um circuito PFP, obterá, na melhor das hipóteses, um FP quase ideal. A Figura 4 apresenta as formas de onda ideais de tensão de entrada e de corrente de entrada de um PFP.
Figura 4 – Tensão e corrente ideais na entrada de um PFP.
Fonte: O autor (2015).
O circuito PFP pode ser baseado em diversas topologias de conversores estáticos, dentre as quais se destacam aquelas baseadas nos conversores básicos: Redutor, Elevador, Redutor-Elevador, Ćuk, SEPIC (do inglês – single ended primary
Tempo (s)
inductance converter) e Zeta, apresentadas na Figura 5. Estas topologias podem ser
utilizadas, para realizar PFPs, em suas formas não isoladas, bem como em suas formas isoladas.
Figura 5 – Topologias dos conversores (a) Elevador, (b) Redutor, (c) Redutor-Elevador, (d) Ćuk, (e) SEPIC e (f) Zeta.
Fonte: O autor (2015).
Estes conversores podem ser classificados de acordo com a ordem do circuito, definida pelo número de elementos acumuladores de energia que os constituem. Então, os conversores Redutor, Elevador e Redutor-Elevador são de segunda-ordem. Já, os conversores SEPIC, Ćuk e Zeta são classificados como de quarta ordem.
A operação dos conversores estáticos de potência pode ser realizada em modos distintos, os quais são classificados quanto à condução da corrente que passa em seu indutor, nos conversores de segunda ordem. Em conversores de quarta ordem essa classificação se baseia no comportamento da soma das correntes em seus principais semicondutores, a chave, S (iS), e o diodo, D (iD). Desta forma, os modos de condução
são: o Modo de Condução Contínua (MCC), o Modo de Condução Crítica (MCCrit) e o
Modo de Condução Descontínua (MCD). Os três modos compartilham da existência de (a) (b)
(c) (d)
duas etapas distintas, segundo a comutação da chave principal: a primeira caracterizada pela condução desta chave e a segunda pela abertura desta. Um conversor estático opera no MCC quando sua corrente avaliada jamais se anula. No MCCrit, a corrente
determinante para a classificação entre os modos de condução se anula. Porém, esta torna a elevar-se imediatamente. Já no MCD, esta corrente se anula e permanece nula durante um intervalo de tempo significativo, o qual constitui em uma terceira etapa, na qual nenhum dos semicondutores conduz. A Figura 6 apresenta a classificação dos modos de condução de acordo com a forma de onda da corrente característica.
Figura 6 – Modos de condução, para conversores estáticos de quarta-ordem: (a) MCC, (b) MCCrit e (c)
MCD.
(a) (b)
(c) Fonte: O autor (2015).
Os PFPs possuem, tipicamente, melhor desempenho quando operam no MCC, pois neste modo há menores esforços de corrente nos semicondutores. Contudo, a operação no MCC, usualmente, exige duas malhas de controle, o que acarreta custo e complexidade adicional. Já a operação de um PFP no MCD e no MCCrit necessita
apenas de uma malha de controle para monitorar a variável de saída do conversor, a qual pode ser a corrente ou a tensão.
1.2. Proposta: o Modo de Condução Simultânea
O presente trabalho introduz uma forma original de projetar um conversor para a operação no MCC, a qual necessita de apenas uma malha de controle relativa à variável
iS + iD iS + iD
iS + iD
t t
de saída. Esta forma chama-se Modo de Condução Simultânea (MCS), ao longo deste trabalho, e compartilha a forma de onda da soma das correntes na chave S e no diodo D com o MCC. Entretanto, o MCS distingue-se do MCC no que diz respeito a outras de suas formas de onda, em especial àquelas do capacitor de acoplamento. No MCS há três etapas distintas de funcionamento, as quais podem ser observadas do ponto de vista da condução nos semicondutores: na primeira, apenas a chave S conduz; na segunda, ambos os semicondutores conduzem simultaneamente; e, na terceira, apenas o diodo D está em condução. A condução simultânea dos semicondutores, na segunda etapa de operação, é um comportamento único, e foi utilizado para designar o MCS. Nesta segunda etapa, destaca-se que não há corrente no capacitor C, pois a tensão deste alcança a tensão de entrada do PFP antes da abertura da chave S. Isto mantém este capacitor em paralelo com a fonte durante a segunda etapa.
O MCS mostra-se vantajoso em relação ao MCC devido à simplicidade e ao custo de seu circuito de controle. Os esforços de corrente nos semicondutores no MCS foram menores do que aqueles tipicamente obtidos no MCD. Entretanto, no MCS os semicondutores apresentaram maiores esforços de tensão, do que nos outros modos.
A fim de validar o MCS e comprovar sua aplicabilidade, o método de projeto introduzido neste trabalho foi empregado em um estudo de caso. Para tanto, considerou-se o caso da alimentação de uma luminária baconsiderou-seada em Diodos Emissores de Luz (do inglês – light emitting diodes – LEDs) através de um PFP baseado no conversor Zeta. Considerou-se este caso em virtude do atual desenvolvimento, disseminação e crescimento do mercado relacionado à tecnologia LED.
Salienta-se que a principal contribuição do presente trabalho reside na apresentação original do MCS, o qual foi proposto, modelado, simulado e ensaiado. Através deste trabalho, comprovou-se a aplicação do MCS para PFPs.
1.3. Estrutura da Dissertação
O capítulo 1 introduz os circuitos PFP e seus modos de condução, bem como, a proposta desta dissertação.
No capítulo 2, apresenta-se uma revisão bibliográfica sobre a qualidade de energia; dos PFPs; de seus modos de condução; conceitos de iluminação; um breve histórico e os desafios na área de engenharia elétrica impostos por esta.
No capítulo 4 descreve-se a análise quantitativa do conversor Zeta operando no MSC.
No capítulo 5 apresenta-se uma metodologia de projeto para um conversor Zeta operando no MSC, bem como, os resultados de simulação de um conversor Zeta operando neste modo e projetado segundo a metodologia proposta.
No capítulo 6 são apresentados os resultados obtidos através de um protótipo experimental, desenvolvido em laboratório, baseado no conversor simulado.
No capítulo 7, apresentam-se as conclusões gerais.
2. REVISÃO BIBLIOGRÁFICA
Este capítulo apresenta os diversos conceitos estudados ao longo da revisão bibliográfica, a fim de situar o leitor no estado da arte. Deste modo, abordam-se conceitos de qualidade de energia elétrica, os PFPs, seus modos de condução e estratégias de controle.
2.1. Qualidade de Energia Elétrica
A qualidade de energia elétrica (QEE) pode ser dividida em três subáreas (ANEEL, 2011): A qualidade do produto, a qualidade comercial e a qualidade de fornecimento. A qualidade comercial se refere ao atendimento da distribuidora a seus usuários. Enquanto, a qualidade do fornecimento avalia a duração e a frequência de interrupções no fornecimento de energia elétrica. E, por fim, a qualidade do produto está relacionada aos distúrbios na energia distribuída. Esta dissertação abrange apenas a qualidade do produto, quando citada qualidade de energia elétrica.
Estes distúrbios da energia distribuída estão associados a distorções harmônicas, flutuações de tensão, variações de curta duração na tensão e corrente, variação de frequência e o desequilíbrio da tensão (ANEEL, 2011).
O desequilíbrio da tensão é o desvio máximo da média das correntes ou tensões trifásicas, dividido pela média das correntes ou tensões trifásicas. Já as flutuações de tensão são usualmente causadas por cargas industriais, e podem ocasionar, em sistemas de iluminação incandescente, o surgimento do fenômeno conhecido como cintilação luminosa (flicker) (ANEEL, 2011). A cintilação luminosa consiste na oscilação em baixa frequência da intensidade luminosa. Este fenômeno em geral produz desconforto aos seres humanos, podendo, inclusive, causar náusea, tontura, cansaço exacerbado, além de desencadear episódios epiléticos em indivíduos com epilepsia fotossensível (Wilkins, Veitch e Lehman, 2010).
das fontes de alimentação comutadas ou “fontes chaveadas” (do inglês – switch mode
power supplies – SMPS) são compostas por um retificador em ponte completa,
conectado a um capacitor eletrolítico de elevado valor de capacitância e tensão e, consequentemente, volumoso. Este retificador não controlado é então conectado, em cascata, a um conversor estático de potência. Esta configuração que é conhecida como
off-line SMPS resulta em elevada injeção de conteúdo harmônico de corrente na rede
elétrica comercial, o que não é desejável. O conteúdo harmônico pode ocasionar diversos efeitos colaterais à rede elétrica comercial e aos equipamentos a ela ligados (Barbi e Martins, 1998), como:
• Elevação dos reativos, o que exige um maior volume dos elementos do circuito, o que, consequentemente, eleva o custo do mesmo.
• Elevação do valor eficaz da corrente de entrada, o que gera perdas adicionais nos semicondutores dos conversores estáticos de potência, assim como no sistema de distribuição e no sistema de transmissão de energia.
• Elevação a probabilidade da ocorrência de fenômenos de ressonância, os quais podem ocasionar sobretensões;
• Ocorrência de erros em equipamentos de proteção e medição;
• Ocorrência de interferência eletromagnética em cargas próximas, como sistemas de controle e comunicação;
Visando regular o conteúdo harmônico na corrente de entrada, foi criada a norma internacional IEC EN 61000-3-2 (IEC EN 61000-3-2 2014), utilizada, principalmente, na Europa. No Brasil, a ABNT através da NBR 5422 recomenda o uso da IEC 61000-3-2 Classe C que estabelece limites para emissão de harmônicos para correntes nominais inferiores a dezesseis ampères por fase (I < 16 A/fase). Há ainda a norma internacional, CISPR 15 (CISPR 15, 2013), a qual regula as emissões eletromagnéticas (do inglês –
eletromagnatic interference – EMI) em dispositivos de iluminação.
= ∑ (1)
onde h é a ordem da componente harmônica da corrente e i (n) ef o valor efetivo da
harmônica de ordem n da corrente. A frequência fundamental (i (n) ef) da corrente é a
componente de primeira ordem da corrente, e aquela que possui o valor mais elevado. As componentes harmônicas estão intimamente associadas ao Fator de Potência (FP ou em inglês – power factor (PF)), o qual representa a relação entre a potência ativa (em watts) e a potência reativa ou aparente (em volts-ampères), segundo a equação (2)
= (2)
onde P é a potência ativa e S a potência aparente. Nos circuitos lineares esta relação pode ser expressa pelo ângulo entre a tensão (v) e a corrente (i), como mostra a equação (3)
= cos (3)
onde ϕ é o ângulo entre a tensão e a corrente. Este fator representa a porcentagem de potência aproveitada para realizar um trabalho. Portanto, o FP ideal é um, o qual apenas pode ser obtido quando as formas de onda da tensão e da corrente são senoidais e estão em fase entre si. Ademais, as componentes harmônicas de corrente com frequência diferente da fundamental não resultam na produção de trabalho. Isto se justifica, assumindo que a tensão da rede seja senoidal pura, com base no teorema de Parseval, segundo o qual, a potência média de um sinal periódico é igual à soma das potências médias de seus componentes de Fourier. Assim, embora as fontes chaveadas contribuam para o melhor aproveitamento de energia, sendo consideravelmente mais eficientes que as fontes lineares, baseadas em divisores de tensão, estas introduzem componentes não lineares no sistema, o que eleva o conteúdo harmônico deste, reduzindo seu FP. Dessa forma, a relação entre FP e DHT é expressa pela equação (4), na qual é possível observar que, para obtenção de FP unitário, é necessário que a DHT seja nula.
= cos
onde ϕ1 é o ângulo entre a forma de onda das frequências fundamentais da tensão e da
corrente.
2.2. Pré-Reguladores de Fator de Potência
Algumas soluções foram propostas para resolver problemas de qualidade de energia elétrica em drivers de LEDs. Visando a redução DHT, há basicamente duas maneiras: a passiva, que consiste no uso de filtros passa-baixa passivos, e a ativa. A principal diferença entre estas abordagens está nos elementos chaveados, os quais estão presentes somente nas soluções ativas (conversores estáticos), as quais permitem a redução do volume dos elementos passivos (Wal e Jackson, 1997). As soluções ativas são conhecidas como Pré-reguladores de Fator de Potência Ativos (PFP ou, em inglês,
active power factor correctors – APFC ou power factor correctors – PFC como é mais
usual). Os PFPs atingem seu objetivo através do controle do conversor estático de forma a alterar a interação entre a fonte de energia e o conjunto formado pelo driver e pela carga. Os PFPs cumprem esta tarefa de modo que este conjunto interaja com a rede elétrica como se fosse uma carga resistiva.
A topologia básica de um sistema de alimentação que emprega um conversor PFP é apresentada na Figura 3. Observa-se que um PFP é composto por uma ponte retificadora, além do próprio conversor PFP. Assim como apresentado na Figura 1, um filtro capacitivo (Co) é conectado entre o conversor e a carga. O sistema possui, ainda,
um filtro passa-baixa de segunda ordem em sua entrada, composto pelo indutor de filtro de entrada (Lf) e do capacitor do filtro de entrada (Cf). Este capacitor é deslocado para a
saída da ponte retificadora para elevar a eficiência do sistema.
ideal, a corrente de entrada do driver da lâmpada LED precisa estar em fase com sua tensão de entrada, além de não apresentar qualquer conteúdo harmônico.
Historicamente, o primeiro PFC foi baseado no conversor elevador de tensão, porque este possui uma característica de fonte de corrente. Entretanto, todos os conversores estáticos básicos podem servir como PFPs. Cada um dos quais oferece uma combinação diferente de características elétricas nas suas entradas e saídas que favorecem diferentes aplicações. Por exemplo, o conversor elevador não possui uma versão isolada e a sua tensão de saída é sempre maior que a de entrada. Enquanto, o conversor redutor não drena a corrente da rede elétrica de forma contínua, uma vez que este não absorve energia da rede enquanto a tensão desta é inferior à tensão na saída deste conversor. O conversor flyback é o mais popular para a maioria das aplicações de baixa potência (Hu, Huber e Jovanović, 2012), por ser uma topologia de potência relativamente simples.
2.3. Modos de Condução e Estratégias de Controle para PFPs
Os conversores estáticos operam tipicamente em um destes três modos: MCD, MCC e o Modo de Condução Crítica (MCCrit). Nos conversores estáticos com apenas
um indutor, a forma de onda da tensão neste elemento define o modo de condução em que o conversor opera. Então, no MCC e no MCCrit os conversores estáticos apresentam
dois estágios de operação, enquanto, no MCD estes manifestam três estágios de operação, sendo que no terceiro estágio a corrente no indutor é mantida nula. Enquanto que, no MCC a corrente que flui através do indutor nunca se anula. O MCCrit se
caracteriza por ser o limite de operação entre os modos de condução contínua e descontínua. Consequentemente, no MCCrit, o indutor descarrega sua energia
completamente a cada período de chaveamento, como no MCD, porém, imediatamente, após a descarga, a chave principal do conversor volta a conduzir, iniciando um novo ciclo e carregando novamente o indutor. Considerando o conversor Zeta, o qual possui dois indutores, é possível realizar uma análise equivalente para a identificação dos modos de condução. Para tanto, é suficiente a observação da forma de onda resultante da soma das correntes do interruptor (S) e do diodo (D).
reduzidas, já que o valor eficaz destas é menor no MCC. Além disso, o ganho estático de tensão do conversor não depende da carga. Entretanto, usualmente, este apresenta comportamento não linear relacionado à razão cíclica. Por outro lado, na operando-se no MCD, o ganho estático de tensão do conversor está sujeito à carga, e, é linearmente dependente do ciclo de trabalho. Infelizmente, as perdas de condução são maiores no MCD do que no MCC, uma vez que no MCD os valores eficazes das correntes nos semicondutores são mais elevados, conforme relatado por alguns autores (Lamar, et al. 2013), (Lamar, et al. 2009) e (Zhang, Zhang e Ma, 2012). Usualmente, a principal vantagem da operação no MCD em relação ao MCC é a possibilidade de controlar o PFP utilizando razão cíclica constante (Wei e Batarseh, 1998). Por estas razões a operação no MCS se mostra uma opção bastante interessante para o conversor Zeta atuando como PFP, uma vez que simplifica em muito o circuito de controle do conversor, em relação ao MCC e permite a redução das correntes eficazes nos semicondutores, em relação ao MCD.
Os controladores mais usuais para PFPs são, essencialmente, os seguintes: o seguidor de corrente (ou tensão), o controlador de modo de condução crítica, o método baseado no multiplicador, o controlador baseado na histerese, o controlador de um único ciclo (do inglês – one cycle control – OCC) e a abordagem do controlador de pico de corrente. O objetivo básico destes controladores é preservar a tensão ou a corrente de saída controlada, e, ao mesmo tempo, assegurar o comportamento senoidal da forma de onda da corrente de entrada.
de entrada, quando estes conversores trabalham no MCD. Além disso, os conversores elevador e redutor podem ser controlados pelo seguidor. Para tanto, porém, se aceita a introdução de uma baixa distorção na forma de onda da corrente de entrada destes conversores. O controlador seguidor pode ser aplicado tanto para o controle da corrente de saída como da tensão de saída. Este último pode ser chamado de VFC (do inglês –
voltage follower controller) (Lamar, et al. 2009). A Figura 7 apresenta a topologia
analógica básica de um controlador seguidor de corrente, considerando um LED como carga. Preferiu-se a apresentação do controlador seguidor de corrente, pois este é mais interessante para o controle de uma luminária LED. Para a utilização do controlador seguidor de corrente acrescenta-se um resistor shunt (RS) ao circuito do PFP.
Figura 7 – Topologia básica de um controlador seguidor de corrente analógico atuando sobre um conversor PFP.
Fonte: O autor (2014).
No controlador de modo de condução crítica (dos Reis, Antunes e Sebastián, et al. 1997), o tempo de condução da chave é mantido constante. Depois de transcorrido este tempo, a chave é bloqueada. Nesta abordagem, a corrente do diodo é monitorada continuamente e, quando esta é reduzida à zero, a chave é, novamente, acionada. Para permitir que o sistema seja controlado, utiliza-se uma malha fechada de tensão e ajusta-se o tempo de chaveamento. No MCCrit os estresses de corrente nos semicondutores são
amplitudes reduzidas em relação à operação no MCD. Portanto, operar conversores no MCCrit resulta na redução do filtro de interferência eletromagnética, EMI, em relação à
operação no MCD.
O uso do controle por multiplicador (Lamar, et al. 2013), (Lamar, et al. 2009) permite a utilização de quase todos os conversores como PFPs ideais em qualquer modo de condução (MCD ou MCC). A abordagem de controle baseada no componente multiplicador analógico utiliza este componente para gerar a forma de onda de referência para a corrente de entrada do PFP em uma realimentação que fecha malha de controle, mantendo a tensão de saída do conversor no valor desejado. Desse modo, o controlador pode alterar o tempo de condução do interruptor principal, de forma a impor uma forma de onda senoidal à corrente de entrada do PFP. Esta técnica de controle usa, também, uma malha externa de realimentação da tensão de saída, visando estabelecer uma amplitude de referência para a forma de onda da corrente de entrada, que é usada pela malha interna de controle para a geração do ciclo de trabalho. Uma vez que a técnica baseada no multiplicador analógico incrementa o custo e a complexidade do sistema de controle, sua aplicação se restringe a aplicações de alta qualidade e maior custo. A Figura 8 apresenta o controle baseado no multiplicador analógico atuando sobre um sistema de alimentação PFP.
Figura 8 – Topologia básica de um controlador baseado no multiplicador analógico atuando sobre um sistema PFP.
A técnica de controle de conversores por histerese (Miftakhutdinov, 1999), apresentada na Figura 9, usa modulação por frequência variável, o que contribui para uma rápida resposta transitória. Contudo, este método possui desvantagens na inicialização e nas condições de perturbação da carga (Ka-Sing Leung e Chung, 2005). Este controlador altera o estado de condução da chave principal, quando necessário para manter a corrente de entrada do conversor dentro da faixa de histerese, garantindo a desejada forma de onda senoidal da corrente de entrada. A Figura 9 apresenta um circuito analógico que utiliza a técnica de controle por histerese aplicada a um sistema de alimentação PFP. Este circuito utiliza um componente multiplicador para adequar o sinal do erro da tensão à referência, que consiste de uma onda senoidal retificada. O sinal gerado pelo elemento multiplicador é, então, transmitido a dois amplificadores operacionais que, funcionando como comparadores, estabelecem os limites máximo e mínimo do sinal de controle. Este último é gerado através de um flip-flop, o qual passa a transmitir um sinal positivo, através da saída Q, quando o sinal advindo do elemento multiplicador, após ser adequado através de um divisor de tensão, é maior que a referência. O flip-flop cessa a transmissão do sinal de controle quando a referência passa a ser maior que o sinal emitido pelo componente multiplicador.
Figura 9 – Topologia básica de um controlador baseado em histerese analógico atuando sobre um sistema PFP.
Fonte: O autor (2014).
entrada transponha a cada ciclo de comutação. Este limite é determinado de acordo com o estado da tensão de saída e da corrente de entrada a cada período de comutação. Este controlador, apresentado na Figura 10, possui a mesma malha de controle externa para adequar a tensão de saída aos níveis desejados que os métodos de controle de PFPs descritos anteriormente. Contudo, este controlador possui ainda uma malha interna de corrente, responsável por manter a corrente de entrada no limite estabelecido a cada comutação (E. Najafi, A. Vahedi e A. Mahanfar, et al. 2008).
Figura 10 – Topologia básica de um controlador por corrente de pico analógico atuando sobre um sistema PFP.
Fonte: O autor (2014).
autores, também, contribuíram para esta questão, propondo soluções alternativas (Lai e Smedley, 1998) (Sun, 2004) (Hu, Huber e Jovanović 2012). A Figura 11 apresenta um OCC analógico alterado para atuar em um sistema de alimentação PFP, conforme descrito por (Soldano e Brown, 2005).
Figura 11 – Controle OCC aplicado a um sistema PFP.
Fonte: O autor (2014).
Neste circuito, assim como nos controladores apresentados anteriormente, há uma malha externa de controle da tensão de saída. Após o sinal do erro da tensão (verro)
ser adequado aos níveis da corrente de entrada, este é transmitido ao somador que calcula o erro da corrente (ierro), que representa o ajuste que a razão cíclica deverá sofrer
em função da posição atual em relação à onda senoidal retificada. O sinal verro é,
simultaneamente, transmitido ao integrador, componente característico do OCC. O sinal do erro da tensão integrado (vr) forma uma rampa, que é, então, comparada à ierro,
através de um comparador analógico, como apresenta a Figura 12. Este componente transmite um sinal positivo quando o sinal vr possui um valor superior ao apresentado
por ierro. O flip-flop RS tem por função gerar o sinal cíclico que ativa e desativa a chave
tempo em que, a chave do conversor é bloqueada. Dessa forma, a informação retida no integrador é esquecida e este está apto a repetir sua função no próximo período. Observa-se que, na Figura 12, após o desligamento da chave, há uma elevação instantânea do sinal ierro, o que se deve a corrente de entrada ser anulada em conversores
onde a abertura da chave bloqueia a condução da corrente de entrada. Salienta-se que este comportamento seria diferente para conversores nos quais desativar a chave resulta na condução da corrente de entrada.
Figura 12 – Sinais recebidos pelo comparador analógico do controlador OCC adaptado para atuar sobre PFPs.
Fonte: O autor (2014).
A técnica OCC apresenta dificuldades para o controle de controle de PFPs baseados em conversores da família flyback (flyback, Zeta, SEPIC e Ćuk). Diversas estratégias contornar estas dificuldades, dentre as quais se destaca aquela desenvolvida por, que consiste em substituir a rampa linear vr por uma rampa exponencial, conforme
(Lamar, et al. 2009). Esta estratégia foi aplicada a um PFP baseado no conversor Zeta de forma inédita em (Pedrollo, et al. 2014).
2.4. Estudo de Caso: A Luminária LED
ondulação que a corrente de saída do driver pode apresentar (±10 %) e a máxima variação de saída da tensão e da corrente em regime de operação (±10 %).
Atualmente, há uma importante preocupação com a preservação do meio ambiente, o que instiga o desenvolvimento de novas tecnologias, menos poluentes, para geração de energia. Embora as fontes de energia renováveis de energia sejam mais atraentes do ponto de vista ambiental do que as tradicionais, em maior ou menor grau, a produção de energia sempre pode induzir a algum dano ambiental. Por exemplo, a utilização da energia hídrica, embora muito eficiente, pode causar alterações de grandes proporções no ambiente de onde é extraída, podendo prejudicar populações humanas, animais ou/e vegetais. Já o uso de energia eólica pode dificultar a migração de pássaros, além de poder afetar o fluxo das correntes naturais de ar. Embora a geração de energia solar esteja se tornando uma alternativa economicamente viável, a produção dos painéis solares pode gerar lixo ambiental. No entanto, ressalta-se que as fontes de energia alternativas são menos poluentes do que as fontes não renováveis.
Portanto, a preservação adequada do meio-ambiente requer, também, o aproveitamento eficiente da energia produzida, assim, evitando desperdícios. Neste sentido, o estudo de caso desenvolvido neste trabalho contribui com a preservação do meio ambiente. Para tanto, desenvolveu-se um conversor estático com alto fator de potência para o acionamento de uma luminária empregando diodos emissores de luz de potência (Power LED). Ressalta-se que o LED é um dispositivo eficiente no processo de conversão de energia elétrica em energia luminosa.
2.4.1. Conceitos de iluminação
Existem diversas formas de se medir as características de uma determinada fonte de luz. Algumas estão ligadas à eficiência energética da fonte de luz, outras à qualidade da luz entregue pela fonte. Embora algumas das características apresentadas nessa seção sejam empíricas, estas são apresentadas devido à sua ampla utilização na indústria.
O fluxo luminoso é a quantidade total de luz emitida por uma fonte, a qual é medida em lumens (lm). O fluxo luminoso está intimamente relacionado à iluminância (lux), pois esta representa a medida do fluxo luminoso que incide sobre uma superfície a certa distância da fonte de luz. Esta grandeza pode ser medida através de um luxímetro, além de considerar somente a luz devidamente orientada em certo ponto. A iluminância é, também, conhecida como nível de iluminação. A American National Standards
fluxo luminoso através de um luxímetro, como o apresentado pela Figura 13. Este procedimento consiste em realizar uma média de diversas medidas do fluxo em diferentes posições.
Figura 13 – Exemplo de luxímetro.
Fonte: http://www.minipa.com.br/5/20/Minipa-Luximetros (2012).
A eficiência, ou eficácia, luminosa (lm/W) é a relação entre o fluxo luminoso emitido e a potência elétrica necessária para produzi-lo. Esta medida é amplamente utilizada na indústria, pois expressa a quantidade de energia gasta por uma luminária na produção de luz.
A intensidade da luz é medida em candelas (cd). Enquanto que o fluxo luminoso considera a luz emitida para todas as direções, a intensidade da luz mede a quantidade de luz emitida em uma determinada direção. Para uma fonte luminosa que emite luz igualmente em todas as direções o fluxo luminoso equivale ao produto entre 4π e a intensidade luminosa.
comprimento de onda de uma onda eletromagnética pode ser alterado por meio da refração ou da reflexão. Entretanto, esta transformação consome uma porção da energia desta onda.
Figura 14 – Espectro eletromagnético visível pelo olho humano.
Fonte: http://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/8/8d/Espectro_eletromag.svg (2007).
A reprodução de cores de uma lâmpada é medida por uma escala denominada índice de reprodução de cores (IRC). O IRC compara à similaridade do espectro de cores refletido por um objeto com a reflexão da luz natural do sol a partir deste objeto. Ressalta-se que o IRC varia em uma escala entre zero e cem, sendo que IRC 100 equivale à luz solar. O IRC é um índice não determinístico, calculado com base na avaliação estatística das impressões de seres humanos que visualizaram a incidência da luz de determinada fonte sobre um objeto. Desta forma, uma maior similaridade entre a iluminação conferida e a luz do sol, quanto às cores do objeto avaliado, corresponde a um IRC maior.
O tempo de vida de uma lâmpada é a média aritmética do tempo de duração (em horas) de diversas amostras de uma lâmpada específica, que são avaliadas através de ensaios. Estes ensaios consistem em manter estas amostras ativas de modo a verificar o tempo de duração médio destas, quando ligadas permanentemente.
2.4.2. Lâmpadas a arco
O desenvolvimento da iluminação através da energia elétrica teve início, em 1810, com uma lâmpada a arco experimental. Porém, as versões comerciais desta lâmpada chegariam ao mercado apenas quarenta anos depois.
As lâmpadas produzem luz a partir de um arco voltaico, o qual possui grande luminosidade. Este arco é produzido entre dois eletrodos de carbono, alimentados por uma potente bateria. Estas lâmpadas foram aplicadas na indústria a partir de 1958 e, posteriormente, para iluminação pública vinte anos depois. Entretanto, as luminárias a arco eram muito potentes, emitindo muita luz, o que limitava sua aplicação.
A Figura 15 apresenta uma luminária a arco, demonstrando a aparência deste dispositivo antes e depois de sua ativação.
Figura 15 – Lâmpada a arco.
Fonte: http://electricmuseum.com/?p=279 (2014).
2.4.3. Lâmpadas incandescentes
(Harris, 1993). Posteriormente, a adição de gases inertes e o uso de filamentos enrolados incrementou a eficiência destas lâmpadas.
As lâmpadas incandescentes emitem calor (cerca de 90 % da energia consumida) e luz (cerca de 10 % da energia empregada) (Pinto, 2008). Esta proporção era vantajosa para a produção de luz, em relação à iluminação a gás, a qual era uma tecnologia concorrente no final do século XIX (Harris, 1993). Contudo, esta eficiência é muito baixa quando comparada às tecnologias introduzidas no mercado posteriormente. Ademais, o tempo de vida das lâmpadas incandescentes é restringido devido à queima de seu filamento. A Figura 16 apresenta um exemplo de lâmpada incandescente.
Figura 16 – Lâmpada incandescente.
Fonte: http://lumenhub.com/incandescent-lamps (2015).
2.4.4. Lâmpadas de descarga
As pesquisas que conduziram ao desenvolvimento das lâmpadas de descarga iniciaram com um estudo em 1710. No entanto, alcançaram o mercado no início do século XX. O princípio de funcionamento destas lâmpadas fundamenta-se na aplicação de uma descarga elétrica sobre um gás ionizado, o qual emite luz ao ser estimulado eletricamente. No início, o gás utilizado era o dióxido de carbono (CO2) que possuía
baixa eficiência luminosa (2-6 lm/W). A descoberta dos gases néon, xenônio, crípton, hélio e árgon possibilitou o desenvolvimento de lâmpadas de descarga de baixa pressão utilizando estes gases. Estas possuíam maior eficiência luminosa, a possibilidade emitir fluxos luminosos com cores distintas, e a possibilidade de adequar estes gases aos diferentes formatos de lâmpadas. As cores eram geradas através da combinação de gases coloridos. Isto incentivou o uso destas lâmpadas para sinais e anúncios, cuja atratividade era desejada. Entretanto, estas lâmpadas possuíam baixo IRC. Os avanços desta tecnologia conduziram à introdução das lâmpadas fluorescentes.
de vidro são cobertos com um filtro. O comprimento de onda da radiação gerada por estas lâmpadas depende do gás utilizado. Uma grande parcela da radiação gerada é UV. Esta é convertida em radiação visível pelo filtro, usualmente de fósforo. Porém, este processo é apenas cerca de 50 % eficiente (Devky, 2006). Ainda assim, as lâmpadas fluorescentes são de três a cinco vezes mais eficientes que as incandescentes, além de apresentarem maior tempo de vida (15000-20000 h). Estas costumam possuir um reator externo, o qual é indesejado do ponto de vista estético. Para solucionar esta questão foram desenvolvidas lâmpadas fluorescentes compactas (LFC) (Pinto, 2008). Porém, as lâmpadas fluorescentes geram poluição ambiental devido aos gases e aos elementos que compõem o filtro serem poluentes. A Figura 17 apresenta a ilustração de uma lâmpada LFC.
Figura 17 – Lâmpada fluorescente LFC.
Fonte: Editado pelo autor de http://ka-d.deviantart.com/art/3D-compact-fluorescent-lamp-318038505 (2015).
As lâmpadas de descarga podem ser classificadas de acordo com o nível de pressão à qual seus gases são submetidos. Deste modo, há as lâmpadas de baixa e de alta pressão. As primeiras lâmpadas de descarga, as lâmpadas de néon e as fluorescentes são de baixa pressão.
As lâmpadas de descarga de alta intensidade (do inglês – high intense discharge – HID) se caracterizam por sua alta eficiência luminosa. Estas são constituídas de eletrodos de tungstênio inseridos em um tubo de quartzo fundido ou de alumina fundida, onde reside o gás a ser incitado eletricamente. Alguns exemplos de lâmpadas HID: Lâmpada de vapor de mercúrio, lâmpada de vapor de sódio, lâmpada de haleto metálico (do inglês – metal halide – MH) e as lâmpadas de xenônio.
condutores. O uso do sódio resulta em uma maior eficiência luminosa do que o mercúrio. A maior desvantagem do uso do sódio são os menores níveis de IRC na luz produzida (Harris, 1993).
As lâmpadas de sódio de baixa pressão (do inglês – low pressure soldium lamps – LPS) possuem grande eficiência luminosa, alcançando 200 lm/W, porém seu IRC é baixo. A alta eficiência está associada a estas lâmpadas produzirem luz amarela quase monocromática, a qual é demonstrada na Figura 18.
Figura 18 – Iluminação pública com lâmpadas de sódio de baixa pressão.
Fonte: http://darkerview.com/wordpress/?tag=low-pressure-sodium (2012).
Embora o IRC das lâmpadas de sódio de alta pressão de sódio (do inglês – high
pressure soldium – HPS) ainda seja baixo, em relação a outras lâmpadas, este é maior
do que o produzido pela variante de baixa pressão. As lâmpadas HPS podem alcançar uma eficiência luminosa de 150 lm/W. A principal aplicação das lâmpadas de sódio é a iluminação industrial e pública. As lâmpadas HPS possuem um período significativo da duração de seu estado transitório (start-up) ao serem ativadas. A Figura 19 apresenta uma lâmpada HPS, como exemplo.
Figura 19 – Lâmpada HPS.
